CN115864855A - 用于储能系统的宽电压范围clllc谐振变换器的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明为用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，包含储能系统在恒流充电、恒压充电以及恒流放电三个不同阶段的控制，恒流充电阶段调节开关频率fs与桥间移相角
实现宽电压增益控制，在恒压充电阶段调节开关频率fs等于谐振频率fr实现恒定电压增益控制，在恒流放电阶段调节开关频率fs实现宽电压增益控制。在三个不同阶段的控制中，CLLLC谐振变换器的所有开关器件均可以实现软开关运行，与变频控制相比，本发明所提控制方法中变换器的开关频率不超过谐振频率，开关频率更低，开关频率的变化范围更窄，有利于变压器以及驱动电路的设计，并且变换器在降压模式下具有更宽的电压调整范围。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体是一种用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法。
背景技术
在储能系统中双向DC-DC变换器作为连接直流母线与储能电池的接口，起着能量双向控制、电气隔离、电压等级变换的重要作用。在众多双向DC-DC变换器拓扑中，CLLLC谐振变换器具有结构对称、软开关特性好、关断损耗小等优点，受到了广泛关注。对于CLLLC谐振变换器，在直流母线侧与储能电池侧通常均采用全桥两电平拓扑，然而随着直流母线侧电压等级提高，两电平拓扑开关器件的电压应力较大，从而出现了DNPC-CLLLC谐振变换器，此时开关器件上的电压应力减小为一半的直流母线电压，DNPC-CLLLC谐振变换器是指将直流母线侧的全桥两电平拓扑替换为半桥二极管中点钳位型(DNPC表示二极管中点钳位型)三电平拓扑。
CLLLC谐振变换器一般控制方法为变频控制，通过改变逆变桥的开关频率实现输出电压和传输功率的调节。然而，由于储能系统中电池侧电压变化范围通常很宽，在变频控制下，为实现宽电压调节，开关频率需要在宽范围内变化，这就增加了变压器与驱动的设计难度。此外，CLLLC谐振变换器在开关频率高于谐振频率时，可实现降压运行，但由于整流管无法实现零电流关断，导致变换器效率降低，而且电压调整范围较窄。
发明内容
针对现有技术问题，本发明提供一种用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，该发明结合储能电池恒流恒压充电特性，对电池恒流充电阶段、电池恒压充电阶段和电池恒流放电阶段中CLLLC谐振变换器的工作模式及控制方法进行设计，可以在较窄的开关频率范围内满足电池电压宽范围变化的要求，而且在三个阶段中均实现所有开关器件的软开关，CLLLC谐振变换器实现高效率运行。
为实现上述发明目的，采取的技术方案如下：
一种用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，所述CLLLC谐振变换器包括直流母线侧拓扑、储能电池侧拓扑及对称CLLLC谐振网络，如直流母线侧拓扑可以为直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑或直流母线侧全桥两电平拓扑、储能电池侧拓扑可以为储能电池侧全桥两电平拓扑或储能电池侧DNPC三电平拓扑；直流母线侧的母线电压保持恒定不变，储能电池必须按照恒流恒压两阶段充电方式进行充电；
在所述恒流充电阶段，直流母线侧拓扑的开关器件和储能电池侧拓扑的开关器件均给予驱动信号进行驱动，同时要求CLLLC谐振变换器的开关频率fs小于谐振频率fr，CLLLC谐振变换器运行于降压模式，由于所有开关器件都能给予相应的驱动信号，使得直流母线侧拓扑和储能电池侧拓扑的桥间移相角
能够主动控制，实现宽电压控制；
获得CLLLC谐振变换器的等效电路，计算出恒流充电模式下对称CLLLC谐振网络两侧的谐振电流的表达式；
将开关时刻t＝0带入一次侧的谐振电流的表达式，同时将开关时刻
带入二次侧的谐振电流的表达式，获得开关频率fs和桥间移相角
之间的关系式，刻画软开关区域，在软开关区域边界上，通过调节开关频率fs以及桥间移相角
来实现所有开关器件的软开关，其中ωs为开关角频率；
在所述恒压充电阶段，仅给直流母线侧拓扑的开关器件驱动信号进行驱动，储能电池侧拓扑的开关器件无驱动信号驱动，同时要求开关频率fs等于谐振频率fr，CLLLC谐振变换器运行于电压匹配模式，即实现了恒定电压控制且所有开关器件均实现了软开关；
在所述恒流放电阶段，仅给储能电池侧拓扑的开关器件由驱动信号驱动，直流母线侧拓扑的开关器件无驱动信号驱动，同时要求CLLLC谐振变换器的开关频率fs小于谐振频率fr，CLLLC谐振变换器运行于升压模式，调节开关频率fs实现宽电压控制以及所有开关器件的软开关。
所述直流母线侧拓扑中，若直流母线侧采用半桥DNPC三电平拓扑，则开关器件S1、S2串联组成半桥DNPC三电平拓扑上桥臂，开关器件S3、S4串联组成半桥DNPC三电平拓扑下桥臂；若直流母线侧采用全桥两电平拓扑，则开关器件S1、S2串联组成全桥两电平拓扑的一对桥臂，S1为上桥臂、S2为下桥臂，开关器件S3、S4串联组成全桥两电平拓扑的另一对桥臂，S3为上桥臂、S4为下桥臂。
所述储能电池侧拓扑中，若储能电池侧采用全桥两电平拓扑，则开关器件S5、S6串联组成全桥两电平拓扑的一对桥臂，S5为上桥臂、S6为下桥臂，开关器件S7、S8串联组成全桥两电平拓扑的另一对桥臂，S7为上桥臂、S8为下桥臂；若为储能电池侧采用半桥DNPC三电平拓扑，则开关器件S5、S6串联组成半桥DNPC三电平拓扑上桥臂，开关器件S7、S8串联组成半桥DNPC三电平拓扑下桥臂。
进一步地，开关器件S1-S8由驱动信号驱动时，所给的驱动信号的占空比均为50％；在直流母线侧拓扑中，若为直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑，则S1、S2驱动信号相同且和S3、S4互补；若为直流母线侧全桥两电平拓扑，则S1、S4驱动信号相同且和S2、S3互补；在储能电池侧拓扑中，若为储能电池侧全桥两电平拓扑，则S5、S8驱动信号相同且和S6、S7互补；若为储能电池侧半桥DNPC三电平拓扑，S5、S6驱动信号相同且和S7、S8互补。
所述对称CLLLC谐振网络中一次侧谐振电容Cr1与二次侧谐振电容Cr2的关系为Cr1＝Cr2/N2，一次侧谐振电感Lr1与二次侧谐振电感Lr2的关系为Lr1＝N2Lr2，N为变压器变比，所述谐振频率fr表达式为：
在恒流充电阶段，所述刻画软开关区域后，根据开关频率fs和桥间移相角
之间的关系式找到软开关区域边界，获得完整的软开关区域边界曲线，软开关区域边界的两个端点分别为C点和F点，同时令桥间移相角＝-π/2，得到C点处的开关频率fs，确定C点坐标，再根据C点找到与其电流相同的E点，由C点确定对应的E点，进而在完整的软开关区域边界曲线C-E-F上确定所选取的部分软开关区域边界曲线E-F，在不同电压传输比d时选取的部分软开关区域边界曲线E-F上，根据要求的充电电流选取对应的开关频率fs与桥间移相角
即可实现恒流充电阶段中所有开关器件的软开关。
本发明提供技术方案的有益效果为：
本发明所提控制方法可以实现储能电池充放电过程中电池电压的宽范围调节，同时变换器中所有开关器件均实现软开关，减小开关损耗，变换器实现高效率运行。
本发明控制方法包含储能系统在恒流充电、恒压充电以及恒流放电三个不同阶段的控制，恒流充电阶段调节开关频率fs与桥间移相角
实现宽电压增益控制，在恒压充电阶段调节开关频率fs等于谐振频率fr实现恒定电压增益控制，在恒流放电阶段调节开关频率fs实现宽电压增益控制。在三个不同阶段的控制中，CLLLC谐振变换器的所有开关器件均可以实现软开关运行，与变频控制相比，本发明所提控制方法中变换器的开关频率不超过谐振频率，开关频率更低，开关频率的变化范围更窄，有利于变压器以及驱动电路的设计，并且变换器在降压模式下具有更宽的电压调整范围。
附图说明
图1是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器的电路结构示意图。
图2是本发明中储能电池在恒流恒压两阶段充电方式下的充电曲线图。
图3是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流充电阶段降压模式运行下的驱动信号波形及工作波形图。
图4是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流充电阶段降压模式运行下的等效电路。
图5是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在电压传输比d＝0.8时的软开关区域边界曲线。
图6是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器采用不同充电电流进行恒流充电时开关频率fs与桥间移相角
的变化曲线。
图7是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在恒压充电阶段电压匹配模式运行下的驱动信号波形及工作波形图。
图8是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在恒压充电阶段电压匹配模式运行下的基波等效电路。
图9是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流放电阶段升压模式运行下的驱动信号波形及工作波形图。
图10是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流放电阶段升压模式运行下的基波等效电路。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的技术方案进行详细、完整的描述，显然，所描述的实施例仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的实施例中，提供了一种用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，CLLLC谐振变换器为DNPC-CLLLC谐振变换器，DNPC-CLLLC谐振变换器结构如图1所示，其包括直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑、储能电池侧全桥两电平拓扑以及对称CLLLC谐振网络。
图1中，所述直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑包括开关器件S1-S4，钳位二极管D1-D2，母线电容Ci1-Ci2；所述储能电池侧全桥两电平拓扑包括开关器件S5-S8和滤波电容Co；所述对称CLLLC谐振网络包括一次侧谐振电容Cr1、一次侧谐振电感Lr1、二次侧谐振电感Lr2、二次侧谐振电容Cr2以及高频变压器，高频变压器内自带励磁电感Lm，其中，一次侧谐振电容Cr1与二次侧谐振电容Cr2的关系为Cr1＝Cr2/N2，一次侧谐振电感Lr1与二次侧谐振电感Lr2的关系为Lr1＝N2Lr2，N为变压器变比。
DNPC-CLLLC谐振变换器的谐振频率fr表达式为：
储能电池采用恒流恒压两阶段充电方式，其充电曲线如图2所示，在恒流充电阶段，充电电流保持恒定，电池电压不断上升，到达一定值后进入恒压充电阶段，该阶段电池电压恒定，充电电流逐渐降低。储能电池放电过程采用恒流放电方式，该阶段与恒流充电阶段相反，放电电流保持恒定，电池电压不断下降。
在储能电池恒流充电、恒压充电以及恒流放电三个不同的阶段中，直流母线电压均保持恒定不变，电池电压在宽范围内变化。根据直流母线电压与电池电压之间的关系，将DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流充电阶段设计为正向降压模式，在恒压充电阶段设计为正向电压匹配模式，在恒流放电阶段设计为反向升压模式。
用于储能系统的宽电压范围DNPC-CLLLC谐振变换器的控制方法包含储能系统中恒流充电、恒压充电以及恒流放电三个不同阶段的控制。
恒流充电阶段
在所述恒流充电阶段，直流母线侧拓扑的开关器件和储能电池侧拓扑的开关器件均给予驱动信号进行驱动，同时要求DNPC-CLLLC谐振变换器的开关频率fs小于谐振频率fr，DNPC-CLLLC谐振变换器运行于降压模式，直流母线侧拓扑和储能电池侧拓扑的桥间移相角
能够主动控制
图3是DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流充电阶段降压模式运行下的驱动信号波形及工作波形图，开关器件S1-S8的驱动信号占空比均为50％，S1、S2驱动信号相同且和S3、S4互补，S5、S8驱动信号相同且和S6、S7互补，S1驱动信号超前S5驱动信号的角度为桥间移相角
恒流充电阶段中桥间移相角
小于零，开关频率fs小于谐振频率fr。桥间移相角
使变换器具有宽电压范围调节能力，同时调节开关频率fs确保开关器件实现软开关，从而提高变换器效率。
在恒流充电阶段，DNPC-CLLLC谐振变换器的等效电路如图4所示，C'r2、L'r2分别为折算至一次侧后的二次侧谐振电容和谐振电感，其值满足C'r2＝Cr2/N2，L'r2＝N2Lr2；i1、u1分别为一次侧谐振电流和直流母线侧拓扑等效到对称CLLLC谐振网络的端口电压；i'2、u'2分别为折算至一次侧后的二次侧谐振电流和储能电池侧拓扑等效到对称CLLLC谐振网络的端口电压，其值满足i'2＝i2/N，u'2＝Nu2，式中，i2、u2分别为未折算至一次侧的之前的二次侧谐振电流和储能电池侧拓扑等效到对称CLLLC谐振网络的端口电压，im为励磁电感电流。
根据二端口网络理论，采用频率分析法推导恒流充电模式下对称CLLLC谐振网络两侧的谐振电流i1和i'2的表达式如公式(1)、公式(2)所示：
式中，Udc1为直流母线电压，Udc2为储能电池电压；k为励磁电感Lm与谐振电感Lr1之比，k＝Lm/Lr1；ωs为开关角频率，ωs＝(2πfs)；ωn为归一化角频率，ωn＝(2πfs)/(2πfr)；Zo为特征阻抗，Zo＝2πfrLr1；n为开关频率频次，t为时间。
将t＝0带入公式(1)，
带入公式(2)，获得公式(3)，公式(3)中条件成立能够实现所有开关器件的软开关，从而减小变换器的开关损耗。
采用电压传输比d表示直流母线电压Udc1与储能电池电压Udc2的关系，电压传输比d＝2NUdc2/Udc1，恒流充电阶段中d<1表示DNPC-CLLLC谐振变换器运行在降压模式，若d＝1则表示DNPC-CLLLC谐振变换器进入电压匹配模式；根据公式(3)，由开关频率fs与桥间移相角
刻画出在固定储能电池电压Udc2下的软开关区域，也即在固定电压传输比d下的软开关区域。
当选取的开关频率fs与桥间移相角
在软开关区域内以及软开关区域边界曲线上时，可以实现所有开关器件的软开关；进一步，选择在软开关区域边界曲线上选取开关频率fs与桥间移相角
与在软开关区域内选取相比，可以获得较小的关断电流，从而减小开关器件的关断损耗。
图5为DNPC-CLLLC谐振变换器在电压传输比d＝0.8时的软开关区域边界曲线，曲线C-E-F是完整的软开关区域边界曲线，图5中虚线为曲线C-E-F对应的充电电流曲线，充电电流Io随桥间移相角
先单调增加后单调减小，C点与E点处充电电流相同；为保证充电电流Io的单调性，选择在曲线E-F上根据充电电流大小选取开关频率fs与桥间移相角
其中E点处设计为最大充电电流处，F点处的充电电流为0。
恒流充电过程中，储能电池电压Udc2与电压传输比d均在变化，导致由公式(3)刻画的软开关区域以及完整的软开关区域边界曲线C-E-F发生变化，从而选取的部分的软开关区域边界曲线E-F也在变化；但C点处的开关频率fs与桥间移相角
是固定的，不随电压传输比d变化，则根据C点设计DNPC-CLLLC谐振变换器；由于C点与E点处充电电流相同，当电压传输比d变化时，由C点确定对应的E点，进而在完整的软开关区域边界曲线C-E-F上确定所选取的部分软开关区域边界曲线E-F。
具体的，C点处开关频率fs与桥间移相角
的关系如公式(4)所示：
进一步，在不同电压传输比d时选取的部分软开关区域边界曲线E-F上，根据要求的充电电流选取对应的开关频率fs与桥间移相角
即可实现恒流充电阶段中所有开关器件的软开关。
图6为DNPC-CLLLC谐振变换器采用不同充电电流进行恒流充电时开关频率fs与桥间移相角
的变化曲线，图中Iomax为储能电池的最大充电电流；在充电过程中，储能电池电压Udc2上升，d也逐渐增大，恒流充电过程结束时，d增加到1；此阶段随着储能电池电压的上升，开关频率fs逐渐向谐振频率fr靠近，桥间移相角
逐渐向零靠近，避免了从恒流充电阶段到恒压充电阶段控制量的突变。
恒压充电阶段
在所述恒压充电阶段，仅给直流母线侧拓扑的开关器件驱动信号进行驱动，储能电池侧拓扑的开关器件无驱动信号驱动，同时要求开关频率fs等于谐振频率fr，DNPC-CLLLC谐振变换器运行于电压匹配模式。
图7是DNPC-CLLLC谐振变换器在恒压充电阶段电压匹配模式运行下的驱动信号波形及工作波形图，S1-S4的驱动信号占空比为50％，S1、S2驱动信号相同且和S3、S4互补。开关频率fs等于谐振频率fr，对称CLLLC谐振网络两侧端口电压匹配，且与负载大小无关。因此，在恒压充电阶段，随着充电电流逐渐减小，储能电池电压均保持不变。
图8是恒压充电阶段DNPC-CLLLC谐振变换器的基波等效电路，图中Req1为二次侧折算至一次侧的等效负载电阻。
此时，在变换器运行过程中，直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑的开关器件S1-S4实现零电压开通；储能电池侧的谐振电流与电压同相位，其整流管实现零电流关断，即所有开关器件均实现软开关。
恒流放电阶段
在所述恒流放电阶段，仅给储能电池侧拓扑的开关器件由驱动信号驱动，直流母线侧拓扑的开关器件无驱动信号驱动，同时要求DNPC-CLLLC谐振变换器的开关频率fs小于谐振频率fr，DNPC-CLLLC谐振变换器运行于升压模式。
图9是本发明中DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流放电阶段升压模式运行下的驱动信号波形及工作波形图，S5-S8的驱动信号占空比为50％，S5、S8驱动信号相同且和S6、S7互补。能量由储能电池侧传向直流母线侧，此时通过调节开关频率fs来实现电压调节。
图10是恒流放电阶段DNPC-CLLLC谐振变换器的基波等效电路，图中Req2为一次侧的等效负载电阻。
根据等效电路推导恒流放电模式下变换器的交流电压增益MAC表达式：
式中，Q为DNPC-CLLLC谐振变换器的品质因数，Q＝2πfrLr1/Req2。
根据公式(5)，为实现升压运行，要求开关频率fs低于谐振频率fr，此时储能电池侧全桥两电平拓扑的开关器件S5-S8实现零电压开通；直流母线侧谐振电流与电压相位相反，其整流管实现零电流关断，即所有开关器件均实现软开关。
本实施例提供的用于储能系统的宽电压范围DNPC-CLLLC谐振变换器的控制方法使DNPC-CLLLC谐振变换器在恒流充电、恒压充电和恒流放电三个阶段中实现所有开关器件的软开关运行。同时相对于传统变频控制，本发明所提控制方法中变换器的开关频率不超过谐振频率，开关频率更低，开关频率的变化范围更窄，更有利于变压器以及驱动电路的设计。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
本发明未述及之处适用于现有技术。
Claims (8)
1.一种用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述CLLLC谐振变换器包括直流母线侧拓扑、储能电池侧拓扑及对称CLLLC谐振网络，直流母线侧的母线电压保持恒定不变，储能电池必须按照恒流恒压两阶段充电方式进行充电；所述控制方法包括储能系统中恒流充电、恒压充电以及恒流放电三个不同阶段的控制；
在恒流充电阶段，直流母线侧拓扑的开关器件和储能电池侧拓扑的开关器件均给予驱动信号进行驱动，同时要求CLLLC谐振变换器的开关频率fs小于谐振频率fr，CLLLC谐振变换器运行于降压模式，由于所有开关器件都能给予相应的驱动信号，使得直流母线侧拓扑和储能电池侧拓扑的桥间移相角
能够主动控制，实现宽电压控制；
获得CLLLC谐振变换器的等效电路，计算出恒流充电模式下对称CLLLC谐振网络两侧的谐振电流的表达式；
将开关时刻t＝0带入一次侧的谐振电流的表达式，同时将开关时刻
带入二次侧的谐振电流的表达式，获得开关频率fs和桥间移相角
之间的关系式，刻画软开关区域，在软开关区域边界上，通过调节开关频率fs以及桥间移相角
来实现所有开关器件的软开关，其中ωs为开关角频率；
在恒压充电阶段，仅给直流母线侧拓扑的开关器件驱动信号进行驱动，储能电池侧拓扑的开关器件无驱动信号驱动，同时要求开关频率fs等于谐振频率fr，CLLLC谐振变换器运行于电压匹配模式，即实现了恒定电压控制且所有开关器件均实现了软开关；
在恒流放电阶段，仅给储能电池侧拓扑的开关器件由驱动信号驱动，直流母线侧拓扑的开关器件无驱动信号驱动，同时要求CLLLC谐振变换器的开关频率fs小于谐振频率fr，CLLLC谐振变换器运行于升压模式，调节开关频率fs实现宽电压控制以及所有开关器件的软开关。
2.根据权利要求1所述的用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述直流母线侧拓扑为直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑或直流母线侧全桥两电平拓扑，所述储能电池侧拓扑为储能电池侧全桥两电平拓扑或储能电池侧DNPC三电平拓扑。
3.根据权利要求1所述的用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述CLLLC谐振变换器为DNPC-CLLLC谐振变换器，包括直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑、储能电池侧全桥两电平拓扑以及对称CLLLC谐振网络；所述直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑包括开关器件S1-S4、钳位二极管D1-D2、母线电容Ci1-Ci2；开关器件S1、S2串联组成半桥DNPC三电平拓扑上桥臂，开关器件S3、S4串联组成半桥DNPC三电平拓扑下桥臂，上下两桥臂连接点与对称CLLLC谐振网络一次侧端口的一端连接；钳位二极管D1的正极与钳位二极管D2的负极连接，两者的连接点与对称CLLLC谐振网络一次侧端口的另一端连接，钳位二极管D1的负极与开关器件S1和开关器件S2的连接点连接，钳位二极管D2的正极与开关器件S3和开关器件S4的连接点连接；母线电容Ci1、Ci2串联连接在直流母线两端，母线电容Ci1和Ci2的连接点与钳位二极管D1和D2的连接点连接；
所述储能电池侧全桥两电平拓扑包括开关器件S5-S8和滤波电容Co；开关器件S5和开关器件S6串联组成全桥两电平拓扑的一对桥臂，开关器件S7和开关器件S8串联组成全桥两电平拓扑的另一对桥臂；开关器件S5和开关器件S6的连接点以及开关器件S7和开关器件S8的连接点分别连接到对称CLLLC谐振网络二次侧端口的两端；滤波电容Co连接在储能电池两端；所述对称CLLLC谐振网络包括一次侧谐振电容Cr1、一次侧谐振电感Lr1、二次侧谐振电感Lr2、二次侧谐振电容Cr2以及高频变压器；一次侧谐振电容Cr1的一端作为对称CLLLC谐振网络一次侧端口的一端，另一端与一次侧谐振电感Lr1的一端连接，一次侧谐振电感Lr1的另一端与高频变压器一次侧的一端连接，高频变压器一次侧的另一端作为对称CLLLC谐振网络一次侧端口的另一端，高频变压器内自带励磁电感Lm，励磁电感Lm并联在一次侧两端；二次侧谐振电容Cr2的一端作为对称CLLLC谐振网络二次侧端口的一端，另一端与二次侧谐振电感Lr2的一端连接，二次侧谐振电感Lr2的另一端与高频变压器二次侧的一端连接，高频变压器二次侧的另一端作为对称CLLLC谐振网络二次侧端口的另一端。
4.根据权利要求3所述的一种用于储能系统的宽范围CLLLC谐振变换器控制方法，其特征在于，所述恒流充电模式下对称CLLLC谐振网络两侧的谐振电流i1和i'2的表达式为公式(1)、公式(2)：
式中，Udc1为直流母线电压，Udc2为储能电池电压；k为励磁电感Lm与谐振电感Lr1之比，k＝Lm/Lr1；ωs为开关角频率，ωs＝(2πfs)；ωn为归一化角频率，ωn＝(2πfs)/(2πfr)；Zo为特征阻抗；n为开关频率频次，t为时间；i1为一次侧谐振电流，i'2为二次侧谐振电流；
所述开关频率fs和桥间移相角
之间的关系式为式(3)，公式(3)中条件成立能够实现所有开关器件的软开关；
5.根据权利要求1所述的用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述直流母线侧拓扑中，若直流母线侧采用半桥DNPC三电平拓扑，则开关器件S1、S2串联组成半桥DNPC三电平拓扑上桥臂，开关器件S3、S4串联组成半桥DNPC三电平拓扑下桥臂；若直流母线侧采用全桥两电平拓扑，则开关器件S1、S2串联组成全桥两电平拓扑的一对桥臂，S1为上桥臂、S2为下桥臂，开关器件S3、S4串联组成全桥两电平拓扑的另一对桥臂，S3为上桥臂、S4为下桥臂；
所述储能电池侧拓扑中，若储能电池侧采用全桥两电平拓扑，则开关器件S5、S6串联组成全桥两电平拓扑的一对桥臂，S5为上桥臂、S6为下桥臂，开关器件S7、S8串联组成全桥两电平拓扑的另一对桥臂，S7为上桥臂、S8为下桥臂；若为储能电池侧采用半桥DNPC三电平拓扑，则开关器件S5、S6串联组成半桥DNPC三电平拓扑上桥臂，开关器件S7、S8串联组成半桥DNPC三电平拓扑下桥臂。
6.根据权利要求5所述的用于储能系统的宽电压范围CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，开关器件S1-S8由驱动信号驱动时，所给的驱动信号的占空比均为50％；在直流母线侧拓扑中，若为直流母线侧半桥DNPC三电平拓扑，则S1、S2驱动信号相同且和S3、S4互补；若为直流母线侧全桥两电平拓扑，则S1、S4驱动信号相同且和S2、S3互补；在储能电池侧拓扑中，若为储能电池侧全桥两电平拓扑，则S5、S8驱动信号相同且和S6、S7互补；若为储能电池侧半桥DNPC三电平拓扑，S5、S6驱动信号相同且和S7、S8互补。
7.根据权利要求1所述的一种用于储能系统的宽范围CLLLC谐振变换器控制方法，其特征在于，所述对称CLLLC谐振网络中一次侧谐振电容Cr1与二次侧谐振电容Cr2的关系为Cr1＝Cr2/N2，一次侧谐振电感Lr1与二次侧谐振电感Lr2的关系为Lr1＝N2Lr2，N为变压器变比，所述谐振频率fr表达式为：
8.根据权利要求3所述的一种用于储能系统的宽范围CLLLC谐振变换器控制方法，其特征在于，在恒流充电阶段，所述刻画软开关区域后，根据开关频率fs和桥间移相角
之间的关系式找到软开关区域边界，获得完整的软开关区域边界曲线，软开关区域边界的两个端点分别为C点和F点，同时令桥间移相角＝-π/2，得到C点处的开关频率fs，确定C点坐标，再根据C点找到与其电流相同的E点，由C点确定对应的E点，进而在完整的软开关区域边界曲线C-E-F上确定所选取的部分软开关区域边界曲线E-F，在不同电压传输比d时选取的部分软开关区域边界曲线E-F上，根据要求的充电电流选取对应的开关频率fs与桥间移相角
即可实现恒流充电阶段中所有开关器件的软开关。
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2023
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| CN116633186A (zh) * | 2023-07-24 | 2023-08-22 | 西安为光能源科技有限公司 | 电力电子变压器功率模块拓扑结构 |
| CN116633186B (zh) * | 2023-07-24 | 2023-10-17 | 西安为光能源科技有限公司 | 电力电子变压器功率模块拓扑结构 |
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