CN115912937B - 一种llc谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本申请涉及电力电子技术领域，公开了本发明所提供的一种LLC谐振变换器，包括：谐振网络、有源钳位网络、第一变压器、第二变压器，谐振网络的第一输入端、第二输入端分别与有源钳位网络的第一输入端和第二输入端连接，有源钳位网络的第一输出端、第二输出端分别与第二变压器原边绕组的同名端和异名端连接，用于获取移相控制的目标驱动波以控制LLC谐振变换器的电压增益，并钳位第一变压器原边开关管的关断电流。由此，通过新增的有源钳位网络以移相调节的方式进行电压增益调节，避免通过调节开关管频率的方式导致开关管损耗增加，有源钳位网络可将第一变压器原边开关管的关断电流钳位至很小，进一步降低开关管损耗，提升系统效率和性能。

Description

一种LLC谐振变换器

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种LLC谐振变换器。

背景技术

LLC谐振变换器是一种隔离型的DC-DC变换器，由于其具备软开关性能，使用的元件较少，且具有良好的电磁干扰（EMI）性能，因此广泛应用于分布式发电和电动汽车等领域。

传统的LLC谐振变换器由桥式电路、谐振网络、变压器和整流电路等部分组成，目前，调节LLC谐振变换器的电压增益时，通常采用变频控制的方式进行调节，即，通过调节开关管的开关频率以调节LLC谐振变换器的电压增益，然而，为实现宽增益调压，需要对变换器进行宽频率范围调节，这会增加开关管的损耗，降低变换器的效率。

此外，LLC谐振变换器通常需要在开关频率大于谐振频率的情况下工作，此时，会导致变换器副边的整流二极管失去零电流关断（ZCS）的软开关性能，增加整流二极管的损耗。同时，变压器原边的开关管的关断损耗会随着关断电流的增大而提高，进而导致系统的整体性能和效率较低。

由此可见，如何在保证LLC谐振变换器实现宽电压增益的基础上，降低变换器中各开关管的损耗，降低变压器原边开关管的关断电流，提升系统效率和性能，是本领域技术人员亟待解决的问题。

发明内容

本申请的目的是提供一种LLC谐振变换器，可以实现宽范围调压，并降低LLC谐振变换器中各开关管的损耗，降低变压器原边开关管的关断电流，进而提升系统效率和性能。

为解决上述技术问题，本申请提供一种LLC谐振变换器，包括：谐振网络、有源钳位网络、第一变压器、第二变压器；

所述谐振网络的第一输入端与所述有源钳位网络的第一输入端连接所产生的公共端与电源的正极连接，所述谐振网络的第二输入端与所述有源钳位网络的第二输入端连接产生的公共端与电源的负极连接，所述谐振网络的第一输出端与所述第一变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与所述第一变压器原边绕组的异名端连接；

所述有源钳位网络的第一输出端与所述第二变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与所述第二变压器原边绕组的异名端连接，用于获取移相控制的目标驱动波以控制所述LLC谐振变换器的电压增益，并钳位所述第一变压器原边开关管的关断电流。

优选地，所述谐振网络包括：全桥开关网络和谐振槽电路；

所述全桥开关网络包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述第一开关管的漏极与所述第三开关管的漏极连接产生的公共端作为所述谐振网络的第一输入端，所述第一开关管的源极和所述第二开关管的漏极连接所产生的公共端与所述谐振槽电路的输入端连接；

所述第二开关管的源极与所述第四开关管的源极连接所产生的公共端作为所述谐振网络的第二输入端，所述第三开关管的源极和所述第四开关管的漏极连接；

所述谐振槽电路包括谐振电感、谐振电容和第一励磁电感，所述谐振电感、所述谐振电容和所述第一励磁电感依次串联，且所述谐振电容与所述第一励磁电感串联产生的公共端作为所述谐振网络的第一输出端，所述谐振电感的另一端作为所述谐振槽电路的输入端，所述第一励磁电感的另一端与所述第四开关管的漏极连接所产生的公共端作为所述谐振网络的第二输出端。

优选地，所述有源钳位网络包括：半桥开关网络和第二励磁电感；

所述半桥开关网络包括第五开关管和第六开关管，所述第五开关管的漏极作为所述有源钳位网络的第一输入端，所述第六开关管的源极作为所述有源钳位网络的第二输入端，所述第五开关管的源极和所述第六开关管的漏极连接产生的公共端与所述第二励磁电感的一端连接；

所述第二励磁电感的另一端与所述第一励磁电感的另一端连接所产生的公共端作为所述有源钳位网络的第一输出端，所述第二励磁电感的一端还作为所述有源钳位网络的第二输出端。

优选地，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管均为硅基开关管，第五开关管和第六开关管均为碳化硅开关管。

优选地，所述第一变压器原边绕组和副边绕组的第一匝数比，与所述第二变压器原边绕组和副边绕组的第二匝数比相同。

优选地，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的开关频率相等。

优选地，所述的LLC谐振变换器，还包括由桥式整流电路和滤波电容构成的整流滤波网络；

所述桥式整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第一输入端，所述第三二极管的阳极和所述第四二极管阴极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第二输入端，所述第一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第一输出端，所述第二二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第二输出端；

所述桥式整流电路的第一输入端与所述第一变压器副边绕组的同名端连接，所述桥式整流电路的第二输入端与所述第二变压器副边绕组的异名端连接，且所述第一变压器副边绕组的异名端与所述第二变压器副边绕组的同名端连接，所述桥式整流电路的第一输出端与所述滤波电容的一端连接产生的公共端作为所述整流滤波网络的第一输出端，所述桥式整流电路的第二输出端与所述滤波电容的另一端连接产生的公共端作为所述整流滤波网络的第二输出端。

本发明所提供的一种LLC谐振变换器，包括：谐振网络、有源钳位网络、第一变压器、第二变压器，谐振网络的第一输入端与有源钳位网络的第一输入端连接所产生的公共端与电源的正极连接，谐振网络的第二输入端与有源钳位网络的第二输入端连接产生的公共端与电源的负极连接，谐振网络的第一输出端与第一变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与第一变压器原边绕组的异名端连接。有源钳位网络的第一输出端与第二变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与第二变压器原边绕组的异名端连接，用于获取移相控制的目标驱动波以控制LLC谐振变换器的电压增益，并钳位第一变压器原边开关管的关断电流。

由此可见，本申请所提供的技术方案，通过新增的有源钳位网络以移相调节的方式实现LLC谐振变换器电压增益的调节，即谐振网络中开关管使用定频，避免通过调节谐振网络中各开关管频率以调解电压增益时导致增加开关管损耗，同时，有源钳位网络可将第一变压器原边开关管的关断电流钳位至很小，避免关断电流过大时进一步增加开关管损耗。此外，谐振网络中开关管采用定频的方式，可使LLC谐振变换器中整流电路的二极管一直保持零电流关断的软开关性能，降低二极管的损耗，进而提升系统的整体效率和性能。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请实施例提供的一种LLC谐振变换器的电路图；

图2为本申请另一实施例所提供的一种LLC谐振变换器的电路图；

图3为本申请实施例所提供的一种基于移相角控制的LLC谐振变换器的工作波形图；

图4为本申请另一实施例提供的另一种LLC谐振变换器的电路图；

图5为本申请实施例所提供的一种LLC谐振变换器的FHA等效电路图；

附图标记如下：1为谐振网络，2为有源钳位网络，3为整流滤波网络，4为全桥开关网络，5为谐振槽电路，6为半桥开关网络。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护范围。

本申请的核心是提供一种LLC谐振变换器，通过新增可获取移相控制的目标驱动波以控制LLC谐振变换器的电压增益，并可将第一变压器原边开关管的关断电流钳位至很小的有源钳位网络，进而采用移相控制的方式实现LLC谐振变换器电压增益调节，避免调节变压器原边开关管频率的方式增加开关管的损耗，此外，有源钳位网络将开关管的关断电流钳位至很小，可进一步降低开关管损耗，进而提升系统整体效率和性能。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步的详细说明。

LLC谐振变换器是一种隔离型的DC-DC变换器，由于其具备软开关性能，使用的元件较少，且具有良好的电磁干扰（EMI）性能，因此广泛应用于分布式发电和电动汽车等领域。

LLC谐振变换器由硅基全桥、变压器和桥式整流电路等部分组成，目前，调节LLC谐振变换器的电压增益时，通常采用变频控制的方式进行调节，即，通过调节硅基全桥中开关管的开关频率以调解LLC谐振变换器的电压增益，然而，为实现宽增益调压，需要对变换器进行宽频率范围调节，这会增加开关管的损耗，降低变换器的效率。

此外，LLC谐振变换器通常需要在硅基全桥中开关频率大于谐振频率的情况下工作，此时，会导致变换器副边的整流二极管失去零电流关断（ZCS）的软开关性能，增加整流二极管的损耗。同时，变压器原边的开关管的关断损耗会随着关断电流的增大而提高，进而导致系统的整体性能和效率较低。

为了解决上述技术问题，降低LLC谐振变换器中各开关管的损耗，降低变压器原边开关管的关断电流，提升系统效率和性能，本申请实施例提供了一种LLC谐振变换器，通过新增一个有源钳位网络，通过有源钳位网络以移相的方式控制LLC谐振变换器电压增益的调节，并钳位变压器原边开关管的关断电流至很小，由此可以避免通过调节谐振网络中开关管频率的方式调节电压增益，进而可降低开关管的损耗，提升系统效率和性能。此外，本申请所提供的谐振网络中开关管均使用定频，可使LLC谐振变换器中整流电路的二极管一直保持零电流关断的软开关性能，降低二极管的损耗，进一步提升系统效率和性能。

图1为本申请实施例提供的一种LLC谐振变换器的电路图，如图1所示，该LLC谐振变换器包括：谐振网络1、有源钳位网络2、第一变压器

、第二变压器/>

。谐振网络1的第一输入端与有源钳位网络2的第一输入端连接所产生的公共端与电源/>

的正极连接，谐振网络1的第二输入端与有源钳位网络2的第二输入端连接产生的公共端与电源/>

的负极连接，谐振网络1的第一输出端与第一变压器/>

原边绕组的同名端连接，第二输出端与第一变压器/>

原边绕组的异名端连接。

有源钳位网络2的第一输出端与第二变压器

原边绕组的同名端连接，第二输出端与第二变压器/>

原边绕组的异名端连接，用于获取移相控制的目标驱动波以控制LLC谐振变换器的电压增益，并钳位第一变压器/>

原边开关管的关断电流。

在具体实施中，谐振网络1包括全桥开关网络4和谐振槽电路5，其中，全桥开关网络4由四个开关管构成，当四个开关管为硅基开关管时构成硅基全桥。 而有源钳位网络2包括半桥开关网络6和第二励磁电感

，其中，半桥开关网络6由两个开关管组成，当两个开关管为碳化硅开关管时构成宽禁带半桥。事实上，全桥开关网络4中的开关管和半桥开关网络6中的开关管可以均为碳化硅开关管，或均为硅基开关管，或均为氮化镓开关管，也可以是全桥开关网络4中的开关管使用一种类型的开关管，而半桥开关网络6中的开关管使用另一种类型，对此本申请不作限定。从成本和性能的角度考虑，全桥开关网络4中的开关管优选使用硅基开关管，半桥开关网络6中的开关管优选碳化硅开关管。

需要说明的是，本申请提供的全桥开关网络4中四个开关管的开关频率相等，即第一变压器

原边开关管的开关频率相等，且在实施中各开关管均保持定频，不再通过调节第一变压器/>

中原边开关管的开关频率以调节LLC谐振变换器的电压增益，而是通过半桥开关网络6获取移相控制的目标驱动波，并根据该目标驱动波调节LLC谐振变换器的电压增益。其中，目标驱动波可是由控制器发出，也可以是MCU发出，对于发送目标驱动波的具体器件，本申请不作限定。

如图1所示，本申请所提供的技术方案还包括整流滤波网络3，整流滤波网络3由桥式整流电路和滤波电容组成，其中桥式整流电路中包括四个二极管，若采用传统的方式调节LLC谐振变换器的电压增益，即，通过调节第一变压器

原边开关管开关频率以调解电压增益，当开关频率大于谐振频率时，会导致第一变压器/>

原边开关管的关断电流很大，使得桥式整流电路中的二极管失去零电流关断的软开关性能，进而增加二极管的损耗，降低系统的效率和性能。然而，采用本申请所提供的技术方案，有源钳位网络2将第一变压器

原边开关管的关断电流钳位至很小，同时不再通过调节原边开关管频率以调解电压，即，原边开关管采用定频的方式，则桥式整流电路会一直保持零电流关断的软开关性能，并降低了二极管的损耗。

事实上增加了有源钳位网络2的同时，增加设置了一个变压器，即，如图1所示，增加设置了第二变压器

，实施中，第一变压器/>

和第二变压器/>

中原边绕组与副边绕组的匝数比与LLC谐振变换器的电压增益有关，通常根据不同业务的需求对第一变压器/>

和第二变压器/>

的匝比进行设置。不过，需要说明的是，通常将第一变压器/>

和第二变压器/>

设置相同可以包括大多数使用场景。

本申请实施例所提供的LLC谐振变换器，包括：谐振网络、有源钳位网络、第一变压器、第二变压器，谐振网络的第一输入端与有源钳位网络的第一输入端连接所产生的公共端与电源的正极连接，谐振网络的第二输入端与有源钳位网络的第二输入端连接产生的公共端与电源的负极连接，谐振网络的第一输出端与第一变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与第一变压器原边绕组的异名端连接。有源钳位网络的第一输出端与第二变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与第二变压器原边绕组的异名端连接，用于获取移相控制的目标驱动波以控制LLC谐振变换器的电压增益，并钳位第一变压器原边开关管的关断电流。由此可见，本申请所提供的技术方案，通过新增的有源钳位网络以移相调节的方式实现LLC谐振变换器电压增益的调节，即谐振网络中开关管使用定频，避免通过调节谐振网络中各开关管频率以调解电压增益时导致增加开关管损耗，同时，有源钳位网络可将第一变压器原边开关管的关断电流钳位至很小，避免关断电流过大时进一步增加开关管损耗。此外，谐振网络中开关管采用定频的方式，可使LLC谐振变换器中整流电路的二极管一直保持零电流关断的软开关性能，降低二极管的损耗，进而提升系统的整体效率和性能。

图2为本申请另一实施例所提供的一种LLC谐振变换器的电路图，如图2所述，在具体实施例中，谐振网络1包括全桥开关网络4和谐振槽电路5。

全桥开关网络4包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，第一开关管S1的漏极与第三开关管S3的漏极连接产生的公共端作为谐振网络1的第一输入端，第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极连接所产生的公共端与谐振槽电路5的输入端连接。第二开关管S2的源极与第四开关管S4的源极连接所产生的公共端作为谐振网络1的第二输入端，第三开关管S3的源极和第四开关管S4的漏极连接。

谐振槽电路5包括谐振电感

、谐振电容/>

和第一励磁电感/>

，谐振电感/>

、谐振电容/>

和第一励磁电感/>

，且谐振电容/>

与第一励磁电感/>

串联产生的公共端作为谐振网络1的第一输出端，谐振电感/>

的另一端作为谐振槽电路5的输入端，第一励磁电感/>

的另一端与第四开关管S4的漏极连接所产生的公共端作为谐振网络1的第二输出端。

有源钳位网络2包括半桥开关网络6和第二励磁电感

，半桥开关网络6包括第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5的漏极作为有源钳位网络2的第一输入端，第六开关管S6的源极作为有源钳位网络2的第二输入端，第五开关管S5的源极和第六开关管S6的漏极连接产生的公共端与第二励磁电感/>

的一端连接，第二励磁电感/>

的另一端与第一励磁电感/>

的另一端连接所产生的公共端作为有源钳位网络2的第一输出端，第二励磁电感/>

的一端还作为有源钳位网络2的第二输出端。

本申请所提供的技术方案，不再通过调节第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的开关频率以调解LLC谐振变换器的电压增益，且第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4开关频率设置相等，均设置为

，第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，占空比均为0.5。实施中，第二开关管S2和第三开关管S3同时导通或关断，而第一开关管S1和第四开关管S4同时导通或关断。第二变压器/>

原边开关管（第五开关管S5和第六开关管S6）互补导通，占空比均为0.5。

实施中，第五开关管S5的驱动信号超前于第一开关管S1的驱动信号，第六开关管S6的驱动信号超前于第二开关管S2的驱动信号，且两个驱动信号间的移相角为

，由此，半桥开关网络6可获取用于移相控制的目标驱动波，根据目标驱动波调节LLC谐振变换器的电压增益。需要说明的是，目标驱动波可以是任意可发送驱动波的器件，例如控制器等可直接设置移相角/>

的器件，对此本申请不作具体限定。移相角/>

越大，则LLC谐振变换器输出的电压增益就越大，因此，可根据不同的业务需求设置不同的移相角/>

，进而调节电压增益。

本申请实施例所提供的LLC谐振变换器，谐振网络中开关管使用定频，并通过新增的有源钳位网络以移相调节的方式实现LLC谐振变换器电压增益的调节，同时，有源钳位网络可将第一变压器原边开关管的关断电流钳位至很小，降低第一变压器原边开关管的损耗，进而提升系统的整体效率和性能。

实施中，如图2所示，本申请所提供的LLC谐振变换器还包括由桥式整流电路和滤波电容

构成的整流滤波网络3，桥式整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阴极连接所产生的公共端作为桥式整流电路的第一输入端，第三二极管D3的阳极和第四二极管D4阴极连接所产生的公共端作为桥式整流电路的第二输入端，第一二极管D1的阴极与第三二极管D3的阴极连接所产生的公共端作为桥式整流电路的第一输出端，第二二极管D2的阳极与第四二极管D4的阳极连接所产生的公共端作为桥式整流电路的第二输出端。

桥式整流电路的第一输入端与第一变压器

副边绕组的同名端连接，桥式整流电路的第二输入端与第二变压器/>

副边绕组的异名端连接，且第一变压器/>

副边绕组的异名端与第二变压器/>

副边绕组的同名端连接，桥式整流电路的第一输出端与滤波电容/>

的一端连接产生的公共端作为整流滤波网络3的第一输出端，桥式整流电路的第二输出端与滤波电容/>

的另一端连接产生的公共端作为整流滤波网络3的第二输出端。

在具体实施例中，第一变压器

和第二变压器/>

中原边绕组与副边绕组的匝数比与LLC谐振变换器的电压增益有关，为了满足大多数场景的应用，将第一变压器/>

和第二变压器/>

设置相同。将第一变压器/>

原边绕组和副边绕组的第一匝数比n1，第二变压器/>

原边绕组和副边绕组的第二匝数比设置为n2，则n1=n2。

此外，需要说明的是，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6可以均为硅基开关管，或均为碳化硅开关管，或均为氮化镓开关管，也可以是第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4使用一种类型的开关管，第五开关管S5和第六开关管S6使用另一种类型开关管，对此本申请不作限定。从性能和成本的角度出发，优选方案为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4使用硅基开关管，并设置为相同开关频率构成硅基全桥，第五开关管S5和第六开关管S6使用碳化硅开关管构成宽禁带半桥。

实施中，LLC谐振变换器的谐振频率为：

，其中，/>

为谐振电感/>

的电感值，/>

为谐振电容/>

的电容值。

第一励磁电感

与谐振电感/>

的比值为：/>

，其中，/>

为第一励磁电感

的电感值。特征阻抗为：/>

。

图3为本申请实施例所提供的一种基于移相角控制的LLC谐振变换器的工作波形图，如图3所示，LLC谐振变换器工作在

时的工作波形图，波形/>

和波形/>

表征第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6的驱动波形图，/>

表征正产工作下A、B两点间的电压波形图，其中A点为第一开关管S1源极与第二开关管S2漏极连接的公共点，B点为第三开关管S3源极与第四开关管S4漏极连接的公共点。/>

表征正产工作下C、B两点间的电压波形图，C点为第五开关管S5源极与第六开关管S6漏极连接的公共点。/>

波形图表征谐振电感/>

的谐振电流波形图，/>

波形图表征第二励磁电感/>

的谐振电流波形图，/>

波形图表征第一励磁电感/>

的励磁电流波形图，/>

波形图表征第二励磁电感/>

的励磁电流波形图，/>

波形图表征流过第一二极管的电流波形图，/>

波形图表征流过第二二极管的电流波形图。

图4为本申请另一实施例提供的另一种LLC谐振变换器的电路图，如图3所示，在t1-t2时间段内，图4中的第一开关管S1、第四开关管S4和第五开关管S5导通，第二开关管S2、第三开关管S3和第六开关管S6关断，且桥式整流电路中第一二极管D1和第四二极管D4导通，第二二极管D2和第三二极管D3关断。

由于A、B两连接点之间的电路元件有谐振电容

和谐振电感/>

，如图3所示，流过谐振电/>

的电流/>

受两个谐振元件的二元谐振影响，呈正弦变化。B、C两连接点之间虽没有谐振元件，但受到第二变压器/>

副边二次绕组强制换流的影响，谐振电流/>

也呈正弦变化，因此，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6均可实现零电压开通（ZVS）的软开关性能。

如图3所示，在t3-t4时间段内，图4中的第一开关管S1、第四开关管S4和第六开关管S6导通，第二开关管S2、第三开关管S3和第五开关管S5关断，且桥式整流电路中第一二极管D1和第四二极管D4导通，第二二极管D2和第三二极管D3关断。

在t3时刻之前，第二变压器

的一次绕组两端电压被钳位在/>

处，第一变压器

和第二变压器/>

的二次绕组两端电压之和被钳位在/>

处，在t3时刻时，第五开关管S5在峰值谐振电流处关断，第二变压器/>

的一次绕组两端电压被钳位在0，第一变压器

一次绕组两端电压被迫上升，导致谐振电感/>

两端电压迅速下降并反向，谐振电流/>

被迫快速下降。由于第五开关管S5在峰值谐振电流处关断，因此第五开关管S5采用碳化硅开关管可降低关断损耗，第六开关管S6同理可知，采用碳化硅开关管可降低关断损耗。

在t5时刻，第一开关管S1和第四开关管S4关断，受谐振电流快速下降的影响，第一开关管S1和第四开关管S4的关断电流与第一励磁电感

的励磁电流/>

相同，由于第一励磁电感/>

远大于谐振电感/>

，关断电流很小，关断损耗较低，因此，第一开关管S1和第四开关管S4可使用硅基开关管，同理，第二开关管S2和第三开关管S3也使用硅基开关管。

图5为本申请实施例所提供的一种LLC谐振变换器的FHA等效电路图，如图5所示，等效负载为：

，其中，/>

为负载阻值，品质因数为：/>

，增益表达式为：

其中，

为电源电压，/>

为负载两端的电压，n1为第一变压器/>

原边绕组和副边绕组的第一匝数比，n2为第二变压器/>

原边绕组和副边绕组的第二匝数比，/>

为归一化开关频率，即，第一开关管S1（或第二开关管S2，或第三开关管S3，或第四开关管S4）的开关频率与谐振频率的比值。

当开关频率等于谐振频率，即，

时，增益表达式为：

本申请实施例所提供的LLC谐振变换器，谐振网络中开关管使用定频，并通过新增的有源钳位网络采用移相调节的方式实现LLC谐振变换器电压增益的调节，避免通过调节谐振网络中各开关管频率以调解电压增益时导致增加开关管损耗，同时，有源钳位网络可将第一变压器原边开关管的关断电流钳位至很小，避免关断电流过大时进一步增加开关管损耗。此外，谐振网络中开关管采用定频的方式，可使LLC谐振变换器中整流电路的二极管一直保持零电流关断的软开关性能，降低二极管的损耗，进而提升系统的整体效率和性能。

以上对本申请所提供的一种LLC谐振变换器进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请权利要求的保护范围内。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (5)

1.一种LLC谐振变换器，其特征在于，包括：谐振网络、有源钳位网络、第一变压器、第二变压器；

所述谐振网络的第一输入端与所述有源钳位网络的第一输入端连接所产生的公共端与电源的正极连接，所述谐振网络的第二输入端与所述有源钳位网络的第二输入端连接产生的公共端与电源的负极连接，所述谐振网络的第一输出端与所述第一变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与所述第一变压器原边绕组的异名端连接；

所述有源钳位网络的第一输出端与所述第二变压器原边绕组的同名端连接，第二输出端与所述第二变压器原边绕组的异名端连接，用于获取移相控制的目标驱动波以控制所述LLC谐振变换器的电压增益，并钳位所述第一变压器原边开关管的关断电流；

其中，增益表达式为：

；

其中，

为移相角，/>

为品质因数，/>

为电源电压，/>

为负载两端的电压，n ₁ 为所述第一变压器原边绕组和副边绕组的第一匝数比，n ₂ 为所述第二变压器原边绕组和副边绕组的第二匝数比，/>

为归一化开关频率，/>

为第一励磁电感与谐振电感的比值；

所述谐振网络包括：全桥开关网络和谐振槽电路；

所述全桥开关网络包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述第一开关管的漏极与所述第三开关管的漏极连接产生的公共端作为所述谐振网络的第一输入端，所述第一开关管的源极和所述第二开关管的漏极连接所产生的公共端与所述谐振槽电路的输入端连接；

所述第二开关管的源极与所述第四开关管的源极连接所产生的公共端作为所述谐振网络的第二输入端，所述第三开关管的源极和所述第四开关管的漏极连接；

所述谐振槽电路包括所述谐振电感、谐振电容和所述第一励磁电感，所述谐振电感、所述谐振电容和所述第一励磁电感依次串联，且所述谐振电容与所述第一励磁电感串联产生的公共端作为所述谐振网络的第一输出端，所述谐振电感的另一端作为所述谐振槽电路的输入端，所述第一励磁电感的另一端与所述第四开关管的漏极连接所产生的公共端作为所述谐振网络的第二输出端；

所述有源钳位网络包括：半桥开关网络和第二励磁电感；

所述半桥开关网络包括第五开关管和第六开关管，所述第五开关管的漏极作为所述有源钳位网络的第一输入端，所述第六开关管的源极作为所述有源钳位网络的第二输入端，所述第五开关管的源极和所述第六开关管的漏极连接产生的公共端与所述第二励磁电感的一端连接；

所述第二励磁电感的另一端与所述第一励磁电感的另一端连接所产生的公共端作为所述有源钳位网络的第一输出端，所述第二励磁电感的一端还作为所述有源钳位网络的第二输出端；

其中，所述第五开关管的驱动信号超前于所述第一开关管的驱动信号，所述第六开关管的驱动信号超前于所述第二开关管的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管均为硅基开关管，第五开关管和第六开关管均为碳化硅开关管。

3.根据权利要求1或2所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一变压器原边绕组和副边绕组的第一匝数比，与所述第二变压器原边绕组和副边绕组的第二匝数比相同。

4.根据权利要求2所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的开关频率相等。

5.根据权利要求4所述的LLC谐振变换器，其特征在于，还包括由桥式整流电路和滤波电容构成的整流滤波网络；

所述桥式整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第一输入端，所述第三二极管的阳极和所述第四二极管阴极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第二输入端，所述第一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第一输出端，所述第二二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接所产生的公共端作为所述桥式整流电路的第二输出端；

所述桥式整流电路的第一输入端与所述第一变压器副边绕组的同名端连接，所述桥式整流电路的第二输入端与所述第二变压器副边绕组的异名端连接，且所述第一变压器副边绕组的异名端与所述第二变压器副边绕组的同名端连接，所述桥式整流电路的第一输出端与所述滤波电容的一端连接产生的公共端作为所述整流滤波网络的第一输出端，所述桥式整流电路的第二输出端与所述滤波电容的另一端连接产生的公共端作为所述整流滤波网络的第二输出端。

Images