CN112436721A - 定频变结构llc谐振变换器的新型pspwm控制方法及系统 - Google Patents

定频变结构llc谐振变换器的新型pspwm控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法及系统，设置采用全桥、半桥变结构混合工作模式的LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括依次连接的直流输入源Vin、一次侧全桥/半桥混合逆变器、LLC谐振槽、隔离变压器、二次侧全桥整流电路、输出滤波电容Co和输出电阻负载R，一次侧全桥/半桥混合逆变器中第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4构成全桥逆变器，在输入分裂电容Cin1、Cin2之间的中点和全桥超前臂中点间反向串联辅助开关管Q5、Q6；基于一次侧开关管开通与关断的过程完成一次侧工作模态的三种方式转变，分别对应输出电压范围低、中、高三个电压段。

Description

定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法及系统
技术领域
本发明实施涉及一种定频变结构LLC谐振变换器的新型一次侧开关管脉冲宽度调制控制方案(PSPWM控制)，实现宽增益获得宽输出电压范围，属于电力电子行业中的隔离DC-DC功率变换器技术领域。
背景技术
随着电力电子技术的飞速发展，以及新能源需求的大幅增加，新能源发电技术以其高效率和低污染的优势受到普遍关注。其中，DC-DC变换器(直流-直流变换器)被大量应用于大功率直流领域，如通信电源、服务器电源、电动汽车充电和照明电源等应用中，使得变化器效率以及功率密度的需求变得越来越高，因此相关的直流变换器出现了小型化、高效化、低纹波、低电磁干扰、好的动态性能和高可靠性为特征的发展趋势。为了降低变化器的开关损耗，提高工作效率，提出了开关管实现高频软开关的技术，以及对应的一系列变换器。这些变换器能够工作在高频软开关模式下，在降低开关损耗提高功率密度上有着较突出的优势。
在一系列的谐振变换器结构中，LLC谐振变换器能够在全电压范围内实现一次侧开关管的零电压开通(ZVS)和二次侧整流二极管的零电流关断(ZCS)，同时保持循环电流较小的特性，因此被广泛运用在各领域。而在一些应用场合下需要LLC谐振变换器实现较宽的输出电压范围。而在传统的频率控制方式下，LLC变换器的输出电压会受到工作频率的限制，只能在有限的范围内进行调节。在这种情况下，便需要对LLC谐振变换器的结构或者控制方法进行优化改进，实现目标所需的宽输出电压调节范围。
发明内容
本发明主要针对在现有技术的不足，不能很好实现宽输出电压范围，提出一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方案，实现多种工作模态的切换，获得较宽的输出电压范围，提高系统效率和功率密度。
本发明提供一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，设置采用全桥、半桥变结构混合工作模式的LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括依次连接的直流输入源Vin、一次侧全桥/半桥混合逆变器Ⅰ、LLC谐振槽Ⅱ、隔离变压器Ⅲ、二次侧全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载R，
一次侧全桥/半桥混合逆变器Ⅰ由开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、输入分裂电容Cin1和Cin2、辅助开关管Q5和辅助开关管Q6构成；第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4构成全桥逆变器，两个输入分裂电容Cin1、Cin2串联后与桥臂并联，在输入分裂电容Cin1、Cin2之间的中点和全桥超前臂中点间反向串联辅助开关管Q5、Q6；
基于一次侧开关管开通与关断的过程完成一次侧工作模态的三种方式转变，分别对应输出电压范围低、中、高三个电压段，实现宽输出电压范围，在整个宽输出电压范围内通过稳定开关管占空比获得对应稳定的输出电压；所述一次侧开关管包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、辅助开关管Q5和辅助开关管Q6；所述三种方式包括工作在半桥结构的模态，工作在全桥半桥结构的混合模态，工作在全桥结构的模态。
而且，所述工作在半桥结构的模态中，调制获得低压段输出的实现方式如下，
电压开关管Q3、Q4持续关断，辅助开关管Q5、Q6持续导通，输入分裂电容Cin1、Cin2和开关管Q1、Q2、Q5、Q6构成半桥LLC谐振变换器；此时开关管Q1和开关管Q2的开关频率始终等于串联谐振频率，在半桥模式下工作时设置开关管Q1、Q2的占空比，占空比取值在0～0.5之间，同时开关管Q5和开关管Q6采用突变信号控制，根据工作模态切换点控制信号由高电平突变为低电平，在半桥工作模式下开关管Q5和开关管Q6占空比为1。
而且，设置开关管Q1和开关管Q2的占空比设置为0.48，并为开关管Q1、Q1交替工作预留0.02占空比，以设置0.0002S的死区时间，避免开关管直通同时保证开关管软开关的实现。
而且，工作模态切换点设置为0.006s，开关管Q5和开关管Q6采用突变信号控制，在0.006s时控制信号由高电平突变为低电平。
而且，所述工作在全桥半桥结构的混合模态中，调制获得中压段输出的实现方式如下，
混合模态下开关管Q3、Q4开始接入电路工作，开关管Q3、Q4占空比开始从0逐渐增大到0.5，开关管Q1、Q2、Q5、Q6组成的半桥结构和开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成全桥结构同时工作；随着开关管Q3、Q4的占空比增大到0.5稳定后，全桥结构工作中逆变器输出电压为输入电压等级，而半桥工作结构逆变输出电压等级为输入电压的一半，此工作模态下逆变器的输出电压为全桥半桥逆变结构同时输出电压的平均值，及逆变器输出电压被箝位在3/4倍的输入电压，再通过LLC谐振槽Ⅱ、隔离变压器Ⅲ后，使得二次侧输出电压为半桥结构的模态下的1.5倍，获得中压段输出电压。
而且，所述工作在全桥结构的模态中，调制获得高压段输出的实现方式如下，
开关管Q5和开关管Q6的占空比由全桥半桥混合工作模态下的高电平信号跳变为低电平信号，开关管Q5、Q6关断，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4构成全桥逆变结构继续工作；
开关管Q1和开关管Q2依旧保持半桥结构的模态中的占空比和死区时间，开关管Q3和开关管Q4的占空比在混合工作模态下已上升到0.5，从中输出电压等级到高输出电压等级切换的平滑过程中，对开关管Q3和开关管Q4的占空比进行二次调制，从设定的二次调制初始占空比开始，占空比并逐渐上升到稳定过程，实现开关管Q3和Q4占空比的二次递增，保证中压段输出电压变化到高压段输出电压过程的连续，并在开关稳定工作后输出电压达到半桥工作模态下的2倍，实现高电压等级输出。
而且，所述二次调制初始占空比根据工作模态切换点时刻稳定状态的输出电压值设定。
另一方面，本发明还提供一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制系统，用于实现如上所述的一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法。
而且，包括采用全桥、半桥变结构混合工作模式的LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括依次连接的直流输入源Vin、一次侧全桥/半桥混合逆变器Ⅰ、LLC谐振槽Ⅱ、隔离变压器Ⅲ、二次侧全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载R。
本发明技术与现有技术的本质区别在于，所有开关管均采用定频PSPWM控制方法，并通过半桥模式、半桥/全桥混合模式、全桥模式拓扑结构的平滑切换，实现更宽的电压增益范围，获得更宽的输出电压范围。在控制方法上采用定频方式，即开关频率始终等于串联谐振频率，始终在最佳效率点工作提升效率，且辅助开关管采用阶跃信号，控制方法简单，对电感和变压器等磁性元件设计要求低，利于磁集成，满足宽增益、宽输出电压范围的应用场合，实现高效高功率密度的直流功率变换器。本发明能够实现以下有益效果：
(1)实现低、中、高电压等级的宽范围输出；
(2)实现一次侧开关管的零电压开通(ZVS)，二次侧整流二极管的零电流关断(ZCS)；
(3)开关频率等于谐振频率，谐振变换器始终工作在最佳效率点，提升效率；
(4)谐振变换器可设计较大励磁电感Lm，减小循环电流，降低一次侧开关管的传导损耗，提升传输效率；
(5)利于磁性元器件的磁集成设计，减小变压器体积，提高功率密度；
附图说明
图1是本发明实施例所述LLC谐振变换器的原理结构图；
图2a是本发明实施例半桥LLC谐振变换器工作模式原理图；
图2b是本发明实施例半桥/全桥LLC谐振变换器混合工作模式原理图；
图2c是本发明实施例全桥LLC谐振变换器工作模式原理图；
图3a是本发明实施例半桥工作模式下开关管的控制脉冲示意图；
图3b是本发明实施例半桥/全桥混合工作模式下开关管的控制脉冲示意图；
图3c是本发明实施例全桥工作模式下开关管的控制脉冲示意图；
图3d是本发明实施例各开关管动态脉冲控制示意图；
图4是本发明实施例谐振槽网络的输入电压示意图；
图5a是本发明实施例半桥工作模式下谐振电流与励磁电流稳态波形；
图5b是本发明实施例混合工作模式下谐振电流与励磁电流稳态波形；
图5c是本发明实施例全桥工作模式下谐振电流与励磁电流稳态波形；
图5d是本发明实施例谐振电流Ir与励磁电流Im动态波形；
图6是本发明实施例实现宽范围输出电压波形示意图；
图7a是本发明实施例一次侧主开关管Q2实现零电压开通波形图；
图7b是本发明实施例一次侧主开关管Q3实现零电压开通波形图；
图7c是本发明实施例一次侧主开关管Q4实现零电压开通波形图；
图8a是本发明实施例半桥工作模式下二次侧整流二极管实现零电流关断波形图；
图8b是本发明实施例全桥半桥混合工作模式下二次侧整流二极管实现零电流关断波形图；
图8c是本发明实施例全桥工作模式下二次侧整流二极管实现零电流关断波形图。
具体实施方案
下面结合附图，通过具体实施对本发明进行详细说明。以下实施方式将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。
实施例提供了一种全桥、半桥变结构混合工作模式的LLC谐振变换器。如图1所示，本发明实施例所述LLC谐振变换器拓扑结构包括：依次连接的直流输入源Vin、一次侧全桥/半桥混合逆变器Ⅰ、LLC谐振槽Ⅱ、隔离变压器Ⅲ、二次侧全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载R。
其中一次侧全桥/半桥混合逆变器Ⅰ由开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、输入分裂电容Cin1和Cin2、辅助开关管Q5和辅助开关管Q6构成。本发明在第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4所构成全桥逆变器的基础上，增加两个输入分裂电容Cin1、Cin2，两个输入分裂电容Cin1、Cin2串联后与桥臂并联，在输入分裂电容Cin1、Cin2之间的中点和全桥超前臂中点间反向串联辅助开关管Q5、Q6，组成混合逆变器。
一次侧的开关管Q1的漏极、Q3的漏极与输入直流源Vin及输入分裂电容Cin1正端相连，开关管Q1的源极与开关管Q2的漏极相连，开关管Q3的源极与开关管Q4的漏极相连，开关管Q2、Q4的源极与输入直流源Vin和输入分裂电容Cin2的负端相连，辅助开关管Q5的漏极与辅助开关管Q6的漏极相连，并将辅助开关管Q6的源极与输入分裂电容Cin1、Cin2之间的中点相连，辅助开关管Q5的源极与超前臂上Q3、Q5的中点相连。
LLC谐振槽Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm组成。LLC谐振槽Ⅱ中的谐振电容Cr一端与辅助开关管Q5的源极相连，另一端与谐振电感Lr的一端相连。设变压器T的一次侧绕组记为NP，二次侧绕组记为Ns，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和Np的同名端；Np的另一端和励磁电感Lm的另一端相连，并连于开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极。
隔离变压器(Ⅲ)采用双绕组型高频变压器T，设其一次侧绕组与二次侧绕组匝数比为Np:Ns＝n:1。
二次侧全桥整流电路Ⅳ由整流二极管D1、整流二极管D2、整流二极管D3、整流二极管D4构成。变压器T二次侧绕组Ns的同名端连于整流二极管D1的阳极和二极管D2阴极，Ns的另一端连于二极管D3的阳极和二极管D4的阴极。二极管D1、D3阴极相连并连于输出电容Co和输出负载R的一端，二极管D2、D4的阳极相连并连于输出电容Co和输出负载R的另一端。
具体实施时，各器件的参数可根据调解需要设置。优选地，实施例在部分参数设置上，输入额定电压为400V，输入分裂电容Cin1/Cin2为220uF，谐振电容Cr为147nF，谐振电感Lr为17.2uH，励磁电感Lm为50uH，输出滤波电容Co为35uF，输出负载电阻Ro为40Ω，输出直流电压Vo变化范围250V≤Vo≤500V，额定功率为1KW。
本发明所述的变结构定频PSPWM控制方法，主要针对一次侧开关管开通与关断的过程完成一次侧工作模态的三种方式转变，分别对应输出电压范围低、中、高三个电压段。所述一次侧开关管包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、辅助开关管Q5和辅助开关管Q6。
实施例的三种方式实现如下：
当逆变电路工作在半桥LLC结构的定频PWM控制模态(FBLLC模态)。开关管Q3、Q4持续关断，辅助开关管Q5、Q6持续导通，输入分裂电容Cin1、Cin2和开关管Q1、Q2、Q5、Q6构成半桥LLC谐振变换器。此时开关管Q1和开关管Q2的开关频率始终等于串联谐振频率，在半桥模式下工作时可设置开关管Q1、Q2的占空比(设置的值取值在0～0.5之间)，但为确保输出电压等级和多工作模式切换间的连续性，本发明实施例进一步选用合理参数设计确保最优效果，包括设置开关管Q1和开关管Q2的占空比为0.48，并为开关管Q1、Q1交替工作预留0.02占空比以设置0.0002S的死区时间，避免开关管直通同时保证开关管软开关的实现。同时开关管Q5和开关管Q6采用突变信号控制，根据工作模态切换点进行控制，例如实施例中在0.006s时控制信号由高电平突变为低电平，在半桥工作模式下开关管Q5和开关管Q6占空比为1，通过这种调制方式获得低压段输出电压。实施例中，优选设置的0.006S是中电压工作模式结束时间，若此设定值越大，则中电压模式稳定工作时间越长。若设定低于0.006S，则稳定工作时间过短，不能凸显其是否达到稳定状态。综合考虑设置为0.006较为合理。
当逆变电路工作在全桥半桥结构的混合工作模态(FBHBLLC模态)，开关管为定频PSPWM控制。混合工作模态下开关管Q3、Q4开始接入电路工作，开关管Q3、Q4占空比开始从0逐渐增大到0.5，开关管Q1、Q2、Q5、Q6组成的半桥结构和开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成全桥结构同时工作。随着开关管Q3、Q4的占空比增大到0.5稳定后，全桥结构工作中逆变器输出电压为输入电压等级，而半桥工作结构逆变输出电压等级为输入电压的一半，此工作模态下逆变器的输出电压为全桥半桥逆变结构同时输出电压的平均值，及逆变器输出电压被箝位在3/4倍的输入电压，再通过LLC谐振槽Ⅱ、隔离变压器Ⅲ后，使得二次侧输出电压为半桥工作模态下的1.5倍。所以在半桥全桥混合工作调制方式工作时，可获得中压段输出电压。
当逆变电路工作在全桥结构(FBLLC模态)，开关管均为定频PSPWM控制，此时辅助开关管Q5和开关管Q6的占空比由全桥半桥混合工作模态下的高电平信号跳变为低电平信号，开关管Q5、Q6关断，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4构成全桥逆变结构继续工作。在全桥工作模态下，开关管Q1和开关管Q2依旧保持半桥结构的模态中的占空比和死区时间(实施例中占空比0.48，死区时间为0.0002s)工作，开关管Q3和开关管Q4的占空比在混合工作模态下已上升到0.5，为了实现从中输出电压等级到高输出电压等级切换的平滑过程，需要对开关管Q3和开关管Q4的占空比进行二次调制，但为了防止开关管Q3、Q4在二次调制中脉冲初始值设置过低，使得从中压等级上升到高压等级开始时出现电压跌落；二次调制初始值设置过大，使得从中压等级上升到高压等级开始时出现电压突变，这两种情况都存在电压波动，不能实现电压变化过程的平滑性，所以实施例是根据0.006时刻稳定状态的输出电压值设定，获得转换时的平滑衔接。经过仿真实验验证，设置开关管Q3、Q4在二次调制初始占空比为0.26较为合适，占空比并逐渐上升到稳定过程，实现开关管Q3和Q4占空比的二次递增，保证中压段输出电压变化到高压段输出电压过程的连续，并在开关稳定工作后输出电压达到半桥工作模态下的2倍，最终通过以上调制策略可实现高电压等级输出。
综上所述通过三种工作模态，能够较好的实现宽输出电压范围，在整个变化范围内只要稳定开关管占空比便可实现获得对应稳定的输出电压，实现不同等级的输出范围，整个过程采用定频PSPWM控制策略，确保增益变化与负载无关，可以在维持开关管软开关的前提下设计较大的励磁电感值，在整个工作模式下将循环电流维持在最小值，降低一次侧开关管的导通损耗和关断损耗，提升系统效率。
如图2所示，描述了本发明实施例LLC谐振变换器结构的三种工作模态：
图2a为半桥工作模态，此时开关管Q3、开关管Q4一直处于断开状态，辅助开关管Q5、辅助开关管Q6和开关管Q1、开关管Q2以及输入直流源和分裂电容工作构成半桥工作模态；
图2b为半桥全桥混合工作模态，此时开关管Q3和开关管Q4开始接入电路工作，而辅助开关管Q5、Q6继续保持闭合。开关管Q1、Q2、Q3、Q4构成全桥工作，开关管Q1、Q2、Q5、Q6以半桥工作，所以此时为半桥全桥混合工作模态；
图2c为全桥工作模态，此时辅助开关管Q5和辅助开关管Q6始终处于断开状态，电路拓扑等效为普通全桥逆变结构。
图3a为在半桥工作模式下(0—0.003s)各开关管的脉冲序列，此时开关管Q1和开关管Q2占空比为0.48，开关管交替导通并设置死区时间防止桥臂直通，开关管Q3和开关管Q4在此时段内脉冲始终为零处于关断阶段，辅助开关管Q5和辅助开关管Q6采用阶跃信号在半桥工作模态下始终处于高电平导通状态。
图3b为半桥/全桥混合工作模式下(0.003-0.006s)各开关管的脉冲序列，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q5和开关管Q6继续保持半桥工作模态，此时开关管Q3和开关管Q4开始接入工作，开关管Q3和开关管Q4的占空比通过调制波与载波之间的比较，产生占空比从0到0.5连续变化的脉冲序列。这个时段六个开关管同时工作，实现半桥/全桥混合工作模式。
图3c为全桥工作模式(0.006-0.01s)，开关管Q5和开关管Q6的阶跃信号跳变到零始终保持断开，此时开关管Q3和开关管Q4的脉冲序列占空比在上一时刻的0.5又重新开始从0增加到0.5，但为了保证在整个电压上升范围过程的连续性，需要在调制波二次变化过程中设置一个起始占空比，使得在转变工作模式过程中不会出现输出电压跌落，实现各模态平滑切换的过程。
图3d为开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6在整个工作模态下占空比变化的动态波形图。
如图4所示，本发明三种工作模式下谐振槽的输入电压波形，在半桥工作模式下由于输入分裂电容的作用，即半桥工作的正半周期实现谐振槽输出电压为+200V，负半周期实现谐振槽输出电压为-200V的低输入电压等级；在半桥/全桥混合工作模式下，半桥正半周期给谐振槽输入+200V电压，而全桥工作中给谐振槽输入+400V电压，由于两种模态同时工作通过简化电路分析得出，此时谐振槽的输入电压为两者的平均值得到+300V的谐振槽输入电压，同理在负半周期为-300V的输入电压，为中等级的输入电压；在全桥工作模式下，开关管Q5、Q6不接入工作，此时输入分裂电容直接串联电压为直流输入电压，此时谐振槽输入电压等于输入直流源400V，获得高等级输入电压。
如图5所示，描述了本发明实施例LLC谐振变换器三种工作模态下谐振电流Ir与励磁电流Im波形图。
图5a为半桥工作模式下谐振电流Ir与励磁电流Im波形图稳态波形图，谐振电流Ir大小为15A，励磁电流Im的大小为9A，其中谐振电流Ir与励磁电流Im的交点即为循环电流的大小，循环电流持续时间很短，能够大大降低一次侧开关管损耗，提升效率。
图5b为全桥半桥混合工作模式下谐振电流Ir与励磁电流Im波形图稳态波形图，谐振电流Ir大小为25A，励磁电流Im的大小为13A，其中谐振电流Ir与励磁电流Im的交点即为循环电流的大小，循环电流持续时间很短，能够大大降低一次侧开关管损耗，提升效率。
图5c为全桥工作模式下谐振电流Ir与励磁电流Im波形图稳态波形图，谐振电流Ir大小为33A，励磁电流Im的大小为18A，其中谐振电流Ir与励磁电流Im的交点即为循环电流的大小，循环电流持续时间很短，能够大大降低一次侧开关管损耗，提升效率。
图5d为本发明三种工作模式下谐振电流Ir与励磁电流Im动态变化波形图。谐振电流随着三种工作模式的平滑切换，谐振电流大小随着谐振槽输入电压的增大而增大，并在整个过程中谐振电流始终保持为正弦波，同理，励磁电流始终保持为三角波，并且循环电流在整个动态变化过程中仅一瞬间，且循环电流不大，能够很好降低一次侧器件的传导损耗。因此在本发明所述的控制方法下获得整个系统工作效率的提升。
如图6所示，本发明实现较宽输出电压范围，在保持输入电压一定，获得输出电压Vo在250上升到500V的宽输出稳定变化过程。在半桥工作模式下平稳输出250V的直流电压；在混合工作模式下，实现380V的稳定直流输出，此时电压增益为半桥工作模态的1.5倍；在全桥工作模式下，实现500V的稳定直流输出，此时电压增益为半桥工作模态的2倍。
如图7所示，描述了本发明实施例LLC谐振变换器三种工作模态下一次侧开关管实现软开关波形图。
图7a为开关管Q2的零电压开通波形，开关管Q2两端电压在其触发脉冲Vg2到来之前降为零，实现零电压开通，消除开关管由于硬开关带来的器件损耗，开关管Q1的零电压开通波形同开关管Q2。
图7b、7c开关管Q3和开关管Q4的端电压在半桥工作模式和混合工作模式下都被输入分裂电容Cin1/Cin2进行箝位，这个期间始终存在端电压，只有进入全桥工作模式下，开关管Q3和Q4才在脉冲到来前端电压降为零，实现零电压开通。由于辅助开关管Q5和Q6控制信号为一次突变信号，整个工作模式下开关管只动作一次，不考虑其软开关特性。
如图8a、8b、8c所示，依次为本发明控制方法下半桥工作模式、半桥全桥混合工作模式和全桥工作模式这三种工作模式下，二次侧整流二极管的零电流关断波形。二次侧在全桥整流过程中，通过整流二极管D1和D4的电流降为零后，通过整流二极管D2和D3的电流才开始从零增加，从而实现二次侧整流二极管的零电流关断过程。
根据上述描述，本发明所述基于变结构宽输出电压范围的定频PSPWM控制方法，可以实现宽电压输出。又由于一次侧开关频率始终等于谐振频率，循环电流持续时间很短，可设计较大励磁电感来减小循环电流，降低一次侧器件的导通损耗，同时利于磁性器件磁集成设计，减小变压器等磁性器件体积，提高功率密度和效率。同时一次侧开关管零电压导通，二次侧整流二极管零电流关断，益于提升效率。本文谐振变换器在宽电压工作时，得到一种高效高功率密度的功率转换器，满足宽电压宽增益范围变换的场合，特别的可应用于电动汽车车载充电应用。
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (9)

1.一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，其特征在于：设置采用全桥、半桥变结构混合工作模式的LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括依次连接的直流输入源Vin、一次侧全桥/半桥混合逆变器(Ⅰ)、LLC谐振槽(Ⅱ)、隔离变压器(Ⅲ)、二次侧全桥整流电路(Ⅳ)、输出滤波电容Co和输出电阻负载R，
一次侧全桥/半桥混合逆变器(Ⅰ)由开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、输入分裂电容Cin1和Cin2、辅助开关管Q5和辅助开关管Q6构成；第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4构成全桥逆变器，两个输入分裂电容Cin1、Cin2串联后与桥臂并联，在输入分裂电容Cin1、Cin2之间的中点和全桥超前臂中点间反向串联辅助开关管Q5、Q6；
基于一次侧开关管开通与关断的过程完成一次侧工作模态的三种方式转变，分别对应输出电压范围低、中、高三个电压段，实现宽输出电压范围，在整个宽输出电压范围内通过稳定开关管占空比获得对应稳定的输出电压；所述一次侧开关管包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、辅助开关管Q5和辅助开关管Q6；所述三种方式包括工作在半桥结构的模态，工作在全桥半桥结构的混合模态，工作在全桥结构的模态。
2.根据权利要求1所述定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，其特征在于：所述工作在半桥结构的模态中，调制获得低压段输出的实现方式如下，
电压开关管Q3、Q4持续关断，辅助开关管Q5、Q6持续导通，输入分裂电容Cin1、Cin2和开关管Q1、Q2、Q5、Q6构成半桥LLC谐振变换器；此时开关管Q1和开关管Q2的开关频率始终等于串联谐振频率，在半桥模式下工作时设置开关管Q1、Q2的占空比，占空比取值在0～0.5之间，同时开关管Q5和开关管Q6采用突变信号控制，根据工作模态切换点控制信号由高电平突变为低电平，在半桥工作模式下开关管Q5和开关管Q6占空比为1。
3.根据权利要求2所述定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，其特征在于：设置开关管Q1和开关管Q2的占空比设置为0.48，并为开关管Q1、Q1交替工作预留0.02占空比，以设置0.0002S的死区时间，避免开关管直通同时保证开关管软开关的实现。
4.根据权利要求2所述定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，其特征在于：工作模态切换点设置为0.006s，开关管Q5和开关管Q6采用突变信号控制，在0.006s时控制信号由高电平突变为低电平。
5.根据权利要求1所述定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，其特征在于：所述工作在全桥半桥结构的混合模态中，调制获得中压段输出的实现方式如下，
混合模态下开关管Q3、Q4开始接入电路工作，开关管Q3、Q4占空比开始从0逐渐增大到0.5，开关管Q1、Q2、Q5、Q6组成的半桥结构和开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成全桥结构同时工作；随着开关管Q3、Q4的占空比增大到0.5稳定后，全桥结构工作中逆变器输出电压为输入电压等级，而半桥工作结构逆变输出电压等级为输入电压的一半，此工作模态下逆变器的输出电压为全桥半桥逆变结构同时输出电压的平均值，及逆变器输出电压被箝位在3/4倍的输入电压，再通过LLC谐振槽(Ⅱ)、隔离变压器(Ⅲ)后，使得二次侧输出电压为半桥结构的模态下的1.5倍，获得中压段输出电压。
6.根据权利要求1所述定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，其特征在于：所述工作在全桥结构的模态中，调制获得高压段输出的实现方式如下，
开关管Q5和开关管Q6的占空比由全桥半桥混合工作模态下的高电平信号跳变为低电平信号，开关管Q5、Q6关断，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4构成全桥逆变结构继续工作；
开关管Q1和开关管Q2依旧保持半桥结构的模态中的占空比和死区时间，开关管Q3和开关管Q4的占空比在混合工作模态下已上升到0.5，从中输出电压等级到高输出电压等级切换的平滑过程中，对开关管Q3和开关管Q4的占空比进行二次调制，从设定的二次调制初始占空比开始，占空比并逐渐上升到稳定过程，实现开关管Q3和Q4占空比的二次递增，保证中压段输出电压变化到高压段输出电压过程的连续，并在开关稳定工作后输出电压达到半桥工作模态下的2倍，实现高电压等级输出。
7.根据权利要求6所述定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法，其特征在于：所述二次调制初始占空比根据工作模态切换点时刻稳定状态的输出电压值设定。
8.一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制系统，其特征在于：用于实现如权利要求1-7任一项所述的一种定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制方法。
9.根据权利要求8所述定频变结构LLC谐振变换器的新型PSPWM控制系统，其特征在于：包括采用全桥、半桥变结构混合工作模式的LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括依次连接的直流输入源Vin、一次侧全桥/半桥混合逆变器(Ⅰ)、LLC谐振槽(Ⅱ)、隔离变压器(Ⅲ)、二次侧全桥整流电路(Ⅳ)、输出滤波电容Co和输出电阻负载R。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023041019A1 (zh) * 2021-09-18 2023-03-23 广州金升阳科技有限公司 一种llc谐振变换器及其控制方法
CN115864859A (zh) * 2023-03-02 2023-03-28 南京杰芯源科技有限公司 一种新型pwm控制软开关半桥dc-dc变换器
CN116094329A (zh) * 2022-08-16 2023-05-09 常熟理工学院 一种混合桥谐振变换器、调制方法及系统

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103560674A (zh) * 2013-10-15 2014-02-05 南京航空航天大学 一种三相三电平llc谐振直流变换器及其控制方法
CN105119496A (zh) * 2015-09-29 2015-12-02 燕山大学 一种宽输入范围的三电平llc谐振变换器及电平切换控制方法
CN105119497A (zh) * 2015-09-29 2015-12-02 燕山大学 一种宽输入范围的双桥llc谐振变换器
US20160190933A1 (en) * 2014-12-30 2016-06-30 Korea Institute Of Energy Research Hybrid dc-dc converter with llc converter and full-bridge converter
CN106787765A (zh) * 2017-02-06 2017-05-31 山东鲁能智能技术有限公司 基于llc拓扑的实现超宽输出电压范围的系统及方法
CN108696140A (zh) * 2018-06-08 2018-10-23 山东大学 具有宽输出电压范围的全桥谐振dc-dc变换器及调制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103560674A (zh) * 2013-10-15 2014-02-05 南京航空航天大学 一种三相三电平llc谐振直流变换器及其控制方法
US20160190933A1 (en) * 2014-12-30 2016-06-30 Korea Institute Of Energy Research Hybrid dc-dc converter with llc converter and full-bridge converter
CN105119496A (zh) * 2015-09-29 2015-12-02 燕山大学 一种宽输入范围的三电平llc谐振变换器及电平切换控制方法
CN105119497A (zh) * 2015-09-29 2015-12-02 燕山大学 一种宽输入范围的双桥llc谐振变换器
CN106787765A (zh) * 2017-02-06 2017-05-31 山东鲁能智能技术有限公司 基于llc拓扑的实现超宽输出电压范围的系统及方法
CN108696140A (zh) * 2018-06-08 2018-10-23 山东大学 具有宽输出电压范围的全桥谐振dc-dc变换器及调制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
WEI SONG等: "Dual-Bridge DC-DC converter:a new topology characterized with no deadtime operation", 《IEEE》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023041019A1 (zh) * 2021-09-18 2023-03-23 广州金升阳科技有限公司 一种llc谐振变换器及其控制方法
CN116094329A (zh) * 2022-08-16 2023-05-09 常熟理工学院 一种混合桥谐振变换器、调制方法及系统
CN116094329B (zh) * 2022-08-16 2023-11-03 常熟理工学院 一种混合桥谐振变换器、调制方法及系统
CN115864859A (zh) * 2023-03-02 2023-03-28 南京杰芯源科技有限公司 一种新型pwm控制软开关半桥dc-dc变换器

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