CN115912934A - 一种混并联llc谐振电路的拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构及其控制方法，电源的负极分别与LLC谐振网络的第一输入端、有源钳位网络的第一输入端连接，电源的正极分别与LLC谐振网络的第二输入端、有源钳位网络的第二输入端连接，LLC谐振网络的第一输出端与第二变压器原边的第一输入端连接，LLC谐振网络的第二输出端与第二变压器原边的第二输入端连接，有源钳位网络的第一输出端与第一变压器原边的第一输入端连接，有源钳位网络的第二输出端与第一变压器原边的第二输入端连接；通过调节移相角φ的大小控制输出电压的增益，移相角φ越大，输出电压的增益越大；扩大了电压增益范围；且工作谐振频率处，既降低了关断损耗，又提高了系统的工作效率。

Description

一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，特别涉及一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构及其控制方法。

背景技术

随着电动汽车充电技术和高频开关电源的高速发展，大功率、高效率、高功率密度、宽工作范围的电动汽车充电设备已经成为发展趋势。LLC谐振变换器是一种隔离型的DC-DC变换器，它的软开关性能优越，在保证高频高效率的同时，其所需元件数量少，具有良好的EMI性能，非常适用于电动汽车充电器的设计，在分布式发电和电动汽车等领域具有广泛应用。传统的LLC谐振变换器采用变频控制的方式调节电压增益，若想达到较宽的电压增益，变换器必须在很宽的开关频率范围内运行，这会显著增大变压器的体积和设计难度。除此之外，传统变频控制LLC在高电压输入时通常需要在开关频率大于谐振频率处工作，变换器副边的整流二极管将失去零电流关断的软开关性能，原边开关管的关断电流也会很大，这会严重降低系统整体效率。

发明内容

本发明提供了一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构及其控制方法，其目的是为了在不增加系统体积的前提下扩大电压增益范围，提高系统的工作效率。

为了达到上述目的，本发明提供了一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构，混并联LLC谐振电路的变压器包括第一变压器和第二变压器；

混并联LLC谐振电路的原边包括电源、LLC谐振网络和有源钳位网络；

电源的负极分别与LLC谐振网络的第一输入端、有源钳位网络的第一输入端连接，电源的正极分别与LLC谐振网络的第二输入端、有源钳位网络的第二输入端连接，LLC谐振网络的第一输出端与第二变压器原边的第一输入端连接，LLC谐振网络的第二输出端与第二变压器原边的第二输入端连接，有源钳位网络的第一输出端与第一变压器原边的第一输入端连接，有源钳位网络的第二输出端与第一变压器原边的第二输入端连接。

进一步来说，半桥电路包括第一开关管和第二开关管；

谐振槽包括谐振电容、谐振电感和第二励磁电感；

第一开关管的漏极分别与电源的正极、有源钳位网络的第一输入端连接，第一开关管的源极分别与第二开关管的漏极、谐振电感的第一端、第一变压器原边的第二端，谐振电感的第二端分别与第二变压器原边的第二端、第二励磁电感的第一端连接，第二开关管的源极分别与电源的负极、有源钳位网络的第二输入端、谐振电容的第一端连接，谐振电容的第二端分别与第二励磁电感的第二端、第二变压器原边的第一端连接。

进一步来说，有源钳位网络包括全桥电路和第一励磁电感；

全桥电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；

第一开关管的漏极与第三开关管的漏极连接，第三开关管的源极分别与第四开关管的漏极、第一变压器原边的第一端、第一励磁电感的第一端连接，第一励磁电感的第一端与第一变压器原边的第一端连接，第一励磁电感的第二端分别与第一变压器原边的第二端、第一开关管的源极、第二开关管的漏极、谐振电感的第一端连接，第四开关管的源极与第二开关管的源极、谐振电容的第一端连接。

进一步来说，混并联LLC谐振电路的副边包括整流滤波网络和负载；

整流滤波网络包括桥式整流电路和输出滤波电容；

桥式整流电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管；

第一整流二极管的阳极与第一变压器副边的第二端、第二整流二极管的阴极连接，第一整流二极管的阴极分别与第三整流二极管的阴极、输出滤波电容的第一端、负载的正极连接，第二整流二极管的阳极分别与第四整流二极管的阳极、输出滤波电容的第二端、负载的负极连接，第三整流二极管的阳极与第四整流二极管的阴极、第二变压器副边的第一端连接。

优选地，第一开关管的漏极分别与电源的正极、第三开关管的漏极、谐振电感的第一端连接，第一开关管的源极分别与第二开关管的漏极、谐振电容的第一端、第二变压器原边的第一端、第二励磁电感的第一端连接，第二开关管的源极分别与电源的正极、第四开关管的源极连接，第四开关管的漏极分别与第三开关管的源极、第二励磁电感的第二端、第二变压器原边的第二端连接。

优选地，第一开关管和第二开关管均为硅基绝缘栅双极晶体管SiIGBT；第三开关管和第四开关管均为碳化硅MOSFET。

本发明还提供了一种混并联LLC电路的控制方法，应用于上述的混并联LLC电路的拓扑结构，包括：

当有源钳位网络的驱动信号超前于LLC谐振网络的驱动信号时，有源钳位网络与LLC谐振网络的驱动信号之间的移相角为

通过调节移相角

的大小控制输出电压的增益，移相角

越大，输出电压的增益越大。

进一步来说，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的开关频率相等，开关频率等于谐振频率；

第一开关管与第二开关管互补导通，第一开关管、第二开关管的占空比均为0.5；

第三开关管与第四开关管互补导通，第三开关管和第四开关管的占空比均为0.5。

进一步来说，当开关频率等于谐振频率，f_n＝1时，输出电压的增益为：

其中，f_n为归一化开关频率，为开关频率与谐振频率的比值，n₁为第一变压器的匝数比，n₂为第二变压器的匝数比，U_o为输出电压，U_in为输入电压。

本发明的上述方案有如下的有益效果：

本发明通过混并联LLC谐振电路的拓扑结构及其控制方法，与现有技术相比，通过将LLC谐振网络与有源钳位网络混并联连接，在不增加系统体积的前提下扩大了电压增益范围；且混并联LLC谐振电路工作在开关频率等于谐振频率，即固定频率处，混并联LLC谐振电路副边可以保持良好的软开关性能，原边的关断电流也会较小，既降低了关断损耗，又提高了系统的工作效率。

本发明的其它有益效果将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

图1为本发明实施例的系统连接图；

图2为本发明实施例1的电路连接图；

图3为本发明实施例2的电路连接图；

图4为本发明实施例在移相角φ∈[0，π]时的工作波形图；

图5为本发明实施例在时间周期t₁≤t≤t₂内的运行模式图；

图6为本发明实施例在时间周期t₃≤t≤t₄内的运行模式图；

图7为本发明实施例的基波等效电路图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是锁定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

本发明针对现有的问题，提供了一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构及其控制方法，用于新能源锂电池的电池充电。

实施例1

如图1所示，本发明的实施例提供了一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构奇迹控制方法，混并联LLC谐振电路的变压器包括第一变压器T_r1和第二变压器T_r2；

混并联LLC谐振电路的原边包括电源U_in、LLC谐振网络、有源钳位网络；

电源U_in的负极分别与LLC谐振网络的第一输入端、有源钳位网络的第一输入端连接，电源U_in的正极分别与LLC谐振网络的第二输入端、有源钳位网络的第二输入端连接，LLC谐振网络的第一输出端与第二变压器T_r2原边的第一输入端连接，LLC谐振网络的第二输出端与第二变压器T_r2原边的第二输入端连接，有源钳位网络的第一输出端与第一变压器T_r1原边的第一输入端连接，有源钳位网络的第二输出端与第一变压器T_r1原边的第二输入端连接。

具体来说，如图2所示，LLC谐振网络包括半桥电路和谐振槽；

半桥电路包括第一开关管S₁和第二开关管S₂；

谐振槽包括谐振电容C_r、谐振电感L_r和第二励磁电感L_m2；

第一开关管S₁的漏极与第二开关管S₂的源极共同作为LLC谐振网络的输入端，第一开关管S₁的漏极分别与电源U_in的正极、有源钳位网络的第一输入端连接，第一开关管S₁的源极分别与第二开关管S₂的漏极、谐振电感L_r的第一端、第一变压器T_r1原边的第二端，第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极连接构成LLC谐振网络的一组桥臂，其连接点B作为LLC谐振网络中半桥电路的第一输出端，谐振电感L_r的第二端分别与第二变压器T_r2原边的第二端、第二励磁电感L_m2的第一端连接，第二开关管S₂的源极分别与电源U_in的负极、有源钳位网络的第二输入端、谐振电容C_r的第一端连接，谐振电容C_r的第二端分别与第二励磁电感L_m2的第二端、第二变压器T_r2原边的第一端连接。

具体来说，有源钳位网络包括全桥电路和第一励磁电感L_m1；

第一开关管S₁的漏极与第二开关管S₂的源极共同作为有源钳位网络的输入端，全桥电路包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄，其中第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极连接构成有源钳位网络的一组桥臂，其连接点B同样作为有源钳位网络中全桥电路的第一输出端；

第一开关管S₁的漏极与第三开关管S₃的漏极连接，第三开关管S₃的源极分别与第四开关管S₄的漏极、第一变压器T_r1原边的第一端、第一励磁电感L_m1的第一端连接，其中，第三开关管S₃的源极与第四开关管S₄的漏极、第一励磁电感L_m1的第二端连接，其连接点A作为有源钳位网络中全桥电路的第二输出端，第一励磁电感L_m1的第一端与连接点B连接作为有源钳位网络的第一输出端，第一励磁电感L_m1的第一端与第一变压器T_r1原边的第一端连接，第一励磁电感L_m1的第二端分别与第一变压器T_r1原边的第二端、第一开关管S₁的源极、第二开关管S₂的漏极、谐振电感L_r的第一端连接，第四开关管S₄的源极与第二开关管S₂的源极、谐振电容C_r的第一端连接，第四开关管S₄的源极与第二开关管S₂的源极连接，其连接点C作为LLC谐振网络中半桥电路的第二输出端。

具体来说，混并联LLC谐振电路的副边包括整流滤波网络和负载U_o；

整流滤波网络包括桥式整流电路和输出滤波电容C_o；

桥式整流电路包括第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂、第三整流二极管D₃和第四整流二极管D₄；

第一整流二极管D₁的阳极与第一变压器T_r1副边的第二端、第二整流二极管D₂的阴极连接，第一整流二极管D₁的阴极分别与第三整流二极管D₃的阴极、输出滤波电容C_o的第一端、负载U_o的正极连接，第二整流二极管D₂的阳极分别与第四整流二极管D₄的阳极、输出滤波电容C_o的第二端、负载U_o的负极连接，第三整流二极管D₃的阳极与第四整流二极管D₄的阴极、第二变压器T_r2副边的第一端连接，其中，第三整流二极管D₃的阴极与输出滤波电容C_o的第一端连接，其连接点作为整流滤波网络的第一输出端，第四整流二极管D₄的阳极与输出滤波电容C_o的第二端连接，其连接点作为整流滤波网络的第二输出端。

实施例2

如图3所示，第一开关管S₁的漏极分别与电源U_in的正极、第三开关管S₃的漏极、谐振电感L_r的第一端连接，其中，第一开关管S₁的漏极分别与第三开关管S₃的漏极、谐振电感L_r的第一端连接，其连接点C作为LLC谐振网络中半桥电路的第二输出端，第一开关管S₁的源极分别与第二开关管S₂的漏极、谐振电容C_r的第一端、第二变压器T_r2原边的第一端、第二励磁电感L_m2的第一端连接，第二开关管S₂的源极分别与电源U_in的正极、第四开关管S₄的源极连接，第四开关管S₄的漏极分别与第三开关管S₃的源极、第二励磁电感L_m2的第二端、第二变压器T_r2原边的第二端连接，其中，第四开关管S₄的漏极分别与第三开关管S₃的源极、第二励磁电感L_m2的第二端连接，其连接点A作为有源钳位网络中全桥电路的第二输出端，第二励磁电感L_m2的第二端与连接点B连接作为有源钳位网络的第一输出端。

具体来说，在本实施例中采用电阻R_o作为负载U_o。

具体来说，实施例1与实施例2的区别在于连接点A和连接点C的位置不同，其电路功能和工作原理基本一致。

本发明实施例还提供了一种混并联LLC电路的控制方法，应用于上述的混并联LLC电路的拓扑结构，包括：

当有源钳位网络的驱动信号超前于LLC谐振网络的驱动信号时，有源钳位网络与LLC谐振网络的驱动信号之间的移相角为

通过调节移相角

的大小控制输出电压的增益，移相角

越大，输出电压的增益越大。

具体来说，在本发明实施例中，第一变压器T_r1与第二变压器T_r2的原边和副边的匝数比分别为n₁：1、n₂：1。

基于上述元器件参数设置，在本发明实施例中混并联LLC谐振电路的谐振频率f_r为

第一励磁电感L_m1与谐振电感L_r的比值λ为：

特征阻抗Z_r为：

其中，L_r为谐振电感，C_r为谐振电容，第一励磁电感L_m1的大小是由第一变压器T_r1磁芯的气隙长度决定的。

具体来说，当第四开关管S₄的驱动信号超前于第一开关管S₁的驱动信号，第三开关管S₃的驱动信号超前于第二开关管S₂的驱动信号时，第四开关管S₄与第一开关管S₁的驱动信号之间的移相角、第三开关管S₃与第二开关管S₂的驱动信号的移相角均为

通过调节移相角

的大小控制输出电压的增益，移相角

越大，输出电压的增益越大。

具体来说，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的开关频率相等，均为谐振频率f_r，

L_r为谐振电感，C_r为谐振电容；第一开关管S₁与第二开关管S₂互补导通，第一开关管S₁、第二开关管S₂的占空比均为0.5；第三开关管S₃与第四开关管S₄互补导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄的占空比均为0.5。

具体来说，如图4所示为混并联LLC谐振电路在移相角

时的工作波形图；在开关周期t₁≤t≤t₂内，如图5所示，由于连接点B、C之间的存在谐振电容C_r和谐振电感L_r，电流i_r2受谐振电容C_r和谐振电感L_r两个谐振元件的二元谐振影响，呈正弦变化；连接点B、A受第一变压器T_r1副边绕组强制换流的影响，电流i_r1也为正弦电流。其中第一开关管S₁与第二开关管S₂上流过的电流共同组成电流i_r。

在开关周期t₃≤t≤t₄内，如图6所示，在t3时刻之前，第一变压器T_r1的原边两端的电压被钳位在电源U_in处，第一变压器T_r1和第二变压器T_r2的副边两端电压之和被钳位在负载U_o处。

具体的工作过程如下：

在t₁时刻，第一开关管S₁零电压开通；

在t₂时刻，第四开关管S₄在电流i_r2的峰值处关断，第一变压器T_r1原边两端电压被钳位在0处，第二变压器T_r2原边两端电压被迫上升，导致谐振电感L_r两端的电压迅速下降并反向，使得电流i_r2被迫快速下降；

在t₃时刻，第三开关管S₃零电压开通；

在t₄时刻，第一开关管S₁关断，受电流i_r2快速下降的影响，第一开关管S₁的关断电流为第一励磁电流i_Lm1和第二励磁电流i_Lm2之和，由于第一励磁电感L_m1、第二励磁电感L_m2的取值较大，因此关断电流较小，在下半个周期内，第二开关管S₂与第一开关管S₁工作过程相似，关断电流较小。

具体来说，在本发明实施例中，由于第一开关管S₁和第二开关管S₂的电流i_r较大，约为第三开关管S₃和第四开关管S₄流过的电流的两倍，因此利用低成本、大容量的硅基器件硅基绝缘栅双极晶体管Si IGBT来处理大功率，第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极连接构成硅基带桥臂；由于第三开关管S₃和第四开关管S₄在电流i_r1的峰值处关断，关断电流较大，其电流为i_r1的有效值约为i_r的一半，因此采用成本高但关断损耗小的宽禁带器件碳化硅MOSFET处理小功率，第三开关管S₃的源极和第四开关管的漏极连接构成宽禁带桥臂，该器件关断时间内反向恢复过程很快，即使关断电流很大，关断损耗也会很小，本发明实施例采用硅基绝缘栅双极晶体管Si IGBT与碳化硅MOSFET相结合的方式，既提高混并联LLC谐振电路的效率，又节约了成本。

具体来说，本发明实施例中混并联LLC谐振电路的FHA等效电路图如图7所示，对应的等效交流负载

输出电压的增益为：

其中，λ为第二励磁电感L_m2与谐振电感L_r的比值，Q为品质因数，

L_r为谐振电感，C_r为谐振电容，f_n为归一化开关频率，f_n＝f_s/f_r，指开关频率f_s与谐振频率f_r的比值，n₁为第一变压器T_r1的匝数比，n₂为第二变压器T_r2的匝数比，U_o为输出电压，U_in为输入电压。

具体来说，当开关频率等于谐振频率，f_n＝1时，输出电压的增益为：

其中，n₁为第一变压器T_r1的匝数比，n₂为第二变压器T_r2的匝数比，U_o为输出电压，U_in为输入电压。

本发明的上述实施例通过混并联LLC谐振电路的拓扑结构及其控制方法，与现有技术相比，将LLC谐振网络与有源钳位网络混并联连接，在不增加系统体积的前提下扩大了电压增益范围；且混并联LLC谐振电路工作在开关频率等于谐振频率，即固定频率处，混并联LLC谐振电路副边可以保持良好的软开关性能，原边的关断电流也会较小，既降低了关断损耗，又提高了系统的工作效率。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种混并联LLC谐振电路的拓扑结构，其特征在于，

混并联LLC谐振电路的变压器包括第一变压器和第二变压器；

混并联LLC谐振电路的原边包括电源、LLC谐振网络和有源钳位网络；

所述电源的负极分别与所述LLC谐振网络的第一输入端、所述有源钳位网络的第一输入端连接，所述电源的正极分别与所述LLC谐振网络的第二输入端、所述有源钳位网络的第二输入端连接，所述LLC谐振网络的第一输出端与所述第二变压器原边的第一输入端连接，所述LLC谐振网络的第二输出端与所述第二变压器原边的第二输入端连接，所述有源钳位网络的第一输出端与所述第一变压器原边的第一输入端连接，所述有源钳位网络的第二输出端与所述第一变压器原边的第二输入端连接。

2.根据权利要求1所述的混并联LLC谐振电路的拓扑结构，其特征在于，所述LLC谐振网络包括半桥电路和谐振槽；

所述半桥电路包括第一开关管和第二开关管；

所述谐振槽包括谐振电容、谐振电感和第二励磁电感；

所述第一开关管的漏极分别与所述电源的正极、所述有源钳位网络的第一输入端连接，所述第一开关管的源极分别与所述第二开关管的漏极、所述谐振电感的第一端、所述第一变压器原边的第二端，所述谐振电感的第二端分别与所述第二变压器原边的第二端、所述第二励磁电感的第一端连接，所述第二开关管的源极分别与所述电源的负极、所述有源钳位网络的第二输入端、所述谐振电容的第一端连接，所述谐振电容的第二端分别与所述第二励磁电感的第二端、所述第二变压器原边的第一端连接。

3.根据权利要求2所述的混并联LLC谐振电路的拓扑结构，其特征在于，所述有源钳位网络包括全桥电路和第一励磁电感；

所述全桥电路包括所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；

所述第一开关管的漏极与所述第三开关管的漏极连接，所述第三开关管的源极分别与所述第四开关管的漏极、所述第一变压器原边的第一端、所述第一励磁电感的第一端连接，所述第一励磁电感的第一端与所述第一变压器原边的第一端连接，所述第一励磁电感的第二端分别与所述第一变压器原边的第二端、所述第一开关管的源极、所述第二开关管的漏极、所述谐振电感的第一端连接，所述第四开关管的源极与所述第二开关管的源极、所述谐振电容的第一端连接。

4.根据权利要求3所述的混并联LLC谐振电路的拓扑结构，其特征在于，

所述混并联LLC谐振电路的副边包括：整流滤波网络和负载；

所述整流滤波网络包括桥式整流电路和输出滤波电容；

所述桥式整流电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管；

所述第一整流二极管的阳极与所述第一变压器副边的第二端、所述第二整流二极管的阴极连接，所述第一整流二极管的阴极分别与所述第三整流二极管的阴极、所述输出滤波电容的第一端、所述负载的正极连接，所述第二整流二极管的阳极分别与所述第四整流二极管的阳极、所述输出滤波电容的第二端、所述负载的负极连接，所述第三整流二极管的阳极与所述第四整流二极管的阴极、所述第二变压器副边的第一端连接。

5.根据权利要求4所述的混并联LLC谐振电路的拓扑结构，其特征在于，

所述第一开关管的漏极分别与所述电源的正极、所述第三开关管的漏极、所述谐振电感的第一端连接，所述第一开关管的源极分别与所述第二开关管的漏极、所述谐振电容的第一端、所述第二变压器原边的第一端、所述第二励磁电感的第一端连接，所述第二开关管的源极分别与所述电源的正极、所述第四开关管的源极连接，所述第四开关管的漏极分别与所述第三开关管的源极、所述第二励磁电感的第二端、所述第二变压器原边的第二端连接。

6.根据权利要求5所述的混并联LLC谐振电路的拓扑结构，其特征在于，

所述第一开关管和所述第二开关管均为硅基绝缘栅双极晶体管Si IGBT；

所述第三开关管和所述第四开关管均为碳化硅MOSFET。

7.一种混并联LLC谐振电路的控制方法，其特征在于，应用于权利要求1-6任意一项所述的混并联LLC谐振电路的拓扑结构，包括：

当所述有源钳位网络的驱动信号超前于所述LLC谐振网络的驱动信号时，所述有源钳位网络与所述LLC谐振网络的驱动信号之间的移相角为

通过调节所述移相角

的大小控制输出电压的增益，所述移相角

越大，所述输出电压的增益越大。

8.根据权利要求7所述的混并联LLC谐振电路的控制方法，其特征在于，

所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的开关频率相等，所述开关频率等于谐振频率；

所述第一开关管与所述第二开关管互补导通，所述第一开关管、所述第二开关管的占空比均为0.5；

所述第三开关管与所述第四开关管互补导通，所述第三开关管和所述第四开关管的占空比均为0.5。

9.根据权利要求8所述的混并联LLC谐振电路的控制方法，其特征在于，当所述开关频率等于所述谐振频率，f_n＝1时，所述输出电压的增益G为：

其中，f_n为归一化开关频率，开关频率与谐振频率的比值，n₁为第一变压器的匝数比，n₂为第二变压器的匝数比，U_o为输出电压，U_in为输入电压。

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