CN113037095A - 具有超宽输出范围的混合dps双全桥llc谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及隔离DC‑DC功率变换器技术，具体涉及具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器，包括一次侧混合双全桥逆变器、混合LLC谐振槽、隔离变压器、二次侧全桥整流电路、输出滤波电容和输出电阻负载；一次侧混合双全桥逆变器由第一桥臂开关管，第二桥臂开关管，第三桥臂开关管构成三桥臂结构，第一桥臂开关管和第二桥臂开关管构成第一全桥逆变器，第一桥臂开关管和第三桥臂开关管构成第二全桥逆变器，第一桥臂开关管为第一、第二全桥逆变器共用开关管，通过改变第二、第三桥臂开关管的移相角，实现25‑980V的超宽输出电压范围。通过改变混合双全桥的工作状态，获得超宽的输出电压范围，提升系统传输效率和功率密度。

Description

具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器
技术领域
本发明属于隔离DC-DC功率变换器技术领域，特别涉及具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器。
背景技术
近年来新能源技术发展迅猛，大功率高频开关电源在新能源系统中得到广泛应用。其中，DC-DC变换器被大量应用于大功率直流领域，如特种电源、电动汽车充电和可编程电源等应用中。而随着变化器效率以及功率密度的需求变得越来越高，因此相关的直流变换器出现了小型化、高效化、低纹波、低电磁干扰、好的动态性能和高可靠性为特征的发展趋势。国内外学者为了降低变换器的开关损耗，提高工作效率，研究了开关管的高频软开关技术，以及对应的一系列变换器。这些变换器能够工作在高频软开关模式下，在降低开关损耗提高功率密度上有着较突出的优势。
在一系列的结构中，LLC谐振变换器因其结构简单，且能够在全电压范围内实现一次侧开关管的零电压开通(ZVS)和二次侧整流二极管的零电流关断(ZCS)，同时保持循环电流较小的特性，因此被广泛运用在DC-DC变换器中。在一些应用场合下需要LLC谐振变换器实现较宽的输出电压范围。而在传统的频率控制方式下，LLC变换器的输出电压会受到工作频率的限制，只能在有限的范围内进行调节。在这种情况下，便需要对LLC谐振变换器的结构或者控制策略进行优化改进，实现目标所需的宽输出电压调节范围。
发明内容
针对背景技术存在的问题，本发明提供一种新型具有混合双移相(Dual-Phaseshift简称DPS)控制策略的混合双全桥LLC谐振变换器，改变混合双全桥的工作状态，获得超宽的输出电压范围，提升系统传输效率和功率密度。
为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器，包括一次侧混合双全桥逆变器Ⅰ、混合LLC谐振槽Ⅱ、隔离变压器Ⅲ、二次侧全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载R；一次侧混合双全桥逆变器Ⅰ由第一桥臂开关管，第二桥臂开关管，第三桥臂开关管构成三桥臂结构，其中第一桥臂开关管和第二桥臂开关管构成第一全桥逆变器，第一桥臂开关管和第三桥臂开关管构成第二全桥逆变器，第一桥臂开关管为第一、第二全桥逆变器共用开关管，通过改变第二、第三桥臂开关管的移相角，实现25-980V的超宽输出电压范围。
在上述具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器中，一次侧混合双全桥逆变器Ⅰ由第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5和第六开关管Q6组成，其中共用第一开关管Q1、第二开关管Q2构成三桥臂六开关结构；
混合LLC谐振槽Ⅱ由谐振电容Cr和谐振电感Lr，与第一励磁电感Lm1构成第一谐振槽，与第二励磁电感Lm2构成第二谐振槽；
隔离变压器Ⅲ包括第一隔离变压器T1和第二隔离变压器T2采用双绕组型高频变压器，其一次侧绕组与二次侧绕组匝数比为Np：Ns＝n：1；
二次侧全桥整流电路Ⅳ由二次侧第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4组成；
一次侧第一开关管Q1、第三开关管Q3、第五开关管Q5的漏极相连并与输入直流源的正极连接，源极分别与第二开关管Q2、第四开关管Q4、第六开关管Q6的漏极相连，第二开关管Q2、第四开关管Q4、第六开关管Q6的源极相连并与输入直流源的负极相连接；
谐振电容Cr一端与第一开关管Q1的源极相连，另一端与谐振电感Lr相连，谐振电感Lr另一端与第一励磁电感Lm1以及第一隔离变压器T1的一次侧同名端相连，同时连接于第二励磁电感Lm2以及第二隔离变压器T2的一次侧同名端，第一隔离变压器T1一次侧另一端与第一励磁电感Lm1的另一端相连并连于第三开关管Q3的源极，第二隔离变压器T2的一次侧另一端与第二励磁电感Lm2的另一端相连并连接于第五开关管Q5的源极；
第一隔离变压器T1、第二隔离变压器T2的二次侧串联，且第一隔离变压器T1的同名端连于第一整流二极管D1的阳极和第二整流二极管D2的阴极，第二隔离变压器T2的异名端与第三整流二极管D3的阳极、第四整流二极管D4的阴极相连；
输出电容Co与负载R并联并与第三整流二极管D3的阳极、第四整流二极管D4的阴极相连，构成输出回路。
在上述具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器中，第一励磁电感Lm1小于第二励磁电感Lm2。
在上述具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器中，控制方式实现包括：
输出电压范围为25-490V时，混合双全桥LLC谐振变换器对第一全桥逆变器进行移相控制；固定第一开关管Q1、第二开关管Q2的占空比设置为0.48，设置2×10-7S的死区时间；第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6分别与第一开关管Q1、第二开关管Q2的脉冲信号一致，第二、三桥臂开关管均设置一个5°初始移相角；并将第二桥臂开关管针对第一桥臂开关管进行移相，移相角θ1范围为5°-180°，第三桥臂开关管保持初始设定不变；实现25-490V的输出电压范围；
输出电压范围为490-980V时，混合双全桥LLC谐振变换器在第二桥臂开关管移相完的基础上，对第三桥臂进行移相控制；第五开关管Q5、第六开关管Q6的脉冲信号在5°初始移相角的基础上继续移相，第五开关管Q5、第六开关管Q6的移相角θ2范围为5°-180°；在第二桥臂开关管移相的基础上对第三桥臂开关管进行移相，改变第二谐振槽的输入电压，通过第三桥臂开关管移相控制方式实现490-980V的输出电压范围。
与现有技术相比，本发明的有益效果：(1)采用双移相(Dual-Phase shift，DPS)控制策略，实现超宽输出电压范围，满足不同等级负载需求；
(2)开关频率等于串联谐振频率，谐振变换器始终工作在最佳效率点，提升系统工作效率；
(3)谐振变换器可设计较大励磁电感Lm，减小循环电流，降低一次侧开关管的传导损耗；
(4)能实现一次侧移相桥臂开关管的零电压开通(ZVS)，二次侧整流二极管的零电流关断(ZCS)；
(5)有利于磁性元器件的磁集成设计，减小变压器体积，提高功率密度。
附图说明
图1是本发明一个实施例混合双全桥LLC谐振变换器的原理结构图；
图2是本发明一个实施例输出25-490V开关管移相控制脉冲波形；
图3是本发明一个实施例输出490-980V开关管移相控制脉冲波形；
图4是本发明一个实施例输出25-490V两谐振槽输入电压波形；
图5是本发明一个实施例输出490-980V两谐振槽输入电压波形；
图6是本发明一个实施例490V输出稳态谐振电流、励磁电流波形；
图7是本发明一个实施例980V输出稳态谐振电流、励磁电流波形；
图8是本发明一个实施例超宽输出电压波形；
图9(a)是本发明一个实施例490V输出第二、第四开关管Q2、Q4的ZVS波形图；
图9(b)是本发明一个实施例490V输出第六开关管Q6的ZVS波形、ZCS波形图；
图10(a)是本发明一个实施例980V输出第二、第四开关管Q2、Q4的ZVS波形图；
图10(b)是本发明一个实施例980V输出第六开关管Q6的ZVS波形、ZCS波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
本实施例一次侧逆变器采用具有新型双移相DPS控制策略的混合双全桥结构，共用第一桥臂开关管，且两谐振槽共用一组谐振电感Lr和谐振电容Cr，通过双移相的控制方式对混合双全桥结构的第二、第三桥臂开关管进行移相，获得25-980V的超宽输出电压范围。在整个移相工作过程中是采用定频方式，开关频率始终等于串联谐振频率，使系统工作在最佳效率点，有利于系统效率的提升，定频方式中励磁电感和变压器等磁性元件的设计简单，简化了系统参数设计，利于磁性元件的集成，实现高功率密度。
本实施例是通过以下技术方案来实现的，具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器，结构上由直流输入源Vin、混合双全桥逆变器Ⅰ、混合LLC谐振槽Ⅱ、隔离变压器Ⅲ、二次侧全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载R多部分构成。
其中一次侧混合双全桥逆变器Ⅰ主要是由第一、二开关管Q1、Q2组成第一桥臂开关管，第三、第四开关管Q3、Q4组成第二桥臂开关管，第五、第六开关管Q5、Q6组成第三桥臂开关管，第一、第二、第三桥臂开关管构成的三桥臂结构，其中第一桥臂开关管和第二桥臂开关管构成第一全桥逆变器，第一桥臂开关管和第三桥臂开关管构成第二全桥逆变器，第一桥臂开关管为第一、第二全桥离变器共用桥臂开关管。混合LLC谐振槽Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr，并与第一励磁电感Lm1构成第一谐振槽，与第二励磁电感Lm2构成第二谐振槽。隔离变压器Ⅲ包括第一、第二隔离变压器T1、T2采用双绕组型高频变压器，其一次侧绕组与二次侧绕组匝数比为Np：Ns＝n：1。二次侧全桥整流电路Ⅳ由二次侧整流二极管第一、第二、第三、第四整流二极管D1、D2、D3、D4组成。该混合双全桥LLC谐振变换器的一次侧开关管第一、第三、第五开关管Q1、Q3、Q5的漏极相连并与输入直流源的正极连接，第一、第三、第五开关管Q1、Q3、Q5的源极分别与第二、第四、第六开关管Q2、Q4、Q6的漏极相连，第二、第四、第六开关管Q2、Q4、Q6的源极相连并连于输入直流源的负极。谐振电容Cr一端与第一开关管Q1的源极相连，另一端与谐振电感Lr相连，谐振电感Lr另一端与第一谐振槽的第一励磁电感Lm1以及第一隔离变压器T1的一次侧同名端相连，同时连于第二谐振槽的第二励磁电感Lm2以及第二隔离变压器T2的一次侧同名端，第一隔离变压器T1一次侧另一端与第一励磁电感Lm1的另一端相连并连于第三开关管Q3的源极，第二隔离变压器T2的一次侧另一端与第二励磁电感Lm2的另一端相连并连于第五开关管Q5的源极。第一、第二隔离变压器T1、T2的二次侧串联，且第一隔离变压器T1的同名端连于第一整流二极管D1的阳极和第二整流二极管D2的阴极，第二隔离变压器T2的异名端与第三整流二极管D3的阳极、第四整流二极管D4的阴极相连。输出电容Co与负载R并联并与第三整流二极管D3的阳极、第四整流二极管D4的阴极相连，构成输出回路。
本实施例主要通过改变第二、第三桥臂开关管的移相角实现25-980V的超宽输出电压范围。
当所需输出电压范围为25-490V时，混合双全桥LLC谐振变换器仅需对第一全桥逆变器进行移相控制。固定第一、第二开关管Q1、Q2的占空比设置为0.48，并设置2×10-7S的死区时间，避免开关管直通同时保证开关管软开关的实现。第二桥臂开关管上的第三、第四开关管Q3、Q4、第三桥臂开关管上的第五、第六开关管Q5、Q6分别与第一、第二开关管Q1、Q2的脉冲信号一致，为了使初始输出电压有效，第二、三桥臂开关管都设置一个较小的初始移相角5°，使输出电压不为零。并将第二桥臂开关管上和第三、第四开关管Q3、Q4针对第一桥臂开关管进行移相，移相角θ1范围为5°-180°，第三桥臂开关管保持初始设定不变。通过这种调制方式实现25-490V的输出电压范围。
当所需输出电压范围为490-980V时，混合双全桥LLC谐振变换器便需要在第二桥臂开关管移相完的基础上，对第三桥臂开关管进行移相控制。第三桥臂开关管上的第五、第六开关管Q5、Q6的脉冲信号在初始移相角5°的基础上继续移相，第五、第六开关管Q5、Q6的移相角θ2范围为5°-180°。在第二桥臂开关管移相的基础上对第三桥臂开关管进行移相，改变第二谐振槽的输入电压，通过第三桥臂开关管移相控制方式实现490-980V的输出电压范围。
具体实施时，如图1所示，具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器的结构为：直流输入源Vin、一次侧混合双全桥逆变器Ⅰ、混合双LLC谐振槽Ⅱ、第一、第二隔离变压器T1、T2、二次侧全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载R。一次侧混合双全桥逆变器又由第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6组成，其中共用第一、第二开关管Q1、Q2构成三桥臂六开关结构。混合双LLC谐振槽Ⅱ共用谐振电容Cr、谐振电感Lr，第一谐振槽的第一励磁电感Lm1，第二谐振槽的第二励磁电感Lm2。二次侧全桥整流电路Ⅳ由第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4构成。在部分参数设置上，额定输入电压为400V，谐振电容Cr为150nF，谐振电感Lr为17uH，第一励磁电感Lm1为80uH，第二励磁电感Lm2为170uH，输出滤波电容Co为20uF，输出负载电阻Ro为80Ω，输出直流电压Vo变化范围为25V≤Vo≤980V。
如图2所示，描述了本实施例在25-490V输出时各开关管控制脉冲波形，此时开关管三桥臂开关管第一、第二、第三、第四、第五、第六开关管Q1、Q2，Q3、Q4，Q5、Q6带死区互补导通，其中第二桥臂开关管Q3、Q4针对第一桥臂开关管Q1、Q2进行移相，移相角θ1范围5°-180°，而第三桥臂开关管Q5、Q6针对第一桥臂开关管Q1、Q2保持移相角θ2为5°固定。图2为截取移相角θ1为90°时的脉冲波形，通过控制移相角θ1大小可获得25-490V第一阶段输出电压范围。
如图3所示，描述了本实施例在490-980V输出时各开关管控制脉冲波形，此时第二桥臂开关管Q3、Q4针对第一桥臂开关管Q1、Q2的移相角θ1为180°。在此基础上，第三桥臂开关管Q5、Q6开始针对第一桥臂开关管Q1、Q2进行移相，移相角θ2范围5°-180°。图3为截取移相角θ2为90°时的脉冲波形，在这个阶段通过增大移相角θ2可实现490-980V输出电压范围。
如图4所示，描述了本实施例在25-490V输出时第一、第二谐振槽输入电压波形。第一谐振槽输入电压Uab呈现三电平方波+Vin、0、-Vin，且随着移相角θ1的增大，输入电压波形由三电平方波向两电平方波+Vin、-Vin过渡，增大第一谐振槽有效输入电压，而第二谐振槽输入电压Uac在这个阶段保持初始移相角θ2对应的三电平方波电压不变。图4为截取移相角θ1为90°时波形。
如图5所示，描述了本实施例在490-980V输出时第一、第二谐振槽输入电压波形。经过第一阶段移相角θ1的变化，第一谐振槽输入电压Uab呈现两电平方波电压。在此基础上，增加移相角θ2的大小，改变第二谐振槽的输入电压Uac，使其由由三电平方波向两电平方波过渡，增大第二谐振槽有效输入电压。图5为截取移相角θ2为90°时波形。
如图6所示，描述了本实施例在490V稳定输出下的第一、第二谐振槽的谐振电流、励磁电流波形。第一谐振槽的谐振电流iLr1和励磁电流iLm1随着移相角θ1的增大而逐渐增大，并在整个过程中谐振电流始终保持为正弦波，励磁电流始终保持为三角波。由于两谐振槽共用谐振电感Lm、谐振电容Cr，所以第二谐振槽的谐振电流iLr2等于第一谐振槽的谐振电流iLr1，而第二谐振槽的励磁电流iLm2在随着θ1的增大过程中一直保持较小值。
如图7所示，描述了本实施例在980V稳定输出下的第一、第二谐振槽的谐振电流、励磁电流波形。第一谐振槽电流波形随着移相角θ1的稳定而保持稳定，第二谐振槽谐振电流iLr2等于iLr1不变，而随着移相角θ2的逐渐增大，第二谐振槽励磁电流iLm2开始增大，最终励磁电流iLm2同样呈现三角波稳定。由于两谐振槽励磁电感的差异，使得最终稳定的励磁电流iLm2小于励磁电流iLm1。
图6、7中的励磁电流始终保持较小值，有利于减小循环电流，降低一次侧开关管的传导损耗，因此在本实施例的控制策略下获得整个系统效率的提升。
如图8所示，本实施例实现超宽输出电压范围，在保持输入电压一定，获得输出电压Vo在25上升到980V的宽输出稳定变化过程。通过移相角θ1的变化，实现25-490V的升压变化过程。再在移相角θ1的变化基础上，通过改变移相角θ2大小实现490-980V的高压输出范围，两次升压过程平滑衔接，获得超宽输出电压并始终保持整个系统工作的稳定。
如图9(a)、9(b)、10(a)、10(b)所示，本实施例中一次侧开关管在不同输出电压下的软开关性能。为了分析方便分别描述各桥臂下开关管的零电压开通波形，以及对应整流二极管的零电流关断波形。由图9(a)、9(b)、10(a)、10(b)可以得出，第二、第四、第六开关管Q2、Q4、Q6的漏源电压在其对应触发脉冲信号Vgs2、Vgs4、Vgs6到来之前已经降为零，实现了各开关管的零电压开通，有效降低了开关管的开关损耗。而在二次侧全桥整流过程中，通过第一、第四整流二极管D1和D4的电流降为零后，通过第二、第三整流二极管D2和D3的电流才开始从零增加，从而实现二次侧整流二极管的ZCS过程。
根据上述描述，本实施例基于改进混合双全桥LLC谐振变换器，采用一种全新的混合双PS控制策略，可以实现超宽输出电压。又由于一次侧开关频率始终等于谐振频率，针对第一、第二谐振槽工作原理，设计第一谐振槽第一励磁电感Lm1小于第二谐振槽第二励磁电感Lm2，有利于实现混合双全桥结构滞后臂轻载时软开关的实现，并且通过这种混合双PS控制方式有效解决单移相控制下循环电流过大的问题，极大降低一次侧器件的导通损耗，利于磁性器件磁集成设计，减小变压器等磁性器件体积，提高功率密度和效率。同时一次侧开关管零电压导通，二次侧整流二极管零电流关断，益于提升效率。本实施例谐振变换器在宽电压工作时，得到一种高效高功率密度的功率转换器，满足宽电压宽增益范围变换的场合，特别的可应用于电动汽车车载充电应用，以及较宽范围的可编程电源等。
以上仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器，包括一次侧混合双全桥逆变器(Ⅰ)、混合LLC谐振槽(Ⅱ)、隔离变压器(Ⅲ)、二次侧全桥整流电路(Ⅳ)、输出滤波电容(Co)和输出电阻负载(R)；其特征是，一次侧混合双全桥逆变器(Ⅰ)由第一桥臂开关管，第二桥臂开关管，第三桥臂开关管构成三桥臂结构，其中第一桥臂开关管和第二桥臂开关管构成第一全桥逆变器，第一桥臂开关管和第三桥臂开关管构成第二全桥逆变器，第一桥臂开关管为第一、第二全桥逆变器共用开关管，通过改变第二、第三桥臂开关管的移相角，实现25-980V的超宽输出电压范围。
2.如权利要求1所述具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器，其特征是，一次侧混合双全桥逆变器(Ⅰ)由第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)和第六开关管Q6组成，其中共用第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)构成三桥臂六开关结构；
混合LLC谐振槽(Ⅱ)由谐振电容(Cr)和谐振电感(Lr)，与第一励磁电感(Lm1)构成第一谐振槽，与第二励磁电感(Lm2)构成第二谐振槽；
隔离变压器(Ⅲ)包括第一隔离变压器(T1)和第二隔离变压器(T2)采用双绕组型高频变压器，其一次侧绕组与二次侧绕组匝数比为Np∶Ns＝n∶1；
二次侧全桥整流电路(Ⅳ)由二次侧第一整流二极管(D1)、第二整流二极管(D2)、第三整流二极管(D3)、第四整流二极管(D4)组成；
一次侧第一开关管(Q1)、第三开关管(Q3)、第五开关管(Q5)的漏极相连并与输入直流源的正极连接，源极分别与第二开关管(Q2)、第四开关管(Q4)、第六开关管(Q6)的漏极相连，第二开关管(Q2)、第四开关管(Q4)、第六开关管(Q6)的源极相连并与输入直流源的负极相连接；
谐振电容(Cr)一端与第一开关管(Q1)的源极相连，另一端与谐振电感(Lr)相连，谐振电感(Lr)另一端与第一励磁电感(Lm1)以及第一隔离变压器(T1)的一次侧同名端相连，同时连接于第二励磁电感(Lm2)以及第二隔离变压器(T2)的一次侧同名端，第一隔离变压器(T1)一次侧另一端与第一励磁电感(Lm1)的另一端相连并连于第三开关管(Q3)的源极，第二隔离变压器(T2)的一次侧另一端与第二励磁电感(Lm2)的另一端相连并连接于第五开关管(Q5)的源极；
第一隔离变压器(T1)、第二隔离变压器(T2)的二次侧串联，且第一隔离变压器(T1)的同名端连于第一整流二极管(D1)的阳极和第二整流二极管(D2)的阴极，第二隔离变压器(T2)的异名端与第三整流二极管(D3)的阳极、第四整流二极管(D4)的阴极相连；
输出电容(Co)与负载(R)并联并与第三整流二极管(D3)的阳极、第四整流二极管(D4)的阴极相连，构成输出回路。
3.如权利要求2所述具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器，其特征是，第一励磁电感(Lm1)小于第二励磁电感(Lm2)。
4.如权利要求2所述具有超宽输出范围的混合DPS双全桥LLC谐振变换器，其特征是，控制方式实现包括：
输出电压范围为25-490V时，混合双全桥LLC谐振变换器对第一全桥逆变器进行移相控制；固定第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)的占空比设置为0.48，设置2×10-7S的死区时间；第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)分别与第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)的脉冲信号一致，第二、三桥臂开关管均设置一个5°初始移相角；并将第二桥臂开关管针对第一桥臂开关管进行移相，移相角θ1范围为5°-180°，第三桥臂开关管保持初始设定不变；实现25-490V的输出电压范围；
输出电压范围为490-980V时，混合双全桥LLC谐振变换器在第二桥臂开关管移相完的基础上，对第三桥臂进行移相控制；第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)的脉冲信号在5°初始移相角的基础上继续移相，第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)的移相角θ2范围为5°-180°；在第二桥臂开关管移相的基础上对第三桥臂开关管进行移相，改变第二谐振槽的输入电压，通过第三桥臂开关管移相控制方式实现490-980V的输出电压范围。
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