CN110620512A - 谐振变换器及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种谐振变换器及控制方法。该谐振变换器适于提供一输出电压至负载，其中，谐振变换器包括：原边电路，包含至少一组原边开关，原边电路用于接受一输入电压；谐振网络，耦接于原边电路；变压器，具有原边绕组和副边绕组，原边绕组耦接于谐振网络；副边电路，包含至少一组副边开关，副边电路耦接于变压器的副边绕组；以及控制单元，控制单元根据输入电压、输出电压，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得变压器的副边绕组短路，从而产生较大的负电流，为原边开关管创造软开关条件。本发明提供的谐振变换器在轻载下可以实现原边开关管的软开通，更加适用于宽电压范围。

Description

谐振变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换技术领域，尤其涉及一种谐振变换器及控制方法。
背景技术
传统的谐振变换器具有可以实现原边开关管Zero Voltage Switch，简称ZVS的优点，被广泛应用于高效率、高频和高功率密度的场合。然而，在宽电压范围(宽输入电压或宽输出电压范围)的应用场合下，谐振变换器存在开关频率范围宽、效率优化设计困难、磁件体积较大等问题，这使得传统的谐振变换器很难在整个宽电压范围内取得良好表现。
目前，越来越多的研究都集中在适应于宽电压范围的谐振变换器上。大部分的研究工作都是在增加相应元器件的基础上来拓宽谐振变换器的电压范围，这些方法的缺点就是成本高，变换器比较复杂。另外在不改变电路拓扑的基础上，美国专利文献US9490704B2提出了一种“变频+延时”的控制策略，可以缩小开关频率范围，从而可适用于宽电压范围的应用场合。
但是，由于在轻载下，谐振变换器的工作频率较高，其关断损耗较大，占主导地位，而专利文献US9490704B2提出的这种控制方法原边电流在轻载下较小，较易失去ZVS，因此其轻载效率较差。
发明内容
本发明提供一种谐振变换器及控制方法，以解决如何在实现轻载下原边开关管ZVS的同时，降低开关频率，从而大幅提高轻载效率的技术问题。
第一方面，本发明提供一种谐振变换器，适于提供一输出电压至负载，其中，所述谐振变换器包括：
原边电路，包含至少一组原边开关，所述原边电路用于接受一输入电压；
谐振网络，耦接于所述原边电路；
变压器，具有原边绕组和副边绕组，所述原边绕组耦接于所述谐振网络；
副边电路，包含至少一组副边开关，所述副边电路耦接于所述变压器的副边绕组；以及
控制单元，所述控制单元根据输入电压、输出电压，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得所述变压器的所述副边绕组短路。
在前述的谐振变换器中，所述副边开关电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括：
一第一桥臂，包含串联连接的第一开关与第二开关，所述第一开关和所述第二开关的串联节点电性耦接至所述副边绕组的一端；
一第二桥臂，与所述第一桥臂并联连接，所述第二桥臂包含串联连接的第三开关与第四开关，所述第三开关和所述第四开关的串联节点电性耦接至所述副边绕组的另一端；
其中，在第一时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第一开关和所述第四开关均处于导通状态，使得所述副边绕组短路；
在第二时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第二开关和所述第三开关处于导通状态，使得所述副边绕组短路。
在前述的谐振变换器中，在所述第一时间期间的所述预设时间，所述控制单元还控制所述第二开关和所述第三开关处于关断状态；在所述第二时间期间的所述预设时间，所述控制单元还控制所述第一开关和所述第四开关处于关断状态。
在前述的谐振变换器中，所述副边开关电路为全波整流电路，所述全波整流电路包括：
一第一开关与第二开关，所述第一开关和所述第二开关的分别电性耦接至所述副边绕组；
其中，在第一时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第一开关和所述第二开关均处于导通状态，使得所述副边绕组短路；
在第二时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第一开关和所述第二开关处于导通状态，使得所述副边绕组短路。
在前述的谐振变换器中，所述谐振变换器还包括滤波电容，所述滤波电容耦接于所述副边电路。
在前述的谐振变换器中，所述原边电路为全桥电路。
在前述的谐振变换器中，所述原边电路为半桥电路。
在前述的谐振变换器中，所述谐振网络包括至少一个谐振电容以及至少一个谐振电感。
在前述的谐振变换器中，所述控制单元为模拟电路或者数字处理器。
在前述的谐振变换器中，所述控制单元还接收一电流检测信号，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得所述变压器的所述副边绕组短路。
在前述的谐振变换器中，所述电流检测信号是流过所述原边绕组的电流。
在前述的谐振变换器中，所述预设时间根据负载电流进行调整。
在前述的谐振变换器中，所述控制单元，包括：原边驱动电路以及副边驱动电路；
所述原边驱动电路根据所述输出电压控制所述原边开关；
所述副边驱动电路根据输入电压、输出电压以及电流检测信号控制所述副边开关。
在前述的谐振变换器中，所述谐振变换器工作于轻载状态，所述轻载状态为所述谐振变换器的负载率不大于20％的负载状态。
在前述的谐振变换器中，所述原边开关为零电压时开通。
第二方面，本发明还提供一种谐振变换器的控制方法，其中，谐振变换器包括原边电路、谐振网络、变压器和副边电路，所述谐振网络电性耦接至所述原边电路以及所述变压器的原边绕组，所述副边电路电性耦接至所述变压器的副边绕组，所述控制方法包括：
检测经由所述原边电路所接收的一输入电压；
检测经由所述副边电路所产生的一输出电压；
根据所述输入电压和所述输出电压控制所述副边电路的开关状态，使得所述变压器的副边绕组电性短接；以及，
延迟一预设时间后切换所述原边电路的开关状态。
在前述的控制方法中，还包括检测一电流检测信号，根据所述输入电压、输出电压、所述电流检测信号，在原边电路的开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边电路的开关状态，以使得变压器的副边绕组短路。
在前述的控制方法中，所述电流检测信号是流过所述原边绕组的电流。
在前述的控制方法中，所述控制方法应用于所述谐振变换器工作于轻载状态，所述轻载状态为所述谐振变换器的负载率不大于20％的负载状态。
在前述的控制方法中，所述控制方法控制所述原边开关为零电压时开通。
在前述的控制方法中，所述预设时间根据负载电流、输入电压或者开关频率进行调整。
本发明提供一种谐振变换器，通过控制单元根据输入电压、输出电压和一电流检测信号，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得变压器的副边绕组短路，以增大原边电流以获得原边MOS管ZVS所需的负向电流，使得加于谐振腔的电压更大，进而使得谐振腔存储的能量也越大，从而使其在轻载下都可以实现ZVS，同时降低了开关频率，轻载效率可以得到明显提高。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明根据一实施例提出的谐振变换器的电路图；
图2为图1所示谐振变换器的信号时序图；
图3a为图1所示谐振变换器在[T0-T1]时刻的工作模态图；
图3b为图1所示谐振变换器在[T1-T2]时刻的工作模态图；
图3c为图1所示谐振变换器在[T2-T3]时刻的工作模态图；
图3d为图1所示谐振变换器在[T3-T4]时刻的工作模态图；
图4为本发明根据又一实施例提出的谐振变换器的电路图；
图5为图4所示谐振变换器的信号时序图；
图6为本发明根据再一实施例提出的谐振变换器的电路图；
图7为图6所示谐振变换器的信号时序图。
附图标记说明：
110：原边电路；
120：谐振网络；
130：变压器；
140：副边电路；
150：控制单元；
CR：谐振电容；
LR：谐振电感；
N1：原边绕组；
N2：副边绕组；
SP1-SP4：原边开关；
SS1-SS4：副边开关；
CO：滤波电容。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1为本发明根据一实施例提出的谐振变换器的电路图。如图1所示，本实施例提供的一种谐振变换器，适于提供一输出电压至负载，其中，该谐振变换器包括：原边电路110、谐振网络120、变压器130、副边电路140以及控制单元150。
具体地，上述的原边电路110，包含至少一组原边开关，该原边电路110用于接受一输入电压VIN。
其中，该原边电路110可以是全桥电路，也可以是半桥电路。值得说明地，在本实施例中，并不对原边电路的形式进行具体的限定，只需保证能够通过该原边电路实现将输入的直流电转化为方波信号即可。在对本实施例所提供的谐振变换器进行实际应用时，可以根据实际的应用工况和设计的需求，对原边电路的类型进行相应的选择，但是这都包含在本实施例所保护的范围之内。
而对于谐振网络120，该谐振网络120耦接于上述的原边电路110，该谐振网络120包括至少一个谐振电容CR以及至少一个谐振电感LR。对于包含电容和电感及电阻元件的谐振网络120，其端口可能呈现容性、感性及电阻性。通过利用谐振网络120发生谐振时，电流或电压周期性地过零点，使得开关器件在零电压或者电流条件下开通或者关闭，从而实现软开关，达到降低开关损耗的目的。其中，该谐振网络120可以是串联谐振网络，也可以是并联谐振网络，值得说明地，在本实施例中，并不对谐振网络的形式进行具体的限定。
此外，上述的变压器130，具有原边绕组N1和副边绕组N2，其中，变压器130的原边绕组N1耦接于上述的谐振网络120。并且在变压器130的副边绕组N2端耦接副边电路140，其中，该副边电路包括至少一组的副边开关。
而通过控制单元150，则可以根据输入电压、输出电压，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得变压器130的副边绕组短路。进一步的，控制单元150还可以根据一电流检测信号，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得变压器130的副边绕组短路。其中，电流检测信号为流过变压器130原边绕组的电流。进一步的，对应的预设时间可以根据负载电流进行调整。此外，对应的预设时间还可以根据输入电压或者开关频率等进行调整，需要说明的是，本公开并不对此进行具体的限定。
在一较佳的实施例中，上述的副边开关电路可以为全桥整流电路。具体地，该全桥整流电路包括：
一第一桥臂，包含串联连接的第一开关SS1与第二开关SS2，第一开关SS1和第二开关SS2的串联节点电性耦接至副边绕组N2的一端；
一第二桥臂，与第一桥臂并联连接，第二桥臂包含串联连接的第三开关SS3与第四开关SS4，第三开关SS3和第四开关SS4的串联节点电性耦接至副边绕组N2的另一端；
其中，在第一时间期间(First Half Switch Period)，即开关周期的上半周，于原边开关状态切换时刻前的预设时间(Lead Time)，控制单元150控制第一开关SS1和第四开关SS4均处于导通状态，使得副边绕组N2短路；
在第二时间期间(Second Half Switch Period)，即开关周期的下半周，于原边开关状态切换时刻前的预设时间(Lead Time)，控制单元150控制第二开关SS2和第三开关SS3处于导通状态，使得副边绕组N2短路。
在本实施例中，通过控制单元根据输入电压、输出电压，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得变压器130的副边绕组短路，以增大原边电流以获得原边MOS管ZVS所需的负向电流，使得加于谐振腔的电压更大，进而使得谐振腔存储的能量也越大，从而使原边开关管在轻载下都可以实现ZVS，同时降低了开关频率，轻载效率可以得到明显提高。值得理解地，此处的轻载状态指的是谐振变换器的负载率不大于20％的负载状态。
下面结合具体的谐振变换器的信号时序图，对该谐振变换器的工作状态进行具体描述。其中，图2为图1所示谐振变换器的信号时序图，图3a为图1所示谐振变换器在[T0-T1]时刻的工作模态图；图3b为图1所示谐振变换器在[T1-T2]时刻的工作模态图；图3c为图1所示谐振变换器在[T2-T3]时刻的工作模态图；图3d为图1所示谐振变换器在[T3-T4]时刻的工作模态图。
请参照图2与图3a所示，在[T0-T1]时刻，副边电路中的第二开关SS2和第三开关SS3同时导通，从而将变压器130短路，输入电压Vin就会直接加于谐振网络120上进行谐振，则此时没有能量从谐振网络120的谐振腔传输到输出端。
请参阅图2和图3b，在[T1-T2]时刻，开关管中的第一开关SS1和第三开关SS3同时导通，谐振腔上的电压激励为-Vin-nVo，此时能量从谐振腔传输至输出端，如图3b所示，可见，该模态与传统的谐振变换器工作模态一致。
请参阅图2和图3c，[T2-T3]时刻即为原边开关Sp1、Sp2、Sp3、Sp4的状态切换前的预设时间TL，于T2时刻改变副边开关Ss3和Ss4的开关状态，使得开关管中的第一开关SS1和第四开关SS4同时导通，从而将变压器130短路，输入电压Vin直接加于谐振电感LR和谐振电容CR上进行谐振，此时原边电路110的电流增大，有利于原边MOS管实现ZVS，此时，本实施例所提供的谐振变换器工作模态如图3c所示。
请参阅图2和图3d，于T3时刻，原边开关Sp1、Sp2、Sp3、Sp4的状态发生切换，原边开关Sp1和Sp3关断，原边开关Sp2和Sp4开通。在[T3-T4]时刻，副边电路中的第一开关SS1和第四开关SS4同时导通，此时，本实施例所提供的谐振变换器工作模态如图3d所示。
从上述谐振变换器在不同时序中的工作状态中可以看出，通过加入模态[T2-T3]时刻，可以增大原边电流以获得原边MOS管ZVS所需的负向电流，使其在轻载下都可以实现ZVS。同时，通过加入该模态，使得整个开关周期变长，开关频率变短，可以进一步减少原边MOS管的关断损耗。因此，通过利用本实施例中所提供的谐振变换器，可以有效地提高谐振变换器在轻载下的效率。
同样地，在第二时间期间，在原边开关状态切换之前的[T6-T7]时刻即为预设时间TL，副边电路中的第二开关SS2和第三开关SS3同时导通，变压器130短路，输入电压Vin直接加于谐振电感LR和谐振电容CR上进行谐振，此时原边电路110的电流增大，有利于原边MOS管实现ZVS。
为了进一步地说明本实施例所提供的谐振变换器处于轻载状态时对于不同输入电压工况下的效率提升，下面结合本实施例提供的谐振变换器与现有技术中谐振变换器在不同工况下的实验数据进行说明。其中，当二者都在20％轻载状态下时，在第一种工况中，对本实施例提供的谐振变换器与现有技术中谐振变换器分别施加240V的输入电压时，本实施例提供的谐振变换器的变换效率为95％，而现有技术中谐振变换器的变换效率为88％；在第二种工况中，当本实施例提供的谐振变换器与现有技术中谐振变换器分别施加300V的输入电压时，本实施例提供的谐振变换器的变换效率为96.3％，而现有技术中谐振变换器的变换效率只有88％；在第三种工况中，当本实施例提供的谐振变换器与现有技术中谐振变换器分别施加360V的输入电压时，本实施例提供的谐振变换器的变换效率为96.4％，而现有技术中谐振变换器的变换效率只有89％。可见，针对在在20％轻载状态下时，对于不同输入电压，经本实施例所提供的谐振变换器转换的效率都明显优于现有技术中谐振变换器的变换效率。针对在上述三种工况下，本实施例提供的谐振变换器与现有技术中谐振变换器的各自变换效率具体如下表所示：
在上述实施例的基础上，本实施例还可以在副边电路140的输出侧耦接滤波电容CO，对输出的直流电压进行滤波处理，从而使得副边电路140输出电压基本稳定。
此外，对于上述实施例中的控制单元150可以为模拟电路，也可以为数字处理器，值得说明地，在本实施例中并不对控制单元的形式进行具体的限定，只需保证能够实现对原边开关和副边开关进行有效地控制即可。继续参照图1，在一种可能实现的设计中，上述的控制单元150，可以包括：原边驱动电路以及副边驱动电路，其中，原边驱动电路根据输出电压控制原边开关SP1-SP4，而副边驱动电路根据输入电压、输出电压以及电流检测信号控制副边开关SS1-SS4。其中，控制单元150采样输入、输出电压分别获得输入电压采样值Vin(scld)和输出电压采样值Vo(scld)，输出电压采样值Vo(scld)与电压基准值Vo(ref)进行比较输出值VE，经控制环路计算所得输出值VEA，通过电压控制振荡器产生原边驱动信号(开关频率fs)。另一方面，控制单元150中的控制电路根据输入输出电压采样值的比值(即增益)来确定延时时间delaytime，该延时时间起点是从谐振电流iLR的过零点(通过过零检测电路获得)；进一步地，控制电路根据负载大小，确定预设时间大小(即提前开通时间leadtime)，由以上控制量，结合输出电压闭环控制获得开关频率fs，即可以产生副边的驱动信号。
图4为本发明根据又一实施例提出的谐振变换器的电路图；图5为图4所示谐振变换器的信号时序图。如图4-图5所示，本实施例提供的一种谐振变换器，适于提供一输出电压至负载，其中，该谐振变换器包括：原边电路、谐振网络、变压器、副边电路以及控制单元。
在一个可能实现的设计中，上述的原边电路可以是半桥电路，对于谐振网络，该谐振网络耦接于上述的原边电路，该谐振网络包括至少一个谐振电感，其中谐振电容利用半桥电路本身的电容。此外，上述的变压器，具有原边绕组N1和副边绕组N2，其中，变压器的原边绕组N1耦接于上述的谐振网络。并且在变压器的副边绕组N2端耦接副边电路，其中，该副边电路包括至少一组的副边开关。而通过控制单元，则可以根据输入电压、输出电压，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得变压器的副边绕组短路。进一步的，控制单元还可以接受一电流检测信号，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得变压器的副边绕组短路。其中，电流检测信号为流过变压器原边绕组的电流，而对应的预设时间可以根据负载电流、开关频率、输入电压等进行调整，本公开并不对此进行限制。
下面结合图5对该谐振变换器的工作状态进行具体描述。在[T0-T1]时刻，副边电路中的第二开关SS2和第三开关SS3同时导通，从而将变压器130短路，输入电压Vin就会直接加于谐振网络上进行谐振，则此时没有能量从谐振网络120的谐振腔传输到输出端；在[T1-T2]时刻，副边电路中的第一开关SS1和第三开关SS3同时导通，谐振腔上的电压激励为Vin-nVo，此时能量从谐振腔传输至输出端；在T2时刻第三开关SS3和第四开关SS4开关状态发生改变，[T2-T3]时刻即为预设时间TL，此时副边电路中的第一开关SS1和第四开关SS4同时导通，将变压器130短路，输入电压Vin直接加于谐振网络上进行谐振，此时原边电路110的电流增大，有利于原边MOS管实现ZVS；在T3时刻，原边电路的原边开关Sp1、Sp2、Sp3、Sp4的状态发生切换。在[T3-T4]时刻，副边电路中的第一开关SS1和第四开关SS4同时导通。同样地，在开关周期的下半周，[T6-T7]即为预设时间TL，开关管中的第二开关SS2和第三开关SS3同时导通，将变压器130短路，输入电压Vin直接加于谐振网络上进行谐振，此时原边电路110的电流增大，有利于原边MOS管实现ZVS。
从上述谐振变换器在不同时序中的工作状态中可以看出，通过加入模态[T2-T3]和[T6-T7]的预设时间，可以增大原边电流以获得原边MOS管ZVS所需的负向电流，使其在轻载下都可以实现ZVS。同时，通过加入该模态，使得整个开关周期变长，开关频率变短，可以进一步减少原边MOS管的关断损耗。因此，通过利用本实施例中所提供的谐振变换器，可以有效地提高谐振变换器在轻载下的效率。
图6为本发明根据再一实施例提出的谐振变换器的电路图；图7为图6所示谐振变换器的信号时序图。如图6-图7所示，本实施例提供的一种谐振变换器，适于提供一输出电压至负载，其中，该谐振变换器包括：原边电路、谐振网络、变压器、副边电路以及控制单元。
在一个可能实现的设计中，上述的副边电路可以为全波整流电路，其中，该全波整流电路包括：第一开关SS1与第二开关SS2，其中，第一开关SS1和第二开关SS2的分别电性耦接至副边绕组。在第一时间期间，即开关周期的上半周，于原边开关状态切换时刻前的预设时间(Lead Time)，控制单元控制第一开关SS1和第二开关SS2均处于导通状态，使得副边绕组短路；而在第二时间期间，即开关周期的下半周，于原边开关状态切换时刻前的预设时间(Lead Time)，控制单元控制第一开关SS1和第二开关SS2处于导通状态，使得副边绕组短路。
下面结合图7对该谐振变换器的工作状态进行具体描述。在[T0-T1]时刻，副边电路中的第一开关SS1和第二开关SS2同时导通，从而将变压器短路，输入电压Vin就会直接加于谐振网络上进行谐振，则此时没有能量从谐振网络的谐振腔传输到输出端；在[T1-T2]时刻，开关管中的第一开关SS1导通，谐振腔上的电压激励为Vin-nVo，此时能量从谐振腔传输至输出端；在[T2-T3]时刻，即预设时间，副边电路中的第一开关SS1和第二开关SS2同时导通，将变压器短路，输入电压Vin直接加于谐振电感LR和谐振电容CR上进行谐振，此时原边电路的电流增大，有利于原边MOS管实现ZVS；在[T3-T4]时刻，开关管中的第一开关SS1和第二开关SS2同时导通。
从上述谐振变换器在不同时序中的工作状态中可以看出，通过加入模态[T2-T3]时刻，可以增大原边电流以获得原边MOS管ZVS所需的负向电流，使其在轻载下都可以实现ZVS。同时，通过加入该模态，使得整个开关周期变长，开关频率变短，可以进一步减少原边MOS管的关断损耗，轻载效率可以得到明显提高。因此，通过利用本实施例中所提供的谐振变换器，可以有效地提高谐振变换器在轻载下的效率。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (21)

1.一种谐振变换器，适于提供一输出电压至负载，其特征在于，所述谐振变换器包括：
原边电路，包含至少一组原边开关，所述原边电路用于接受一输入电压；
谐振网络，耦接于所述原边电路；
变压器，具有原边绕组和副边绕组，所述原边绕组耦接于所述谐振网络；
副边电路，包含至少一组副边开关，所述副边电路耦接于所述变压器的副边绕组；以及
控制单元，所述控制单元根据输入电压、输出电压，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得所述变压器的所述副边绕组短路。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述副边开关电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括：
一第一桥臂，包含串联连接的第一开关与第二开关，所述第一开关和所述第二开关的串联节点电性耦接至所述副边绕组的一端；
一第二桥臂，与所述第一桥臂并联连接，所述第二桥臂包含串联连接的第三开关与第四开关，所述第三开关和所述第四开关的串联节点电性耦接至所述副边绕组的另一端；
其中，在第一时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第一开关和所述第四开关均处于导通状态，使得所述副边绕组短路；
在第二时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第二开关和所述第三开关处于导通状态，使得所述副边绕组短路。
3.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，在所述第一时间期间的所述预设时间，所述控制单元还控制所述第二开关和所述第三开关处于关断状态；在所述第二时间期间的所述预设时间，所述控制单元还控制所述第一开关和所述第四开关处于关断状态。
4.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述副边开关电路为全波整流电路，所述全波整流电路包括：
一第一开关与第二开关，所述第一开关和所述第二开关的分别电性耦接至所述副边绕组；
其中，在第一时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第一开关和所述第二开关均处于导通状态，使得所述副边绕组短路；
在第二时间期间，于原边开关状态切换时刻前的所述预设时间，所述控制单元控制所述第一开关和所述第二开关处于导通状态，使得所述副边绕组短路。
5.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器还包括滤波电容，所述滤波电容耦接于所述副边电路。
6.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述原边电路为全桥电路。
7.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述原边电路为半桥电路。
8.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振网络包括至少一个谐振电容以及至少一个谐振电感。
9.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述控制单元为模拟电路或者数字处理器。
10.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述控制单元还接收一电流检测信号，在原边开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边开关的开关状态，使得所述变压器的所述副边绕组短路。
11.根据权利要求10所述的谐振变换器，其特征在于，所述电流检测信号是流过所述原边绕组的电流。
12.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述预设时间根据负载电流、输入电压或者开关频率进行调整。
13.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述控制单元，包括：原边驱动电路以及副边驱动电路；
所述原边驱动电路根据所述输出电压控制所述原边开关；
所述副边驱动电路根据输入电压、输出电压以及电流检测信号控制所述副边开关。
14.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器工作于轻载状态，所述轻载状态为所述谐振变换器的负载率不大于20％的负载状态。
15.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述原边开关为零电压时开通。
16.一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器包括原边电路、谐振网络、变压器和副边电路，所述谐振网络电性耦接至所述原边电路以及所述变压器的原边绕组，所述副边电路电性耦接至所述变压器的副边绕组，其特征在于，所述控制方法包括：
检测经由所述原边电路所接收的一输入电压；
检测经由所述副边电路所产生的一输出电压；
根据所述输入电压和所述输出电压控制所述副边电路的开关状态，使得所述变压器的副边绕组电性短接；以及，
延迟一预设时间后切换所述原边电路的开关状态。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，还包括检测一电流检测信号，根据所述输入电压、所述输出电压、所述电流检测信号，在原边电路的开关状态切换时刻前的一预设时间，控制副边电路的开关状态，以使得变压器的副边绕组短路。
18.根据权利要求17所述的控制方法，其特征在于，所述电流检测信号是流过所述原边绕组的电流。
19.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法应用于所述谐振变换器工作于轻载状态，所述轻载状态为所述谐振变换器的负载率不大于20％的负载状态。
20.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法控制所述原边开关为零电压时开通。
21.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述预设时间根据负载电流、输入电压或者开关频率进行调整。
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