CN115776234A - 谐振变换器及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

一种谐振变换器及其操作方法，谐振变换器包含原边及副边电路、变压器、谐振网络及控制电路。控制电路耦接原边电路及副边电路，并用于控制原边电路的原边开关以一开关频率进行动作。原边开关的至少一者被配置为从一第一开关时刻到一第二开关时刻内导通。控制电路用于控制副边电路的副边开关，使得副边开关的至少一者被配置为在第一时间段内导通，使谐振网络的电流在第一流动方向增加及谐振变换器的输出电流在第二流动方向增加或输出电流等于零。

Description

谐振变换器及其操作方法
技术领域
本揭示内容是有关于一种变换器，特别是关于一种谐振变换器及其操作方法。
背景技术
高效能且高功率密度是电源的发展趋势。
典型的交流-直流(AC-DC)服务器电源供应器通常具有两级，前端级以及后直流-直流(DC-DC)级。电感-电感-电容(LLC)变换器可以达成原边开关的零电压开关及副边开关的零电流开关，其被广泛使用于DC-DC级。在实际的应用中，当服务器电源供应器的输入源失效时，LLC变换器的输出电压需要在一段时间(例如，保持时间)，例如十毫秒或二十毫秒内保持在特定的电压范围内。
在输入源失效的一段时间内，LLC变换器会对前端级的母线电容(bulkcapacitor)进行放电。输出母线电容的电容值、输出母线电容的电压以及LLC变换器的电压增益决定输出母线电容的放电能量。为了达到LLC变换器的高效能，设计上LLC变换器的电压增益相当狭窄。因此具有长保持时间的高效能LLC变换器非常具有挑战性。
目前有越来越多的研究专注于增加电源供应器的保持时间。一种方案是为了更长的保持时间而去增加母线电容器的电容值，但将会增加成本及需要电源供应器中的更多空间。另一种技术方案是去增加另外的升压电路于前端级和LLC变换器之间。上述方案可以通过升压电路的大范围的电压增益增加从前端级的输出到后DC-DC级的输出的电压增益，但是也会增加成本及电源供应器的设计复杂度。
以上提及的技术方案具有诸如高成本及低功率密度的缺点。
发明内容
本发明实施例包含一种谐振变换器。谐振变换器包括原边电路、变压器、谐振网络、副边电路及控制电路。原边电路耦接一输入电源，原边电路包括多个原边开关。变压器具有一原边绕组及一副边绕组。谐振网络耦接于原边电路及原边绕组之间。副边电路耦接于副边绕组，并且副边电路包括多个副边开关。控制电路耦接原边电路以及副边电路，并用于控制原边开关以一开关频率进行动作，其中原边开关的至少一者用与被配置为从一第一开关时刻到一第二开关时刻的时间段内导通，以及控制电路用于控制副边开关的至少一者在一第一时间段内导通，使得副边绕组被一预设电压钳位，谐振网络的一电流在一第一流动方向增加，且谐振变换器的一输出电流在一第二流动方向增加或等于零，其中第一时间段介于第一开关时刻及第二开关时刻之间。
在一些实施例中，控制电路更用于依据一输出电压调整第一时间段，或用于依据输出电压及一输入电压调整第一时间段。
在一些实施例中，控制电路更用于控制副边开关的至少两者在一第二时间段内断开，其中第二时间段介于第一开关时刻及第一时间段之间。
在一些实施例中，控制电路更用于依据输出电压调整第二时间段，或用于依据输出电压及一输入电压调整第二时间段。
在一些实施例中，副边绕组还包括一第一端、一第二端及一中心抽头端；以及副边开关包括一第一开关及一第二开关；其中第一开关的一第一端耦接至副边绕组的第一端；第二开关的一第一端耦接至副边绕组的第二端，第二开关的一第二端耦接至第一开关的一第二端；其中第一开关的第二端耦接至谐振变换器的一第一输出端并且中心抽头端耦接至谐振变换器的一第二输出端，并且控制电路更用于控制第二开关在第一时间段内导通，使得副边绕组被预设电压钳位，谐振网络的电流在第一流动方向增加且谐振变换器的输出电流在第二流动方向增加；或第一开关的第二端耦接至谐振变换器的第二输出端并且中心抽头端耦接至谐振变换器的第一输出端，并且控制电路更用于控制第一开关在第一时间段内导通，使得副边绕组被预设电压钳位，谐振网络的电流在第一流动方向增加且谐振变换器的输出电流在第二流动方向增加。
在一些实施例中，控制电路更用于控制第一开关及第二开关在一第二时间段内断开，其中第二时间段介于第一开关时刻及第一时间段之间。
在一些实施例中，副边开关包括一第一开关、一第二开关、一第三开关及一第四开关；第一开关的一第一端耦接至副边绕组的一第一端，且第一开关的一第二端耦接至谐振变换器的一第一输出端；第二开关的一第一端耦接至副边绕组的第一端，且第二开关的一第二端耦接至谐振变换器的一第二输出端；第三开关的一第一端耦接至第一开关的第二端，且第三开关的一第二端耦接至副边绕组的一第二端；以及第四开关的一第一端耦接至第三开关的第二端，且第四开关的一第二端耦接至第二开关的第二端。
在一些实施例中，第一开关及第四开关形成一第一开关组，并且第二开关及第三开关形成一第二开关组；以及控制电路更用于控制第二开关组在第一时间段内导通，使得副边绕组被预设电压钳位，谐振网络的电流在第一流动方向增加且谐振变换器的输出电流在第二流动方向增加。
在一些实施例中，第一开关及第三开关形成一第三开关组，并且第二开关及第四开关形成一第四开关组；以及控制电路更用于控制第三开关组及第四开关组的一者在第一时间段内导通，使得副边绕组被预设电压钳位，谐振网络的电流在第一流动方向增加且谐振变换器的输出电流等于零，其中预设电压等于零。
在一些实施例中，控制电路更用于控制第一开关、第二开关、第三开关及第四开关的至少三者在一第二时间段内断开，其中第二时间段介于第一开关时刻及第一时间段之间。
在一些实施例中，控制电路包括：一原边驱动器，用于接收开关频率并且依据开关频率控制原边开关动作；一输出取样处理器，用于接收一输出电压并且提供一成比例的输出电压；一比较器，用于接收成比例的输出电压及一参考电压，并且提供一误差信号；一控制环路，用于接收误差信号并且提供一移相角；以及一副边驱动器，用于接收开关频率及移相角，并且依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通。
在一些实施例中，开关频率实质上等同于一预设频率。
在一些实施例中，第一时间段是由副边驱动器依据输出电压及开关频率调整。
在一些实施例中，控制电路还包括：一输出取样处理器，用于接收一输出电压并且提供一成比例的输出电压；一比较器，用于接收成比例的输出电压与一参考电压并且提供一误差信号；一控制环路，用于接收误差信号并且提供开关频率；一原边驱动器，接收开关频率并且依据开关频率控制原边开关动作；以及一副边驱动器，用于接收开关频率及一移相角，并且依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通。
在一些实施例中，移相角是一固定值。
在一些实施例中，第一时间段是由副边驱动器依据输出电压及开关频率调整。
在一些实施例中，控制电路包括：一输出取样处理器，用于接收一输出电压并且提供一成比例的输出电压；一比较器，用于接收成比例的输出电压与一参考电压并且提供一误差信号；一控制环路，用于接收误差信号并且提供开关频率及一移相角；一原边驱动器，用于接收开关频率并且依据开关频率控制原边开关动作；以及一副边驱动器，用于接收开关频率及移相角，并且在第一时间段内依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者导通。
在一些实施例中，第一时间段是由副边驱动器依据输出电压调整。
在一些实施例中，控制电路包括：一输出取样处理器，用于接收一输出电压并且提供一成比例的输出电压；一比较器，用于接收成比例的输出电压与一参考电压并且提供一误差信号；一控制环路，用于接收误差信号及一输入电压并且提供开关频率及一移相角；一原边驱动器，接收开关频率并且依据开关频率控制原边开关动作；以及一副边驱动器，用于接收开关频率及移相角，并且依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通。
在一些实施例中，第一时间段是由副边驱动器依据输出电压及输入电压调整。
本发明实施例包含一种操作一谐振变换器的方法。谐振变换器包含一原边电路、耦接原边电路的一谐振网络、具有耦接谐振网络一原边绕组及一副边绕组的一变压器、耦接于副边绕组的一副边电路以及耦接原边电路及副边电路的一控制电路，其中原边电路包含多个原边开关，且副边电路包含多个副边开关，方法包括：控制原边开关以一开关频率动作，其中原边开关的至少一者用于被配置为从一第一开关时刻到一第二开关时刻的时间段内导通；以及控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通，使得副边绕组被一预设电压钳位，谐振网络的一电流在一第一流动方向增加，且谐振变换器的一输出电流在一第二流动方向增加或等于零，其中第一时间段介于第一开关时刻及第二开关时刻之间。
在一些实施例中，方法还包括:依据一输出电压调整第一时间段；或依据输出电压及一输入电压调整第一时间段。
在一些实施例中，方法还包括:控制副边开关的至少二者在一第二时间段内断开，其中第二时间段介于第一开关时刻及第一时间段之间。
在一些实施例中，控制原边开关以开关频率动作还包括：接收开关频率；以及依据开关频率控制原边开关动作；以及控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：接收一输出电压并且依据输出电压提供一成比例的输出电压；依据成比例的输出电压及一参考电压提供一误差信号；依据误差信号提供一移相角；以及依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通。
在一些实施例中，控制原边开关以开关频率动作还包括：接收一输出电压并且依据输出电压提供一成比例的输出电压；依据成比例的输出电压及一参考电压提供一误差信号；依据误差信号提供开关频率；以及依据开关频率控制原边开关动作；以及控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：接收一移相角及开关频率；以及依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通。
在一些实施例中，控制原边开关以开关频率动作还包括：接收一输出电压并且依据输出电压提供一成比例的输出电压；依据成比例的输出电压及一参考电压提供一误差信号；依据误差信号提供开关频率及一移相角；以及依据开关频率控制原边开关动作；以及控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通。
在一些实施例中，控制原边开关以开关频率动作还包括：接收一输出电压并且依据输出电压提供一成比例的输出电压；依据成比例的输出电压及一参考电压提供一误差信号；依据误差信号及一输入电压提供开关频率及一移相角；以及依据开关频率控制原边开关动作；以及控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：依据开关频率及移相角控制副边开关的至少一者在第一时间段内导通。
本发明实施例包含一种一种谐振变换器。谐振变换器包括原边电路、变压器、谐振网络、副边电路及控制电路。原边电路耦接一输入电源，并且原边电路包括多个原边开关。变压器具有一原边绕组及一副边绕组。谐振网络耦接于原边电路及原边绕组之间。副边电路耦接于副边绕组，并且副边电路包括多个副边开关。控制电路耦接原边开关以及副边开关，并用于控制原边开关以一开关频率进行动作，其中原边开关的至少一者用于被配置为从一第一开关时刻到一第二开关时刻的时间段内导通。其中当开关频率大于一预设开关频率时，控制电路用于控制副边开关以一正常状态操作，以及当开关频率小于或等于预设开关频率时，控制电路用于控制副边开关的至少一者在一第一时间段内导通，使得副边绕组被一预设电压钳位，谐振网络的一电流在一第一流动方向增加，且谐振变换器的一输出电流在一第二流动方向增加或等于零，其中第一时间段介于第一开关时刻及第二开关时刻之间。
在一些实施例中，控制电路更用于依据一输出电压调整第一时间段，或控制电路更用于依据输出电压及一输入电压调整第一时间段。
在一些实施例中，控制电路更用于控制副边开关的至少两者在一第二时间段内断开，其中第二时间段介于第一开关时刻及第一时间段之间。
在一些实施例中，控制电路包括：一输出取样处理器，用于接收一输出电压并且提供一成比例的输出电压；一比较器，用于接收成比例的输出电压及一参考电压并且提供一误差信号；以及一控制环路，用于依据误差信号提供开关频率并且比较开关频率与预设开关频率；其中当开关频率大于一预设开关频率时，控制环路用于停止提供一移相角，或者当开关频率小于或等于预设开关频率时，控制环路用于提供该移相角；原边驱动器用于接收开关频率并且依据开关频率控制原边开关动作；副边驱动器用于接收开关频率并且依据开关频率控制副边开关以正常状态动作；或者接收开关频率和移相角并依据开关频率和移相角控制副边开关中的至少一者在第一时间段内导通。
附图说明
本揭示内容可以通过阅读以下实施方式的细节描述并参考随附的附图以完整理解。
图1为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的电路图；
图2为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的控制时序图；
图3为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的电路图；
图4为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的控制时序图；
图5A至图5D为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器的多个电路图；
图6为根据本案的一些实施例所绘示的不同的开关频率的增益与谐振变换器的相位转换角度之间的关系的图示。
具体实施方式
于本文中，当一元件被称为“连接”或“耦接”时，可指“电性连接”或“电性耦接”。“连接”或“耦接”亦可用于表示二或多个元件间相互搭配操作或互动。此外，虽然本文中使用“第一”、“第二”、…等用语描述不同元件，该用语仅是用于区别以相同技术用语描述的元件或操作。除非上下文清楚指明，否则该用语并非特别指称或暗示次序或顺位，亦非用于限定本发明。
除非另有定义，本文使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与本发明所属领域的普通技术人员通常理解的相同的含义。将进一步理解的是，诸如在通常使用的字典中定义的那些术语应当被解释为具有与它们在相关技术和本发明的上下文中的含义一致的含义，并且将不被解释为理想化的或过度正式的意义，除非本文中明确地这样定义。
这里使用的术语仅仅是为了描述特定实施例的目的，而不是限制性的。如本文所使用的，除非内容清楚地指示，否则单数形式“一”、“一个”和“该”旨在包括复数形式，包括“至少一个”。“或”表示“及/或”。如本文所使用的，术语“及/或”包括一个或多个相关所列项目的任何和所有组合。还应当理解，当在本说明书中使用时，术语“包括”及/或“包含”指定所述特征、区域、整体、步骤、操作、元件的存在及/或部件，但不排除一个或多个其它特征、区域整体、步骤、操作、元件、部件及/或其组合的存在或添加。
以下将以附图揭露本案的多个实施方式，为明确说明起见，许多实务上的细节将在以下叙述中一并说明。然而，应了解到，这些实务上的细节不应用于限制本案。也就是说，在本揭示内容部分实施方式中，这些实务上的细节是非必要的。此外，为简化附图起见，一些已知惯用的结构与元件在附图中将以简单示意的方式绘示。
图1为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器100的电路图。如图1所示，谐振变换器100用于从输入电源101接收输入电压VI1并且提供输出电压VO1至负载109。谐振变换器100包含原边电路110、谐振网络120、变压器130、副边电路140及控制电路150。
在一些实施例中，原边电路110耦接至输入电源101以接收输入电压VI1。变压器130具有原边绕组及副边绕组。谐振网络120耦接于原边电路110及原边绕组之间，其中谐振网络120可以实施为电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)的谐振网络、LC谐振网络或LCC谐振网络。副边电路140耦接于副边绕组及负载109之间。在一些实施例中，原边电路110用于从输入电源101接收电能并且将电能传送至谐振网络120。在一些实施例中，输入电源101可以是直流母线电容、独立直流电压源、电池或其他电路的直流输出电压其中一个。谐振网络120用于储存电能并且传输电能至变压器130。变压器130用于传输电能至副边电路140，以及副边电路140用于接收电能并且提供电能至负载109。变压器130可以用于从副边电路140传输电能至谐振网络120和/或输入电源101。控制电路150用于控制原边电路110及副边电路140。
在一些实施例中，控制电路150耦接原边电路110及副边电路140，并且用于控制原边电路110的原边开关SP11及SP12以开关频率FS动作，例如如下所述并且在图5A至图5D中示出的开关频率FS。在一些实施例中，原边开关SP11及SP12的至少一者用于从第一开关时刻(例如如下所述并且在图2及图4中示出的时刻T20及T40)到第二开关时刻(例如如下所述并且在图2及图4中示出的时刻T24及T44)的时间段内导通。在一些实施例中，控制电路150控制副边电路140的副边开关SS11及SS12，使得副边开关SS11及SS12的至少一者在介于第一开关时刻(例如如下所述并且在图2及图4中示出的时刻T20及T40)及第二开关时刻(例如如下所述并且在图2及图4中示出的时刻T24及T44)之间的第一时间段内导通，副边绕组被预设电压钳位，谐振网络120的电流ILR1在第一流动方向增加，其中谐振变换器的输出电流IL1在第二流动方向增加或输出电流IL1等于零。第一流动方向为从原本电路110流向变压器，而第二电流流动方向为从副边电路140流至变压器130。预设电压可以是反向电压，并且反向电压的极性与副边绕组的感应电压的极性相反。在副边绕组短路时，预设电压可以等于零。当预设电压是反向电压时，来自输入电源101及副边电路140的能量储存于谐振网络120中。当预设电压等于零时，来自输入电源101的能量储存于谐振网络120中。当副边开关SS11及SS12的至少一者在第一时间段内导通时，副边绕组被预设电压钳位以增加谐振变换器100的增益并且增加谐振变换器100的保持时间。在保持时间中，谐振变换器100的输出电压VO1保持在特定电压范围内。
在一些实施例中，控制电路150用于依据输出电压VO1调整第一时间段，或依据输出电压VO1及输入电压VI1调整第一时间段。在一些实施例中，输入电压VI1可以替换为输入电流或输入功率，且输出电压VO1可以替换为输出电流或输出功率。
在一些实施例中，当第一时间段增加时，谐振变换器100的增益增加。
在一些实施例中，当开关频率FS大于预设开关频率时，控制电路150用于控制副边开关SS11及SS12以正常状态进行动作。在一些实施例中，当开关频率FS小于或等于预设开关频率时，控制电路150用于控制副边开关SS11及SS12的至少一者在第一时间段内导通，使得副边绕组被预设电压钳位，谐振网络120的电流ILR1在第一流动方向增加，且输出电流IL1在第二流动方向增加或等于零，其中第一时间段介于第一开关时刻及第二开关时刻之间。在一些实施例中，当开关频率FS大于预设开关频率时，控制环路(例如在图5A至图5D中示出的控制环路552A～552D)停止提供移相角(例如在图5A至图5D中示出的移相角PSS)，使得副边开关以正常状态进行动作。
如图1所示，原边电路110实施为包含开关SP11及SP12的半桥电路。开关SP11及SP12串联耦接。开关SP11耦接至输入电源101于节点N10。开关SP12耦接至输入电源101于节点N12。在一些实施例中，开关SP11及SP12用于由控制电路150决定的开关频率动作。在一些其他实施例中，原边电路110实施为全桥电路，如图3所示的原边电路310。
如图1所示，谐振网络120包含电感LR1、励磁电感LM1及电容CR1的LLC谐振网络。励磁电感LM1并联耦接至原边绕组LP1。励磁电感LM1为独立于原边绕组LP1的电感，或励磁电感LM1为原边绕组LP1的杂散电感(stray inductance)。励磁电流ILM1流经通过励磁电感LM1。电感LR1的第一端耦接开关SP11及SP12于节点N11，电感LR1的第二端耦接原边绕组LP1于节点N13。电容CR1的第一端耦接原边绕组LP1于节点N14，电容CR1的第二端耦接开关SP12于节点N12。在谐振变换器100运行时，电流ILR1流经通过电感LR1。
在其他一些实施例中，谐振网络120包含电感LR1、励磁电感LM1及两个电容的LLC谐振网络。电感LR1的第一端耦接开关SP11及SP12于节点N11，电感LR1的第二端耦接原边绕组LP1于节点N13。两个电容串联连接后分别耦接于节点N10和N12，两个电容的连接点耦接原边绕组LP1于节点N14。
如图1所示，变压器130为包含原边绕组LP1及副边绕组的中心抽头式(center-tapped)变压器，其中副边绕组包含两个线圈LN11及LN12。中心抽头式变压器的副边绕组包含第一端N17、中心抽头端N16及第二端N18。线圈LN11及LN12串联连接于中心抽头端N16并且耦接至副边电路140。输出电压是输入电压乘以副边绕组及原边绕组的匝数比。
如图1所示，副边电路140实施为包含开关SS11及SS12的半桥电路。开关SS11的第一端耦接至副边绕组的第一端N17，且开关SS11的第二端耦接至谐振变换器100的第一输出端N15。开关SS12的第一端耦接至副边绕组的第二端N18，且开关SS12的第二端耦接至开关SS11的第二端。中心抽头端N16耦接至谐振变换器100的第二输出端。负载109耦接至谐振变换器100的第一输出端及第二输出端。在一些实施例中，开关SS11及SS12的动作由控制电路150决定。在一些实施例中，副边电路140的副边开关SS11及SS12及原边电路110的原边开关SP11及SP12以相同开关频率动作。在一些其他的实施例中，副边电路140的副边开关SS11及SS12及原边电路110的原边开关SP11及SP12以不同开关频率动作，举例来说，开关SS11及SS12的开关频率为原边开关SP11及SP12的开关频率的整数倍。在一些其他的实施例中，副边电路140实施为全桥电路，如图3所示的副边电路340。
如图1所示，控制电路150用于控制原边电路110的开关SP11及SP12以及副边电路140的开关SS11及SS12。在一些实施例中，控制电路150用于依据输出电压VO1决定开关SP11及SP12以及开关SS11及SS12的开关频率、导通时间及断开时间，其中输出电压VO1可以由输出电流或输出功率替换。在一些实施例中，控制电路150用于依据输出电压VO1及及输入电压VI1决定开关SP11及SP12以及开关SS11及SS12的开关频率、导通时间及断开时间，其中输出电压VO1可以由输出电流或输出功率替换，且输入电压VI1可以由输入电流或输入电源替换。在一些实施例中，在开关的断开时间及导通时间之间存在死区时间。
举例来说，在输出电压VO1低于目标电压时，控制电路150减小开关频率以增加谐振变换器100的增益。因此，控制电路150用于调整开关频率直到输出电压VO1实质上等同于目标电压。
图2为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器100的操作的控制时序图。如图2所示，时序图200绘示谐振变换器100在时刻T20～T26的操作。
如图2及图1所示，时序图200绘示开关SS11、SS12与开关SP11、SP12在不同时刻的动作。此外，时序图200也绘示电流IL1、ILR1及ILM1的电流波形。
由于谐振变换器100周期性地以开关频率重复操作，以下的叙述将集中于时间段[T20-T24]从第一开关时刻直到第二开关时刻的操作。在不同于时间段[T20-T24]的时间段内，谐振变换器100的操作类似于其在时间段[T20-T24]内的操作。举例来说，在时间段[T25-T26]中，开关SS11及SS12以及开关SP11及SP12以相同于时间段[T20-T24]的方式动作。在时间段[T24-T25]中，开关SS11及SS12以及开关SP11及SP12以与其在时间段[T20-T24]内的互补方式动作，其中在时间段[T20-T24]中与在时间段[T24-T25]中导通的开关及断开的开关是互补的。在一些实施例中，在时间段[T20-T24]与时间段[T24-T25]之间存在死区时间。在一些实施例中，在时间段[T24-T25]与时间段[T25-T26]之间存在死区时间。
如图2所示，在时间段[T20-T24]中，开关SP11导通以及开关SP12断开，其中时间段[T20-T24]是从第一开关时刻直到第二开关时刻。
在时间段[T20-T21]中，电流ILR1流向从节点N13流经电感LR1至节点N11的方向。
如图2所示，在时间段[T20-T21]中，开关SS11导通以及开关SS12断开，使得输出电流IL1流向从开关SS11流经线圈LN11至节点N16的方向(第二流动方向)。电能从副边电路140通过变压器130传送至电容CR1以及输入电源101。
如图2所示，在时间段[T20-T21]中，电流ILR1从负值增加至零。在时刻T21，电流ILR1等于零。在时刻T21之后，电流ILR1改变流动方向，举例来说，电流ILR1流向从节点N11流经电感LR1至节点N12的方向(第一流动方向)。
如图2所示，在时间段[T21-T22]中，开关SS11导通以及开关SS12断开，使得输出电流IL1流向从节点N16流经线圈LN11至开关SS11的方向。电能从谐振网络120及输入电源101被传输至副边电路140。
如上所述，控制电路150用于调整谐振变换器100的增益。
如图2所示，在时间段[T22-T23]中，电流ILR1流向从节点N11流经电感LR1至节点N13的方向(第一流动方向)。在时间段[T22-T23]中，原边电路110处于LLC谐振状态。电能从输入电源101被传输至谐振网络120，也就是说，电能储存于谐振网络120内。
在时间段[T22-T23]中，开关SS11及SS12断开。在一些实施例中，在时间段[T22-T23]中，输出电流IL1实质上等同于零。
在一些实施例中，控制电路150用于依据输出电压VO1调整介于第一开关时刻T20及时间段[T23-T24]之间的时间段[T22-T23]。在一些实施例中，控制电路150用于依据输出电压VO1及输入电压VI1调整时间段[T22-T23]。
如上所述，控制电路150用于调整谐振变换器100的增益以实现开关SS11及SS12的零电流开通(zero current switching，ZCS)。
如图2所示，在时间段[T23-T24]中，电流ILR1流向从节点N11流经通过电感LR1至节点N13的方向(第一流动方向)。
在时间段[T23-T24]中，开关SS12导通以及开关SS11断开，使得输出电流IL1流向从结点N15流经线圈LN12至节点N16的方向(第二流动方向)。电能从副边电路140及输入电源101被传输至谐振网络120，也就是说，电能是储存于谐振网络120内。
在一些实施例中，在线圈LN12的输出电流IL1从节点N18流向节点N16，并且副侧线圈的线圈LN12被预设电压钳位，预设电压是反向电压。线圈LN12的感应电压的极性与反向电压的极性相反。
来自副侧电路及输入电源101的能量储存于谐振网络120内，所以谐振网络120的电流ILR1在第一流动方向增加并且输出电流IL1在第二流动方向增加，使得谐振变换器100的保持时间增加以保持输出电压在特定的电压范围内。在一些实施例中，目标电压的值与谐振变换器100的输出电压VO1的值相同。线圈LN12的感应电压为原边绕组LP1的两端(亦即，节点N13及N14)的电压乘以原边绕组LP1及线圈LN12之间的匝数比。
如上所述，由于电能从输入电源101及副边电路140被传输至谐振网络120，在时间段[T23-T24]中，电流ILR1在第一流动方向增加且输出电流IL1在第二流动方向增加，使得谐振变换器100的保持时间增加。相较于一些传统作法，本揭示内容不需要增加更多部件及更多成本。
在一些实施例中，控制电路150用于控制开关SS11及SS12以增加谐振网络120的储存能量，使得谐振变换器100的增益增加。在对应图2的实施例中，控制电路150用于依据输出电压VO1控制开关SS12导通，以调整时间段[T23-T24]。举例来说，控制电路150用于在时间段[T22-T24]中，较早地控制开关SS12导通，使得时刻T23在时间段[T22-T24]中向前移动且时间段[T23-T24]的长度对应增加以增加谐振变换器100的增益。在一些实施例中，控制电路150用于依据输出电压VO1及输入电压VI1调整时间段[T23-T24]。
如上所述，控制电路150用于通过调整电流ILR1来调整谐振变换器100的增益。因此，控制器150通过控制开关SS11及SS12动作以调整时间段[T23-T24]，以增加谐振变换器100的增益，使输出电压保持在特定的电压范围内。
举例来说，当输入电源101掉电时，控制电路150开始以上述方式控制开关SS11及SS12动作以增加谐振变换器100的增益，使得保持时间增加并且输出电压保持在特定的电压范围内。
在一些其他的实施例中，上述在时间段[T20-T25]中的操作通过下述谐振变换器300实施。当谐振变换器300依据上述操作进行操作时，谐振变换器300的开关SP31～SP34以及SS31～SS34的动作如下所述：开关SP31及SP34如开关SP11动作，开关SP32及SP33如开关SP12动作，开关SS32及SS33如开关SS12动作，且开关SS31及SS34如开关SS11动作。进一步的细节如下所述。
图3为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器300的电路图。如图3所示，谐振变换器300用于接收输入电压VI3并且提供输出电压VO3至负载309，其中输入电压VI3可以被输入电流或输入功率替换，输出电压VO3可以被输出电流或输出功率替换。谐振变换器300包含原边电路310、谐振网络320、变压器330、副边电路340及控制电路350。谐振变换器300的部件的配置及操作类似于图1所示的谐振变换器100的部件的配置及操作。因此，简洁起见，在图3相关联的实施例中，部分叙述不再重复说明。
如图3所示，原边电路310实施为包含开关SP31～SP34的全桥电路。开关SP31及SP32串联耦接。开关SP31及SP32分别耦接至输入电源301于节点N31及N32。开关SP33及SP34串联耦接。开关SP33及SP34亦分别耦接至输入电源301于节点N31及N32。在一些实施例中，开关SP31～SP34由控制电路350决定的开关频率动作。在一些其他实施例中，原边电路310实施为半桥电路，如图1所示的原边电路110。
如图3所示，谐振网络320包含电感LR3、励磁电感LM3及电容CR3。电感LR3的第一端耦接开关SP31及SP32于节点N33，且电感LR3的第二端耦接变压器330的原边绕组LP3于节点N35。电容CR3的第一端耦接开关SP33及SP34于节点N34，且电容CR3的第二端耦接原边绕组LP3于节点N36。在操作中，在谐振变换器300进行操作时，电流ILR3流经谐振网络320。
如图3所示，副边绕组LN3耦接副边电路340。
如图3所示，副边电路340实施为包含开关SS31～SS34的全桥电路。开关SS31及SS32串联耦接并且开关SS33及SS34串联耦接。开关SS31及SS32耦接副边绕组LN3于节点N37。开关SS33及SS34耦接副边绕组LN3于节点N38。开关SS31及SS33耦接谐振变换器300的第一输出端于节点N39。开关SS32及SS34耦接谐振变换器300的第二输出端于节点N310。节点N39及节点N310耦接负载309。在一些实施例中，开关SS31～SS34由控制电路150决定的副边开关频率动作。因此，开关SS31～SS34及开关SP31～SP34可以以相同的开关频率进行动作。在一些其他的实施例中，开关SS31～SS34与开关SP31～SP34不以相同的开关频率进行动作。在一些其他的实施例中，副边电路340实施为半桥电路，如图1所示的副边电路140。
如图3所示，控制电路350用于控制原边电路310的开关SP31～SP34及副边电路340的开关SS31～SS34。在一些实施例中，控制电路350用于依据输出电压VO3决定开关SP31～SP34及开关SS31～SS34的开关频率、导通时间及断开时间。在一些实施例中，控制电路350用于依据输出电压VO3及输入电压VI3决定开关SP31～SP34及开关SS31～SS34的开关频率、导通时间及断开时间。
举例来说，控制电路350用于减小开关频率以增加谐振变换器300的增益。因此，控制电路350用于调整开关频率以调整谐振变换器300的增益。
在一些实施例中，谐振变换器300的操作通过时序图200说明。
如图3及图2所示，在时间段[T20-T24]中，开关SP31及SP34导通以及开关SP32及SP33断开。
在时间段[T20-T21]中，电流ILR3从节点N35流经电感LR3至节点N33。
如图2所示，在时间段[T20-T21]中，开关SS31及SS34导通以及开关SS32及SS33断开，使得输出电流IL3流向从节点N37流经副边绕组LN3至节点N38的方向(第二流动方向)。电能从副边电路340经由变压器330被传输至谐振网络320及输入电源301。
如图2所示，在时间段[T20-T21]中，电流ILR3从负值增加至零。在时刻T21，电流ILR3等于零。在时刻T21之后，电流ILR3改变流动方向，使得在时间段[T21-T22]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向(第一流动方向)。在时间段[T21-T22]中，电能从谐振网络320及输入电源301被传输至副边电路340。
如图2所示，在时间段[T21-T22]中，开关SS31及SS34导通以及开关SS32及SS33断开，使得输出电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37的方向。电能从谐振网络320及输入电源301经由变压器330被传输至副边电路340。
如图2所示，在时间段[T22-T23]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向(第一流动方向)。在时间段[T22-T23]中，原边电路310是在谐振状态中。电能从输入电源301被传输至谐振网络320，也就是说，电能储存在谐振网络320内。
在时间段[T22-T23]中，开关SS31～SS34断开。在一些实施例中，输出电流IL3实质上等同于零。
如图2所示，在时间段[T23-T24]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。电能从副边电路340及输入电源301被传输至谐振网络320，也就是说，电能储存在谐振网络320内。
在时间段[T23-T24]中，开关SS32及SS33导通以及开关SS31及SS34断开，使得输出电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37的方向。电能从副边电路340及输入电源301被传输至谐振网络320。
在一些实施例中，电流IL3从节点N38流向节点N37，且副边绕组LN3被预设电压钳位，其中预设电压为反向电压。当预设电压是反向电压时，副边绕组LN3的感应电压的极性与反向电压的极性相反，其中反向电压的值等于谐振变换器300的输出电压的值。控制电路350用于控制开关SS32及SS33在时间段[T23-T24]中导通以及开关SS31及SS34在时间段[T23-T24]中断开，使得副边绕组LN3被反向电压钳位，使得谐振网络320的电流ILR3在第一流动方向增加且输出电流IL3在第二流动方向增加。来自副边电路340及输入电源301的能量被储存于谐振网络320中，使得谐振网络320的电流ILR3在第一流动方向增加且输出电流IL3在第二流动方向增加，并且谐振变换器300的增益增加以增加谐振变换器100的保持时间并且将输出电压VO3保持在特定电压范围内。在一些实施例中，反向电压的值与谐振变换器300的输出电压VO3的值相同。线圈LN3的感应电压为原边绕组LP3的两端(亦即，节点N35及N36)的电压乘以原边绕组LP3及线圈LN3之间的匝数比。
如上所述，由于电能从输入电源301及副边电路340被传输至谐振网络320，在时间段[T23-T24]中，电流ILR3在第一流动方向增加且输出电流IL3在第二流动方向增加，使得谐振变换器300的增益增加。
在一些实施例中，控制电路350用于控制开关SS31～SS34的动作以通过调整电流ILR3调整谐振变换器300的增益，使输出电压保持在特定电压范围内。控制电路350的操作类似于上述控制电路150的操作。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
图4为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器300的控制时序图。如图4所示，时序图400绘示谐振变换器300在时刻T40～T44的操作。
如图4及图3所示，时序图400绘示开关SP31～SP34与开关SS31～SS34在不同时刻的动作。此外，时序图400亦绘示输出电流IL3、ILR3及ILM3的电流波形。
由于谐振变换器300周期性地以开关频率重复操作，以下的叙述将集中于时间段[T40-T44]的操作，介于时刻T40及时刻T44的时间段[T40-T44]为半开关周期。在其他的半开关周期中，谐振变换器300的操作类似于其在时间段[T40-T44]的操作。举例来说，在时间段[T45-T46]中，开关SP31～SP34以及开关SS31～SS34以相同于时间段[T40-T44]的方式动作。在时间段[T44-T45]中，开关SP31～SP34以及开关SS31～SS34与其在时间段[T40-T44]中的互补方式动作，其中在时间段[T40-T44]中与在时间段[T44-T45]中导通的开关及断开的开关是互补的。
如图4所示，在时间段[T40-T44]中，开关SP31及SP34导通且开关SP32及SP33断开。
在时间段[T40-T41]中，电流ILR3流向从节点N35流经电感LR3至节点N33的方向。电能从电感LR3被传输至电容CR3及输入电源301。
如图4所示，在时间段[T40-T41]中，开关SS32及SS34导通且开关SS31及SS33断开，使得副边绕组LN3短路，亦即副边绕组LN3被预设电压钳位。当副边绕组LN3短路时，流经负载309的输出电流IL3实质上等同于零。
如上所述，由于电能从电感LR3被传输至电容CR3及输入电源301，在时间段[T40-T41]中，电流ILR3从负值增加至零。
在一些其他的实施例中，在时间段[T40-T41]中，开关SS31及SS33导通且开关SS32及SS34断开，使得副边绕组LN3短路。
在一些其他的实施例中，在时间间隔[T40-T41]中，开关SS32及SS33断开且开关SS31及SS34导通，使得输出电流IL3流向从节点N37流经副边绕组LN3至节点N38的方向。副边绕组LN3被预设电压钳位，预设电压为反向电压，其中反向电压的极性与副边绕组的感应电压的极性相反。预设电压的值与谐振变换器300的输出电压的值相同。电流ILR3从负值到零的时间间距缩短了。
在一些其他的实施例中，时间间隔[T40-T41]中，开关SS32及SS33导通且开关SS31及SS34断开，使得输出电流IL3流向从节点N37流经通过副边绕组LN3至节点N38的方向。
如图4所示，时间段[T40-T41]中，输出电流IL3从负值增加至零。在时刻T41，电流ILR3等于零。在时刻T41之后，电流ILR3改变流动方向为从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。在时间段[T41-T42]中，电能从谐振网络320及输入电源301被传输至副边电路340。
时间段[T41-T42]中，开关SS32及SS3断开且开关SS31及SS34导通，使得输出电流IL3流向从节点N38流经通过副边绕组LN3至节点N37的方向。电能从原边绕组LP3被传输至副边绕组LN3。
如图4所示，在时间段[T42-T43]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向(第一流动方向)。在时间段[T42-T43]中，谐振网络320处于谐振状态中。电能从输入电源301被传输至谐振网络320。
在时间段[T42-T43]中，开关SS32～SS34断开而开关SS31导通。在一些实施例中，电流IL3实质上等同于零。在时间段[T42-T43]中，控制电路350用于调整谐振变换器300的增益并且使副边开关SS31～SS34实现ZCS。
在一些实施例中，开关SS31～SS34的至少三者断开，使得输出电流IL3实质上等同于零。
如图4所示，在时间段[T43-T44]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向(第一流动方向)。电能从输入电源301被传输至谐振网络320。
在时间段[T43-T44]中，开关SS31及SS33导通，使得副边绕组LN3短路，谐振网络320的电流ILR3在第一流动方向增加且输出电流IL3实质上等同于零，也就是说，副边绕组LN3通过预设电压钳位，预设电压实质上等同于零。电能从输入电源301被传输至谐振网络320。在一些其他实施例中，在时间段[T43-T44]中，开关SS32及SS34导通，使得副边绕组LN3短路。
在一些实施例中，第一开关及第三开关形成第三开关组，第二开关及第四开关形成第四开关组，且控制电路350用于控制第三开关组及第四开关组的一者在时间段[T43-T44]中导通，使得副边绕组LN3短路。举例来说，控制电路350用于控制开关SS32及SS34或开关SS31及SS33在时间段[T43-T44]中导通，使得副边绕组LN3短路以增加谐振网络320的电流ILR3，并且输出电流IL3实质上等同于零，使得谐振变换器300的增益增加以增加保持时间并且维持输出电压在特定电压范围内。
在一些实施例中，第一开关及第四开关形成第一开关组，第二开关及第三开关形成第二开关组，且控制电路350用于在时间间隔[T43-T44]中控制第二开关组导通及第一开关组断开，使得副边绕组LN3被预设电压钳位。举例来说，控制电路350用于控制开关SS32及SS33导通以及开关SS31及SS33断开，使得电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37的方向(第二流动方向)。副边绕组LN3被预设电压钳位。此作法在第一流动方向增加谐振网络320的电流ILR3，使得谐振变换器300的增益增加。
如上所述，由于电能从输入电源301及副边电路340被传输至谐振网络320，在时间段[T43-T44]中，电流ILR3增加，使得谐振变换器的保持时间增加。
在一些实施例中，控制电路350用于控制开关SS31～SS34动作以调整电流ILR3。在对应图4的实施例中，控制电路350用于通过在时间段[T42-T44]中控制开关SS33及SS31导通以决定时刻T43。举例来说，在控制电路350用于在时间段[T42-T44]中，较早地控制开关SS33及SS31导通，使得时刻T43在时间段[T42-T44]中向前移动且时间段[T43-T44]的长度对应增加。如此一来，电流ILR3在较长的时间段[T43-T44]增加。在一些其他的实施例中，控制电路350用于在时刻T42的前导通开关SS33以进一步增加电流ILR3。其中时间段[T43-T44]是由电流IL3实质上等同于零的时刻定义。
如上所述，在一些实施例中，控制电路350用于依据输出电压VO3调整时间段[T43-T44]。在一些其他实施例中，控制电路350用于依据输出电压VO3及输入电压VI3调整时间段[T43-T44]。因此，通过控制开关SS31～SS34，控制电路350用于增加谐振变换器300的增益。
举例来说，当输入电源301掉电时，控制电路350以上述作法控制开关SS31～SS34以增加保持时间。
图5A为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器500A的电路图。如图5A所示，谐振变换器500A耦接输入电源501以接收输入电压VI5。谐振变换器500A用于接收输入电压VI5并且提供输出电压VO5至负载509。谐振变换器500A包含原边电路510、谐振网络520、变压器530、副边电路540及控制电路550A。谐振变换器500A的部件的配置及操作类似于图1所示的谐振变换器100以及图3所示的谐振变换器300。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
如图5A所示，原边电路510实施为包含开关SP51～SP54的全桥电路。原边电路510的配置及操作类似于图3所示的原边电路310的配置及操作。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。在一些实施例中，开关SP51～SP54由控制电路550A决定的开关频率FS动作。在一些其他实施例中，原边电路510实施为半桥电路，图1所示的原边电路110。
如图5A所示，谐振网络520实施为包含电感LR5。在谐振变换器500A进行操作时，电流ILR5流经电感LR5。
如图5A及图1所示，变压器530的配置及操作类似于图1所示的变压器130的配置及操作。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
如图5A所示，副边电路540实施为包含开关SS51及SS52的半桥电路。第一开关SS51的第一端耦接至副边绕组的第一端，第一开关SS51的第二端耦接至第二开关SS52的第二端，第二开关SS52的第一端耦接至副边绕组的第二端，第一开关SS51的第二端耦接至谐振变换器500A的第二输出端。副边绕组的中心抽头端耦接至谐振变换器500A的第一输出端。在一些实施例中，输出电流IL5从第一输出端经过负载509往第二输出端流动。副边电路540的配置及操作类似于图1所示的副边电路140的配置及操作。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。在一些其他的实施例中，副边电路540实施为全桥电路，如图3所示的副边电路340。
如图5A所示，控制电路550A包含输出取样处理器551、比较器507、控制环路552A、原边驱动器554以及副边驱动器559。
在一些实施例中，输出取样处理器551用于接收输出电压VO5并且依据输出电压VO5提供成比例的输出电压VOS。输出取样处理器551依据输出电压VO5计算并产生成比例的输出电压VOS，其中成比例的输出电压VOS及输出电压VO5具有特定的比例关系。
在一些实施例中，比较器507用于接收成比例的输出电压VOS，比较成比例的输出电压VOS以及参考电压VRF并且产生误差信号VE。误差信号VE对应成比例的输出电压VOS以及参考电压VRF之间的差值。在一些实施例中，输出电压VO5可以实施为输出电流或输出功率，且参考电压VRF可以实施为参考电流或参考功率。当输出电压VO5实施为输出电压时，参考电压VRF实施为参考电压。当输出电压VO5实施为输出电流时，参考电压VRF可以由参考电流替换，或者当输出电压VO5实施为输出功率时，参考电压VRF可以由参考功率替换。
在一些实施例中，控制环路552A用于接收误差信号VE并且提供移相角PSS。
在一些实施例中，原边驱动器554用于接收开关频率FS并且依据开关频率FS控制开关SP51～SP54的动作。原边驱动器554用于从控制电路550A内部的部件或控制电路550A外部的部件接收开关频率FS。原边驱动器554依据开关频率FS产生多个原边驱动信号以驱动原边电路510的对应的开关以开关频率FS动作。在一些实施例中，原边驱动信号彼此互补。在一些实施例中，开关频率FS实质上等同于预设频率。
在一些实施例中，副边驱动器559用于接收开关频率FS以及移相角PSS以驱动开关SS51及SS52，使得第一开关SS51在第一时间段(例如如上所述时间段[T23-T24]及时间段[T43-T44])中导通。副边驱动器559依据开关频率FS及移相角PSS产生多个副边驱动信号以驱动副边电路540的对应的副边开关。在一些实施例中，移相角PSS依据输出电压VO5被调整，使得第一时间段(例如如上所述时间段[T23-T24]及时间段[T43-T44])通过副边驱动器559依据输出电压VO5及开关频率FS被调整。
在一些实施例中，当输入电源的电压降低且成比例的输出电压VOS低于参考电压VRF时，控制环路522A用于调整移相角PSS，使得移相角PSS增加。通过增加移相角PSS以增加成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。在一些实施例中，当输入电源升高且成比例的输出电压VOS高于参考电压VRF时，控制环路522A用于调整移相角PSS，使得移相角PSS减小。通过减小移相角PSS以减小成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。副边驱动器559在第一时间段(例如如上所述时间间距[T23-T24]及时间间距[T43-T44])中驱动第一开关SS51导通以及第二开关SS52断开以增加谐振变换器500A的增益。在一些实施例中，预设频率通过谐振变换器500A的特征被决定。在一些实施例中，第一时间段是通过副边驱动器559依据输出电压VO5及开关频率FS被调整。
在一些实施例中，控制环路552A用于调整移相角PSS以将第一时间段的起始时刻向前移动以进一步依据开关频率FS及移相角PSS增加增益。在一些实施例中，输出电压VO5的增加被称为谐振变换器500A的增益的增加。
图5B为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器500B的电路图。如图5B及图5A所示，谐振变换器500B的配置及操作类似于谐振变换器500A。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
如图5B及图5A所示，谐振变换器500B及500A的不同之处集中在控制电路550B。谐振变换器500B及500A的不同之处包含控制电路550B包含控制环路552B。
在一些实施例中，控制环路552B用于接收误差信号VE并且提供开关频率FS。
在一些实施例中，开关频率FS依据输出电压被调整，使得第一时间段(例如如上所述时间段[T23-T24]及时间段[T43-T44])通过副边驱动器559依据输出电压VO5及移相角PSS被调整。在一些实施例中，移相角PSS为固定值。
在一些实施例中，当移相角PSS固定时，控制环路552B用于减小开关频率FS以增加输出电压VO5。在一些实施例中，输出电压VO5的增加被称为谐振变换器500B的增益的增加。
在一些实施例中，当输入电源的电压降低且成比例的输出电压VOS低于参考电压VRF时，控制环路522B用于调整开关频率FS，使得开关频率FS减小。开关频率FS减小以增加成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。在一些实施例中，当输入电源的电压升高且成比例的输出电压VOS高于参考电压VRF时，控制环路522B用于调整开关频率FS，使得开关频率FS增加。开关频率FS增加以减小成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。
图5C为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器500C的电路图。如图5C及图5B所示，谐振变换器500C的配置及操作类似于谐振变换器500B。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
如图5C及图5B所示，谐振变换器500C及500B的不同之处集中在控制电路550C。谐振变换器500C包含控制环路552C。控制环路552C的操作类似于控制环路552B的操作，因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
在一些实施例中，控制环路552C用于接收误差信号VE并且提供开关频率FS及移相角PSS。控制环路552C比较开关频率FS与预设开关频率FR。当开关频率FS大于预设开关频率FR时，控制环路552C用于停止提供移相角PSS；而当开关频率FS小于等于预设开关频率FR时，控制环路552C用于提供移相角PSS。在一些实施例中，控制环路552C用于依据误差信号VE产生开关频率FS及依据开关频率FS与预设开关频率FR的差值产生移相角PSS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。在不同实施例中，控制环路552C可以通过模拟控制或数字控制实施。在不同实施例中，相位转换角度PSS是开关频率FS的函数。举例来说，相位转换角度PSS可以是k×(1/FS-1/FR)，其中FR为预设开关频率。
在一些实施例中，原边驱动器554用于接收开关频率FS并依据开关频率FS控制原边开关动作。副边驱动器559仅接收到开关频率FS时，依据开关频率FS控制副边开关以正常状态动作。副边驱动器559接收到开关频率FS和移相角PSS时，依据开关频率FS和移相角PSS控制副边开关SS51 and SS52中的至少一个在第一时间段内导通，使得副边绕组通过预设电压钳位，谐振网络的电流在第一流动方向增加且输出电流在第二流动方向增加或等于零。
在一些实施例中，当多个副边开关在非正常状态中动作时，输入电源的电压降低并且成比例的输出电压VOS低于参考电压VRF，控制环路522C用于同时调整开关频率FS及移相角PSS，使得开关频率FS减小且移相角PSS增加。开关频率FS减小且移相角PSS增加以增加成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。
在一些实施例中，当输入电源的电压升高且成比例的输出电压VOS高于参考电压VRF时，控制环路522C用于调整开关频率FS及移相角PSS，使得开关频率FS增加且移相角PSS减小。开关频率FS增加且移相角PSS减小以减小成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。
在一些实施例中，当开关频率FS大于最小频率时，移相角PSS等于零，并且控制环路522C用于调整开关频率FS。在一些实施例中，当开关频率FS小于或等于最小频率时，开关频率FS被调整至最小频率，并且控制环路522C用于调整移相角PSS。细节如下所述。
在一些实施例中，当成比例的输出电压VOS低于参考电压VRF且开关频率FS大于最小频率时，控制环路522C用于调整开关频率FS，使得开关频率FS减小。开关频率FS减小以增加成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。当开关频率FS减小至最小频率时，开关频率FS等于最小频率。此时，控制环路522C用于调整移相角PSS，使得移相角PSS增加以增加成比例的输出电压VOS，并且成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。
在一些实施例中，当成比例的输出电压VOS高于参考电压VRF且开关频率FS等于最小频率时，控制环路522C用于调整移相角PSS，使得移相角PSS减小。移相角PSS减小以减小成比例的输出电压VOS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。当移相角PSS减小至最小移相角或等于零时，移相角PSS等于最小移相角或等于零。此时，控制环路522C用于调整开关频率FS，使得开关频率FS增加以减小成比例的输出电压VOS，并且成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。在一些实施例中，开关频率FS及移相角PSS依据输出电压VO5被调整，使得第一时间段及/或第二时间段依据输出电压VO5通过副边驱动器559被调整。当第一时间段增加时，输出电压VO5以及谐振变换器500C的增益增加。在一些实施例中，第一时间段是依据输出电压VO5通过副边驱动器559被调整。
图5D为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器500D的电路图。如图5D及图5C所示，谐振变换器500D的配置及操作类似于谐振变换器500C。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
如图5D及图5C所示，谐振变换器500D及500C的不同之处集中在控制电路550D。谐振变换器500D包含控制环路552D。控制环路552D的操作类似于控制环路552C的操作，因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。
在一些实施例中，控制环路552C用于接收误差信号VE及输入电压VI5并且提供开关频率FS及移相角PSS。
在一些实施例中，控制环路552D用于产生开关频率FS及移相角PSS，使得成比例的输出电压VOS稳定于参考电压VRF。在不同实施例中，控制环路552D可以通过模拟控制或数字控制实施。
在一些实施例中，开关频率FS及移相角PSS依据输出电压VO5及输入电压VI5被调整，使得第一时间段及/或第二时间段依据输出电压VO5及输入电压VI5通过副边驱动器559被调整。当第一时间段增加时，输出电压VO5以及谐振变换器500C的增益增加。在一些实施例中，第一时间段是依据输出电压VO5及输入电压VI5通过副边驱动器559被调整。
图6为根据本案的一些实施例所绘示的不同的开关频率的增益与谐振变换器的移相角之间的关系的图示600。如图6所示，图示600包含对应谐振变换器的开关频率FS比上谐振变换器中的谐振网络的谐振频率的水平轴，以及对应谐振变换器的增益的垂直轴。
此外，图示600包含曲线C61～C64。如曲线C61～C64所示，当移相角是常数(对应曲线C61～C64的每一者)时，增益随着开关频率FS减小而增加。当开关频率FS是常数时，增益随着移相角增加而增加(例如从曲线C61依序至曲线C62～C64)并且开关频率FS减小。
在第一时间段中(例如如上所述的时间段[T23-T24]及[T43-T44])，控制电路用于调整开关频率FS及/或移相角PSS以增加谐振变换器的增益。
如图6及图5A所示，开关频率FS实质上等同于预设频率。控制电路550A用于依据输出电压VO5调整相移相角以增加谐振变换器500A的增益。
如图6及图5B所示，移相角是固定值。控制电路550B用于依据输出电压VO5调整开关频率以增加谐振变换器500B的增益。
如图6及图5C所示，控制电路550C用于依据输出电压VO5调整移相角PSS及开关频率FS以增加谐振变换器500C的增益。
如图6及图5D所示，控制电路550D用于依据输出电压VO5以及输入电压VI5调整移相角PSS及开关频率FS以增加谐振变换器500D的增益。
在一些做法中，当输入电压降低时，谐振变换器的输出电压降低，例如，输入电源掉电时。相较于上述做法，在本揭示内容的一些实施例中，提供了不同的方法，通过调整第一时间段(例如如上所述时间段[T23-T24]及时间段[T43-T44])以维持输出电压。
虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用于限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (31)

1.一种谐振变换器，其特征在于，包括：
原边电路，耦接输入电源，该原边电路包括多个原边开关；
变压器，具有原边绕组及副边绕组；
谐振网络，耦接于该原边电路及该原边绕组之间；
副边电路，耦接于该副边绕组，并且该副边电路包括多个副边开关；以及
控制电路，耦接该原边电路以及该副边电路，并用于控制该些原边开关以开关频率进行动作，
其中该些原边开关的至少一者用于被配置为从第一开关时刻到第二开关时刻的时间段内导通，以及
该控制电路用于控制该些副边开关的至少一者在第一时间段内导通，使得该副边绕组被预设电压钳位，该谐振网络的电流在第一流动方向增加，且该谐振变换器的输出电流在第二方向增加或等于零，其中该第一时间段介于该第一开关时刻及该第二开关时刻之间。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路更用于依据输出电压调整该第一时间段，或用于依据该输出电压及输入电压调整该第一时间段。
3.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路更用于控制该些副边开关的至少两者在第二时间段内断开，其中该第二时间段介于该第一开关时刻及该第一时间段之间。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路更用于依据该输出电压调整该第二时间段，或用于依据该输出电压及输入电压调整该第二时间段。
5.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该副边绕组还包括第一端、第二端及中心抽头端；以及
该些副边开关包括第一开关及第二开关；
其中该第一开关的第一端耦接至该副边绕组的该第一端；
该第二开关的第一端耦接至该副边绕组的该第二端，该第二开关的第二端耦接至该第一开关的第二端；
其中该第一开关的该第二端耦接至该谐振变换器的第一输出端并且该中心抽头端耦接至该谐振变换器的第二输出端，并且该控制电路更用于控制该第二开关在该第一时间段内导通，使得该副边绕组被该预设电压钳位，该谐振网络的该电流在该第一流动方向增加且该谐振变换器的该输出电流在该第二流动方向增加；或
该第一开关的该第二端耦接至该谐振变换器的该第二输出端并且该中心抽头端耦接至该谐振变换器的该第一输出端，并且该控制电路更用于控制该第一开关在该第一时间段内导通，使得该副边绕组被该预设电压钳位，该谐振网络的该电流在该第一流动方向增加且该谐振变换器的该输出电流在该第二流动方向增加。
6.根据权利要求5所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路更用于控制该第一开关及该第二开关在第二时间段内断开，其中该第二时间段介于该第一开关时刻及该第一时间段之间。
7.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该些副边开关包括第一开关、第二开关、第三开关及第四开关；
该第一开关的一第一端耦接至该副边绕组的第一端，且该第一开关的第二端耦接至该谐振变换器的第一输出端；
该第二开关的第一端耦接至该副边绕组的该第一端，且该第二开关的第二端耦接至该谐振变换器的第二输出端；
该第三开关的第一端耦接至该第一开关的该第二端，且该第三开关的第二端耦接至该副边绕组的第二端；以及
该第四开关的第一端耦接至该第三开关的该第二端，且该第四开关的第二端耦接至该第二开关的该第二端。
8.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，该第一开关及该第四开关形成第一开关组，并且该第二开关及该第三开关形成第二开关组；以及
该控制电路更用于控制该第二开关组在该第一时间段内导通，使得该副边绕组被该预设电压钳位，该谐振网络的该电流在该第一流动方向增加且该谐振变换器的该输出电流在该第二流动方向增加。
9.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，该第一开关及该第三开关形成第三开关组，并且该第二开关及该第四开关形成第四开关组；以及
该控制电路更用于控制该第三开关组及该第四开关组的一者在该第一预设时间段内导通，使得该副边绕组被该预设电压钳位，该谐振网络的该电流在该第一流动方向增加且谐振变换器的该输出电流等于零，其中该预设电压等于零。
10.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路更用于控制该第一开关、该第二开关、该第三开关及该第四开关的至少三者在第二时间段内断开，其中该第二时间段介于该第一开关时刻及该第一时间段之间。
11.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路包括：
原边驱动器，用于接收该开关频率并且依据该开关频率控制该些原边开关动作；
输出取样处理器，用于接收输出电压并且提供成比例的输出电压；
比较器，用于接收该成比例的输出电压及参考电压，并且提供误差信号；
控制环路，用于接收该误差信号并且提供移相角；以及
副边驱动器，用于接收该开关频率及该移相角，并且依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
12.根据权利要求11所述的谐振变换器，其特征在于，该开关频率实质上等同于预设频率。
13.根据权利要求11所述的谐振变换器，其特征在于，该第一时间段是由该副边驱动器依据该输出电压及该开关频率调整。
14.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路还包括：
输出取样处理器，用于接收输出电压并且提供成比例的输出电压；
比较器，用于接收该成比例的输出电压与参考电压并且提供误差信号；
控制环路，用于接收该误差信号并且提供该开关频率；
原边驱动器，接收该开关频率并且依据该开关频率控制该些原边开关动作；以及
副边驱动器，用于接收该开关频率及移相角，并且依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
15.根据权利要求14所述的谐振变换器，其特征在于，该移相角是固定值。
16.根据权利要求14所述的谐振变换器，其特征在于，该第一时间段是由该副边驱动器依据该输出电压及该开关频率调整。
17.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路包括：
输出取样处理器，用于接收输出电压并且提供成比例的输出电压；
比较器，用于接收该成比例的输出电压与参考电压并且提供误差信号；
控制环路，用于接收该误差信号并且提供该开关频率及移相角；
原边驱动器，用于接收该开关频率并且依据该开关频率控制该些原边开关动作；以及
副边驱动器，用于接收该开关频率及该移相角，并且依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
18.根据权利要求17所述的谐振变换器，其特征在于，该第一时间段是由该副边驱动器依据该输出电压调整。
19.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路包括：
输出取样处理器，用于接收输出电压并且提供成比例的输出电压；
比较器，用于接收该成比例的输出电压与参考电压并且提供误差信号；
控制环路，用于接收该误差信号及输入电压并且提供该开关频率及移相角；
原边驱动器，接收该开关频率并且依据该开关频率控制该些原边开关动作；以及
副边驱动器，用于接收该开关频率及该移相角，并且依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
20.根据权利要求19所述的谐振变换器，其特征在于，该第一时间段是由该副边驱动器依据该输出电压及该输入电压调整。
21.一种操作谐振变换器的方法，其特征在于，该谐振变换器包含原边电路、耦接该原边电路的谐振网络、具有耦接该谐振网络原边绕组及副边绕组的变压器、耦接于该副边绕组的一副边电路以及耦接该原边电路及该副边电路的控制电路，其中该原边电路包含多个原边开关，且该副边电路包含多个副边开关，该方法包括：
控制该些原边开关以开关频率动作，其中该些原边开关的至少一者用于被配置为从第一开关时刻到第二开关时刻的时间段内导通；以及
控制该些副边开关的至少一者在第一时间段内导通，使得该副边绕组被预设电压钳位，该谐振网络的电流在第一流动方向增加，且该谐振变换器的输出电流在第二方向增加或等于零，其中该第一时间段介于该第一开关时刻及该第二开关时刻之间。
22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，还包括：
依据输出电压调整该第一时间段；或
依据该输出电压及输入电压调整该第一时间段。
23.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，还包括：
控制该些副边开关的至少二者在第二时间段内断开，其中该第二时间段介于该第一开关时刻及该第一时间段之间。
24.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，控制该些原边开关以该开关频率动作还包括：
接收该开关频率；以及
依据该开关频率控制该些原边开关动作；以及
控制该些副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：
接收输出电压并且依据该输出电压提供成比例的输出电压；
依据该成比例的输出电压及参考电压提供误差信号；
依据该误差信号提供移相角；以及
依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
25.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，控制该些原边开关以该开关频率动作还包括：
接收输出电压并且依据该输出电压提供成比例的输出电压；
依据该成比例的输出电压及参考电压提供误差信号；
依据该误差信号提供该开关频率；以及
依据该开关频率控制该些原边开关动作；以及
控制该些副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：
接收移相角及该开关频率；以及
依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
26.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，控制该些原边开关以该开关频率动作还包括：
接收输出电压并且依据该输出电压提供成比例的输出电压；
依据该成比例的输出电压及参考电压提供误差信号；
依据该误差信号提供该开关频率及移相角；以及
依据该开关频率控制该些原边开关动作；以及
控制该些副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：
依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
27.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，控制该些原边开关以该开关频率动作还包括：
接收输出电压并且依据该输出电压提供成比例的输出电压；
依据该成比例的输出电压及参考电压提供误差信号；
依据该误差信号及输入电压提供该开关频率及移相角；以及
依据该开关频率控制该些原边开关动作；以及
控制该些副边开关的至少一者在第一时间段内导通还包括：
依据该开关频率及该移相角控制该些副边开关的至少一者在该第一时间段内导通。
28.一种谐振变换器，其特征在于，包括：
原边电路，耦接输入电源，并且该原边电路包括多个原边开关；
变压器，具有原边绕组及副边绕组；
谐振网络，耦接于该原边电路及该原边绕组之间；
副边电路，耦接于该副边绕组，并且该副边电路包括多个副边开关；以及
控制电路，耦接该些原边开关以及该些副边开关，并用于控制该些原边开关以开关频率进行动作，其中该些原边开关的至少一者用于被配置为从第一开关时刻到第二开关时刻的时间段内导通；
其中当该开关频率大于一预设开关频率时，该控制电路用于控制该些副边开关以正常状态动作，以及
当该开关频率小于或等于该预设开关频率时，该控制电路用于控制该些副边开关的至少一者在第一时间段内导通，使得该副边绕组被预设电压钳位，该谐振网络的电流在第一流动方向增加，且该谐振变换器的输出电流在第二方向增加或等于零，其中该第一时间段介于该第一开关时刻及该第二开关时刻之间。
29.根据权利要求28所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路更用于依据输出电压调整该第一时间段，或该控制电路更用于依据该输出电压及输入电压调整该第一时间段。
30.根据权利要求28所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路更用于控制该些副边开关的至少两者在第二时间段内断开，其中该第二时间段介于该第一开关时刻及该第一时间段之间。
31.根据权利要求28所述的谐振变换器，其特征在于，该控制电路包括：
输出取样处理器，用于接收输出电压并且提供成比例的输出电压；
比较器，用于接收该成比例的输出电压及参考电压并且提供误差信号；以及
控制环路，用于依据该误差信号提供该开关频率并且比较该开关频率与该预设开关频率；其中当该开关频率大于该预设开关频率时，该控制环路用于停止提供移相角，或者当该开关频率小于或等于该预设开关频率时，该控制环路用于提供该移相角；
原边驱动器，用于接收该开关频率并且依据该开关频率控制该些原边开关动作；
副边驱动器，用于接收该开关频率并且依据该开关频率控制该些副边开关以该正常状态动作，或者接收该开关频率和该移相角并依据该开关频率和该移相角控制该些副边开关中的至少一者在该第一时间段内导通。
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