JP2000295852A - 電源供給装置 - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力力率を有効的に改善する力率の改善回路
を備える電源供給装置を提供する。 【解決手段】 ブリッジ整流器ＤＢ1と電解コンデンサ
Ｃ1の正極との間にコイルＬaおよびダイオードＤ1を直
列接続する。電解コンデンサＣ1の正極とＤＣ／ＤＣ変
換機との間にコイルＬbを直列接続する。二つのコイル
Ｌa、Ｌbは同一の鉄心Ｔｒ1を用いるので、両者の極性
を制御すると、ダイオードＤ1を正または逆向きバイア
スの状態に切替える。交流電源ＶS1は、正弦波のいずれ
の位相でも入力電流Ｉinを電解コンデンサＣ1に導入す
る。その結果、電解コンデンサＣ1の直流リプル電圧Ｖ
dcが高くないだけでなく、ＤＣ／ＤＣ変換機の出力端は
１２０Ｈｚの交流に影響されない。したがって、電源供
給装置の入力電源の力率は有効に改善され、電力性能お
よび品質が向上する。
を備える電源供給装置を提供する。 【解決手段】 ブリッジ整流器ＤＢ1と電解コンデンサ
Ｃ1の正極との間にコイルＬaおよびダイオードＤ1を直
列接続する。電解コンデンサＣ1の正極とＤＣ／ＤＣ変
換機との間にコイルＬbを直列接続する。二つのコイル
Ｌa、Ｌbは同一の鉄心Ｔｒ1を用いるので、両者の極性
を制御すると、ダイオードＤ1を正または逆向きバイア
スの状態に切替える。交流電源ＶS1は、正弦波のいずれ
の位相でも入力電流Ｉinを電解コンデンサＣ1に導入す
る。その結果、電解コンデンサＣ1の直流リプル電圧Ｖ
dcが高くないだけでなく、ＤＣ／ＤＣ変換機の出力端は
１２０Ｈｚの交流に影響されない。したがって、電源供
給装置の入力電源の力率は有効に改善され、電力性能お
よび品質が向上する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源供給装置に関
し、特に力率の改善回路を備える電源供給装置に関す
る。
し、特に力率の改善回路を備える電源供給装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】周知のとおり、交流電源を入力電源とす
る従来の交換式電源供給装置は図１に示すように、主に
ＡＣ／ＤＣ整流回路１およびＤＣ／ＤＣ変換機から形成
される。整流回路１では、電解コンデンサＣ1がフィル
タとして、ブリッジ整流器ＤＢ1の後に接続される。そ
うすると、整流回路１の入力交流電源ＶS1の入力電圧が
電解コンデンサＣ1の電圧より大きい場合だけにブリッ
ジ整流器ＤＢ1はオンして、電解コンデンサＣ1は充電す
るので、入力電流ＩＰＣはパルス電流となり、図２に示
すように、整流回路１へ流れる。この場合、従来の交換
式電源供給装置の力率は大幅に低下し、約５０％しかな
い。ひどい場合は、入力電流の全高調波ひずみが１００
％以上になる。つまり、ひずみが大きいので電力品質が
悪くなり、発電工場の持続運転から提供された交流電源
は有効的に利用できず、エネルギーの浪費である。
る従来の交換式電源供給装置は図１に示すように、主に
ＡＣ／ＤＣ整流回路１およびＤＣ／ＤＣ変換機から形成
される。整流回路１では、電解コンデンサＣ1がフィル
タとして、ブリッジ整流器ＤＢ1の後に接続される。そ
うすると、整流回路１の入力交流電源ＶS1の入力電圧が
電解コンデンサＣ1の電圧より大きい場合だけにブリッ
ジ整流器ＤＢ1はオンして、電解コンデンサＣ1は充電す
るので、入力電流ＩＰＣはパルス電流となり、図２に示
すように、整流回路１へ流れる。この場合、従来の交換
式電源供給装置の力率は大幅に低下し、約５０％しかな
い。ひどい場合は、入力電流の全高調波ひずみが１００
％以上になる。つまり、ひずみが大きいので電力品質が
悪くなり、発電工場の持続運転から提供された交流電源
は有効的に利用できず、エネルギーの浪費である。
【０００３】そこで、先進国では、電源供給装置の製造
者に製品の特性を有効的に改善させるために、電流高調
波ひずみのいろいろな制限法、例えばＩＥＣ−１０００
−３−２を制定している。生産された電源供給装置の電
流波形がそれらの制限法の要求に合うと、電源供給装置
の電力性能および品質が向上する。
者に製品の特性を有効的に改善させるために、電流高調
波ひずみのいろいろな制限法、例えばＩＥＣ−１０００
−３−２を制定している。生産された電源供給装置の電
流波形がそれらの制限法の要求に合うと、電源供給装置
の電力性能および品質が向上する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】各国の電流高調波ひず
みの制御法の要求に応じるために、電源供給装置の製造
者および研究開発技術者は、交流電源を入力電源とする
従来の交換式電源供給装置の回路を研究したり以下の設
計を採用したりして、力率を改善しようとしているが、
いずれも欠点を有する。 (1)インダクタンスを利用した力率の改善回路は、図３
に示すように、主に従来の交換式電源供給装置のブリッ
ジ整流器ＤＢ1と電解コンデンサＣ1との間に、蛍光灯の
電子安定器の力率改善に類似した低周波大型コイルＬ1
を直列接続する。コイルＬ1およびコンデンサＣ1はロー
パスのフィルタを構成し、ＤＣ／ＤＣ変換機の入力電流
を整型する。しかし、コイルＬ1は体積が巨大であっ
て、力率改善効果に限りがあり、さらに高温であるなど
の欠点がある。
みの制御法の要求に応じるために、電源供給装置の製造
者および研究開発技術者は、交流電源を入力電源とする
従来の交換式電源供給装置の回路を研究したり以下の設
計を採用したりして、力率を改善しようとしているが、
いずれも欠点を有する。 (1)インダクタンスを利用した力率の改善回路は、図３
に示すように、主に従来の交換式電源供給装置のブリッ
ジ整流器ＤＢ1と電解コンデンサＣ1との間に、蛍光灯の
電子安定器の力率改善に類似した低周波大型コイルＬ1
を直列接続する。コイルＬ1およびコンデンサＣ1はロー
パスのフィルタを構成し、ＤＣ／ＤＣ変換機の入力電流
を整型する。しかし、コイルＬ1は体積が巨大であっ
て、力率改善効果に限りがあり、さらに高温であるなど
の欠点がある。
【０００５】(2)アクティブ式の力率の改善回路は、図
４に示すように、電源供給装置のＡＣ／ＤＣ整流回路を
改めて設計して、ＤＣ／ＤＣ変換機とともにダブル回路
を形成させる以外に、複雑な制御回路およびハイパワー
のスイッチ素子を追加しなければならない。そのような
設計は力率を改善する効果があるが、回路の設計が複雑
で、製造コストが高くなる。 (3)高周波発振を利用したシングルスイッチの力率の改
善回路は、図５に示すように簡易な回路であるが、改め
て電源供給装置の回路を設計しなければならない。使用
中には以下の欠点がある。
４に示すように、電源供給装置のＡＣ／ＤＣ整流回路を
改めて設計して、ＤＣ／ＤＣ変換機とともにダブル回路
を形成させる以外に、複雑な制御回路およびハイパワー
のスイッチ素子を追加しなければならない。そのような
設計は力率を改善する効果があるが、回路の設計が複雑
で、製造コストが高くなる。 (3)高周波発振を利用したシングルスイッチの力率の改
善回路は、図５に示すように簡易な回路であるが、改め
て電源供給装置の回路を設計しなければならない。使用
中には以下の欠点がある。
【０００６】(a)高耐圧の電解コンデンサが必要であ
る。ＤＣ／ＤＣ変換機２が連続電流モードであるとき、
電気負荷が瞬間的に軽い負荷状態になると、電解コンデ
ンサＣ1における直流リプル電圧Ｖdcが直ちに１〜２倍
上がるので、高耐圧の電解コンデンサを採用しなければ
ならない。 (b)リプル電圧が上がる。スイッチがオンになると、交
流電源ＶS1の電流交流成分が導入されるので、ＤＣ／Ｄ
Ｃ変換機２の出力端が１２０Ｈｚの交流作用に影響さ
れ、リプル電圧を増加させる。
る。ＤＣ／ＤＣ変換機２が連続電流モードであるとき、
電気負荷が瞬間的に軽い負荷状態になると、電解コンデ
ンサＣ1における直流リプル電圧Ｖdcが直ちに１〜２倍
上がるので、高耐圧の電解コンデンサを採用しなければ
ならない。 (b)リプル電圧が上がる。スイッチがオンになると、交
流電源ＶS1の電流交流成分が導入されるので、ＤＣ／Ｄ
Ｃ変換機２の出力端が１２０Ｈｚの交流作用に影響さ
れ、リプル電圧を増加させる。
【０００７】(c)連続電流モードにおいて、力率改善の
効果が良好でない。回路の大型コイルＬ1は、連続電流
モードにおいてよい力率改善の効果を得られない。 (4)１９９４年に、Ｓ．Ｔｅｒａｍｏｔｏが米国特許番
号第５，３０１，０９５号の発明を出願している。その
発明の回路は、図６に示すように、力率改善の効果を得
るために、主に前述した高周波発振を利用したシングル
スイッチの力率の改善回路におけるダイオードＤ2を除
いて、その代わりに極めて小さいコンデンサを用いてい
る。しかし、前述の(a)、(b)の欠点が依然として有効的
に解決できない。
効果が良好でない。回路の大型コイルＬ1は、連続電流
モードにおいてよい力率改善の効果を得られない。 (4)１９９４年に、Ｓ．Ｔｅｒａｍｏｔｏが米国特許番
号第５，３０１，０９５号の発明を出願している。その
発明の回路は、図６に示すように、力率改善の効果を得
るために、主に前述した高周波発振を利用したシングル
スイッチの力率の改善回路におけるダイオードＤ2を除
いて、その代わりに極めて小さいコンデンサを用いてい
る。しかし、前述の(a)、(b)の欠点が依然として有効的
に解決できない。
【０００８】(5)１９９７年に、Ｆｕ−Ｓｈｅｎｇ Ｔ
ｓａｉが米国特許番号第５，６００，５４６号の発明を
出願している。その発明の回路構造は、図７に示すよう
に、主に前述した高周波発振を利用したシングルスイッ
チの力率の改善回路にコイルＬ3を追加して、ダイオー
ドＤ2と直列接続している。ＤＣ／ＤＣ変換機２の一次
コイルＬPとコイルＬ3とのインダクタンス比ＬP／Ｌ3を
小さくするか、またはコイルＬ3と一次コイルＬPとのイ
ンダクタンス比Ｌ3／ＬPを高くする。これによって、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換機２が連続電流モードにあるとき、電解コ
ンデンサＣ1における直流リプル電圧Ｖdcが上がるとい
う問題を解決できるが、上述の(b)、(c)の欠点は依然と
して存在する。
ｓａｉが米国特許番号第５，６００，５４６号の発明を
出願している。その発明の回路構造は、図７に示すよう
に、主に前述した高周波発振を利用したシングルスイッ
チの力率の改善回路にコイルＬ3を追加して、ダイオー
ドＤ2と直列接続している。ＤＣ／ＤＣ変換機２の一次
コイルＬPとコイルＬ3とのインダクタンス比ＬP／Ｌ3を
小さくするか、またはコイルＬ3と一次コイルＬPとのイ
ンダクタンス比Ｌ3／ＬPを高くする。これによって、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換機２が連続電流モードにあるとき、電解コ
ンデンサＣ1における直流リプル電圧Ｖdcが上がるとい
う問題を解決できるが、上述の(b)、(c)の欠点は依然と
して存在する。
【０００９】したがって、本発明の目的は、交流電源を
入力電源とする従来の交換式電源供給装置の回路設計を
変更しなくても、交換式電源供給装置の入力力率を有効
的に改善する力率の改善回路を備え、さらに電流高調波
ひずみ制限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡまたは
クラスＤの規定に合う電源供給装置に関する。
入力電源とする従来の交換式電源供給装置の回路設計を
変更しなくても、交換式電源供給装置の入力力率を有効
的に改善する力率の改善回路を備え、さらに電流高調波
ひずみ制限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡまたは
クラスＤの規定に合う電源供給装置に関する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めの本考案の電源供給装置は、主に従来の交換式電源供
給装置のＡＣ／ＤＣ整流回路におけるブリッジ整流器と
電解コンデンサの正極との間に、コイルおよびダイオー
ドを直列接続し、さらに電解コンデンサの正極と電源供
給装置のＤＣ／ＤＣ変換機との間にもう一つのコイルを
直列接続して、力率の改善回路を形成する。二つのコイ
ルは同一の鉄心を用いるので、両者の極性を制御する
と、ダイオードを正、逆バイアスの状態に切替えること
ができる。交流電源は、正弦波のいずれの位相でも、入
力電流を電解コンデンサに導入する。二つのコイルのイ
ンダクタンス比を適当に調整すると、交換式電源供給装
置の力率を友好的に０．９以上まで改善するとともに、
電流高調波ひずみの制限法ＩＥＣ −１０００−３−２
クラスＡまたはクラスＤの規定に合う。結局、ＤＣ／Ｄ
Ｃ変換機が連続電流モードであるとき、電気負荷が瞬間
的に高い負荷から軽い負荷まで低下しても、電解コンデ
ンサにおける直流リプル電圧は上がらない。ＤＣ／ＤＣ
変換機の出力端電圧も１２０Ｈｚの電圧リプルに影響さ
れない。
めの本考案の電源供給装置は、主に従来の交換式電源供
給装置のＡＣ／ＤＣ整流回路におけるブリッジ整流器と
電解コンデンサの正極との間に、コイルおよびダイオー
ドを直列接続し、さらに電解コンデンサの正極と電源供
給装置のＤＣ／ＤＣ変換機との間にもう一つのコイルを
直列接続して、力率の改善回路を形成する。二つのコイ
ルは同一の鉄心を用いるので、両者の極性を制御する
と、ダイオードを正、逆バイアスの状態に切替えること
ができる。交流電源は、正弦波のいずれの位相でも、入
力電流を電解コンデンサに導入する。二つのコイルのイ
ンダクタンス比を適当に調整すると、交換式電源供給装
置の力率を友好的に０．９以上まで改善するとともに、
電流高調波ひずみの制限法ＩＥＣ −１０００−３−２
クラスＡまたはクラスＤの規定に合う。結局、ＤＣ／Ｄ
Ｃ変換機が連続電流モードであるとき、電気負荷が瞬間
的に高い負荷から軽い負荷まで低下しても、電解コンデ
ンサにおける直流リプル電圧は上がらない。ＤＣ／ＤＣ
変換機の出力端電圧も１２０Ｈｚの電圧リプルに影響さ
れない。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。 （第１実施例）まず、図８に示すように、本発明の第１
実施例による電源供給装置は、主に図１に示す従来の交
換式電源供給装置のＡＣ／ＤＣ整流回路におけるブリッ
ジ整流器ＤＢ1と電解コンデンサＣ1の正極との間に、コ
イルＬaおよびダイオードＤ1を直列接続する。しかも、
電解コンデンサＣ1の正極とＤＣ／ＤＣ変換機２との間
に、もう一つのコイルＬbを直列接続する。二つのコイ
ルは同一の鉄心Ｔr1を用いる。
づいて説明する。 （第１実施例）まず、図８に示すように、本発明の第１
実施例による電源供給装置は、主に図１に示す従来の交
換式電源供給装置のＡＣ／ＤＣ整流回路におけるブリッ
ジ整流器ＤＢ1と電解コンデンサＣ1の正極との間に、コ
イルＬaおよびダイオードＤ1を直列接続する。しかも、
電解コンデンサＣ1の正極とＤＣ／ＤＣ変換機２との間
に、もう一つのコイルＬbを直列接続する。二つのコイ
ルは同一の鉄心Ｔr1を用いる。
【００１２】図９に示すように、本実施例では、ＤＣ／
ＤＣ変換機２はフライバック式の変換機を採用する。フ
ライバック式の変換機は、変圧器Ｔr2、電力スイッチ素
子Ｑ 1、制御回路２１、一次側ダイオードＤ2および一次
側平滑フィルタ用コンデンサＣ3などの要素から形成さ
れる。変圧器Ｔr2の一次コイルＬPおよび二次コイルＬ S
の巻数比はＮP／ＮSであり、インダクタンスはそれぞれ
ＬP、ＬSである。変圧器Ｔr2の一次コイルＬPは電力ス
イッチ素子Ｑ1およびコイルＬbを経由して、電解コンデ
ンサＣ1の両端に接続され、直列回路を形成する。二次
コイルＬSは、整流用ダイオードＤ2とともに平滑フィル
タ用コンデンサＣ3の両端に接続され、もう一つの直列
回路を形成する。該ＤＣ／ＤＣ変換機２には、制御回路
２１がある。出力端Ｘ3、Ｘ4の電圧を探知することによ
り、制御信号を算出して電力スイッチ素子Ｑ1のオンの
時間を調整するので、出力端Ｘ3、Ｘ4の電圧は安定した
一定値に保持される。
ＤＣ変換機２はフライバック式の変換機を採用する。フ
ライバック式の変換機は、変圧器Ｔr2、電力スイッチ素
子Ｑ 1、制御回路２１、一次側ダイオードＤ2および一次
側平滑フィルタ用コンデンサＣ3などの要素から形成さ
れる。変圧器Ｔr2の一次コイルＬPおよび二次コイルＬ S
の巻数比はＮP／ＮSであり、インダクタンスはそれぞれ
ＬP、ＬSである。変圧器Ｔr2の一次コイルＬPは電力ス
イッチ素子Ｑ1およびコイルＬbを経由して、電解コンデ
ンサＣ1の両端に接続され、直列回路を形成する。二次
コイルＬSは、整流用ダイオードＤ2とともに平滑フィル
タ用コンデンサＣ3の両端に接続され、もう一つの直列
回路を形成する。該ＤＣ／ＤＣ変換機２には、制御回路
２１がある。出力端Ｘ3、Ｘ4の電圧を探知することによ
り、制御信号を算出して電力スイッチ素子Ｑ1のオンの
時間を調整するので、出力端Ｘ3、Ｘ4の電圧は安定した
一定値に保持される。
【００１３】図９に示すように、ＶS1は電源供給装置に
入力された交流電源を表す。Ｘ1、Ｘ2はブリッジ整流器
ＤＢ1の二つの出力端を表す。Ｉin、Ｖinはそれぞれ二
つの出力端の電流、電圧を表す。Ｖin(rec)はブリッジ
整流器ＤＢ1の出力端の電圧を表す。ＩLa、ＩLbはそれ
ぞれ二つコイルＬa、Ｌbを通過する電流を表す。Ｖyは
コイルＬaとダイオードとの接続端における電圧を表
す。Ｖdcは電解コンデンサＣ1の両端における直流電圧
を表す。
入力された交流電源を表す。Ｘ1、Ｘ2はブリッジ整流器
ＤＢ1の二つの出力端を表す。Ｉin、Ｖinはそれぞれ二
つの出力端の電流、電圧を表す。Ｖin(rec)はブリッジ
整流器ＤＢ1の出力端の電圧を表す。ＩLa、ＩLbはそれ
ぞれ二つコイルＬa、Ｌbを通過する電流を表す。Ｖyは
コイルＬaとダイオードとの接続端における電圧を表
す。Ｖdcは電解コンデンサＣ1の両端における直流電圧
を表す。
【００１４】本実施例において、電力スイッチ素子Ｑ1
がオンになるとき、一次コイルＬPには、スロープがＶ
dc／（Ｌb＋Ｌa）の電流ＩLbが発生する。電流ＩLbは電
解コンデンサＣ1の正極から、二つのコイルＬb、ＬPお
よび電力スイッチ素子Ｑ1を経由して、電解コンデンサ
Ｃ1の負極まで流れる。二つのコイルＬb、ＬPは同一の
鉄心Ｔr1を用いるので、極性の配置により、ダイオード
に逆向きのバイアスがあり、コイルＬaの電流はゼロに
なる。そのとき、コイルＬbには電流が依然としてある
ので、鉄心Ｔr1の中における磁力線は払張状になる。
がオンになるとき、一次コイルＬPには、スロープがＶ
dc／（Ｌb＋Ｌa）の電流ＩLbが発生する。電流ＩLbは電
解コンデンサＣ1の正極から、二つのコイルＬb、ＬPお
よび電力スイッチ素子Ｑ1を経由して、電解コンデンサ
Ｃ1の負極まで流れる。二つのコイルＬb、ＬPは同一の
鉄心Ｔr1を用いるので、極性の配置により、ダイオード
に逆向きのバイアスがあり、コイルＬaの電流はゼロに
なる。そのとき、コイルＬbには電流が依然としてある
ので、鉄心Ｔr1の中における磁力線は払張状になる。
【００１５】それに対して、電力スイッチ素子Ｑ1がオ
フになるとき、鉄心Ｔr1の中における磁力線は縮減す
る。極性の配置により、ダイオードに正向きのバイアス
があり、コイルＬaにはスロープが（Ｖin(rec)−Ｖdc）
／（Ｌa）の電流ＩLaが発生し、交流電源ＶS1の出力端
Ｘ1、Ｘ2から電解コンデンサＣ1まで導入される。図１
０に示すように、電力スイッチ素子Ｑ1の電圧Ｖdsと二
つのコイルＬa、Ｌ bを通過する電流ＩLa、ＩLbとの波形
を調べてみると、以下のことが分かる。本実施例では、
入力電流Ｉinの波形は図１１に示すように、電流高調波
ひずみの制限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡまた
はクラスＤの規定にぴったり合う。それは、以下の表１
および表２から、入力電流Ｉinの各高調波成分値と電流
高調波ひずみ制限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡ
またはクラスＤの規定標準値とを比較参照すると、はっ
きり証明できる。
フになるとき、鉄心Ｔr1の中における磁力線は縮減す
る。極性の配置により、ダイオードに正向きのバイアス
があり、コイルＬaにはスロープが（Ｖin(rec)−Ｖdc）
／（Ｌa）の電流ＩLaが発生し、交流電源ＶS1の出力端
Ｘ1、Ｘ2から電解コンデンサＣ1まで導入される。図１
０に示すように、電力スイッチ素子Ｑ1の電圧Ｖdsと二
つのコイルＬa、Ｌ bを通過する電流ＩLa、ＩLbとの波形
を調べてみると、以下のことが分かる。本実施例では、
入力電流Ｉinの波形は図１１に示すように、電流高調波
ひずみの制限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡまた
はクラスＤの規定にぴったり合う。それは、以下の表１
および表２から、入力電流Ｉinの各高調波成分値と電流
高調波ひずみ制限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡ
またはクラスＤの規定標準値とを比較参照すると、はっ
きり証明できる。
【００１６】表１は、本実施例による回路入力電流Ｉin
の高調波成分値と電流高調波ひずみ制限法ＩＥＣ−１０
００−３−２クラスＡの規定標準値との比較データを示
す。表２は本実施例による回路入力電流Ｉinの高調波成
分値と電流高調波ひずみ制限法ＩＥＣ−１０００−３−
２クラスＤの規定標準値との比較データを示す。
の高調波成分値と電流高調波ひずみ制限法ＩＥＣ−１０
００−３−２クラスＡの規定標準値との比較データを示
す。表２は本実施例による回路入力電流Ｉinの高調波成
分値と電流高調波ひずみ制限法ＩＥＣ−１０００−３−
２クラスＤの規定標準値との比較データを示す。
【表１】
【表２】 以上述べたとおり、従来の交換式電源供給装置に本実施
例の力率の改善回路を追加すると、交流電源ＶS1は、正
弦波Ｖinのいずれの位相でも、つまり電力スイッチ素子
Ｑ1の切替サイクル毎に、入力電流Ｉinを電解コンデン
サに導入する。ゆえに、本実施例は、二つのコイル
Ｌa、ＬbのインダクタンスおよびＤＣ／ＤＣ変換機にお
ける変圧器の一次コイルＬPのインダクタンスのみを適
当に調整すると、力率を簡易に０．９以上まで向上させ
る。同時に、電流の全高調波ひずみは１５％以下に低下
する。要するに、本実施例による力率の改善回路を備え
た電源供給装置は、従来の交換式電源供給装置の入力電
流の力率を大幅に向上させるばかりでなく、入力電流の
全高調波ひずみが有効的に低下し、電流高調波ひずみ制
限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡまたはクラスＤ
の規定標準を満たすことができる。
例の力率の改善回路を追加すると、交流電源ＶS1は、正
弦波Ｖinのいずれの位相でも、つまり電力スイッチ素子
Ｑ1の切替サイクル毎に、入力電流Ｉinを電解コンデン
サに導入する。ゆえに、本実施例は、二つのコイル
Ｌa、ＬbのインダクタンスおよびＤＣ／ＤＣ変換機にお
ける変圧器の一次コイルＬPのインダクタンスのみを適
当に調整すると、力率を簡易に０．９以上まで向上させ
る。同時に、電流の全高調波ひずみは１５％以下に低下
する。要するに、本実施例による力率の改善回路を備え
た電源供給装置は、従来の交換式電源供給装置の入力電
流の力率を大幅に向上させるばかりでなく、入力電流の
全高調波ひずみが有効的に低下し、電流高調波ひずみ制
限法ＩＥＣ−１０００−３−２クラスＡまたはクラスＤ
の規定標準を満たすことができる。
【００１７】また、本実施例では、各電気負荷状態にお
いて、電解コンデンサＣ1の電圧変化は図１２に示すよ
うに、安定した直流電圧に保持される。本実施例と図７
に示す従来の交換式電源供給装置の電解コンデンサの電
圧波形を比較するために、図１３を参照すると、本実施
例のＤＣ／ＤＣ変換機の出力電圧のリプルが１２０Ｈｚ
電圧のリプルに影響されないということが分かる。同様
に、図１４に示すように、連続電流モードで高い負荷か
ら軽い負荷へと変化しても、直流リプル電圧Ｖ dcが上が
らないということが分かる。
いて、電解コンデンサＣ1の電圧変化は図１２に示すよ
うに、安定した直流電圧に保持される。本実施例と図７
に示す従来の交換式電源供給装置の電解コンデンサの電
圧波形を比較するために、図１３を参照すると、本実施
例のＤＣ／ＤＣ変換機の出力電圧のリプルが１２０Ｈｚ
電圧のリプルに影響されないということが分かる。同様
に、図１４に示すように、連続電流モードで高い負荷か
ら軽い負荷へと変化しても、直流リプル電圧Ｖ dcが上が
らないということが分かる。
【００１８】（第２実施例）図１５に本発明の第２実施
例を示す。この第２実施例では、第１実施例のブリッジ
整流器ＤＢ1における直流電圧の二出力端に、高周波フ
ィルタ用コンデンサＣ２を接続することにより、回路に
おける高周波ノイズを除き、ブリッジ整流器ＤＢ1出力
端の電流を平滑化させる。（第３実施例）
例を示す。この第２実施例では、第１実施例のブリッジ
整流器ＤＢ1における直流電圧の二出力端に、高周波フ
ィルタ用コンデンサＣ２を接続することにより、回路に
おける高周波ノイズを除き、ブリッジ整流器ＤＢ1出力
端の電流を平滑化させる。（第３実施例）
【００１９】図１６に本発明の第３実施例を示す。この
第３実施例では、第１実施例のブリッジ整流器ＤＢ1の
交流入力端に、高周波フィルタ用コンデンサＣ２を接続
することにより、回路における高周波ノイズを除き、交
流電源ＶS1の入力端Ｘ1、Ｘ2の入力電流を平滑化させ
る。なお、上述の実施例のフライバック式変換機はフォ
ワード式、ハーフブリッジ式、フルブリッジ式、プッシ
ュプル式またはブースト式の変換機などの従来のＤＣ／
ＤＣ変換機に置き換えられる。
第３実施例では、第１実施例のブリッジ整流器ＤＢ1の
交流入力端に、高周波フィルタ用コンデンサＣ２を接続
することにより、回路における高周波ノイズを除き、交
流電源ＶS1の入力端Ｘ1、Ｘ2の入力電流を平滑化させ
る。なお、上述の実施例のフライバック式変換機はフォ
ワード式、ハーフブリッジ式、フルブリッジ式、プッシ
ュプル式またはブースト式の変換機などの従来のＤＣ／
ＤＣ変換機に置き換えられる。
【図１】従来の交換式電源供給装置の回路構造を示す図
である。
である。
【図２】従来の交換式電源供給装置の整流回路を通過す
る電流の波形を示す図である。
る電流の波形を示す図である。
【図３】従来のインダクタンスを利用した力率の改善回
路を示す図である。
路を示す図である。
【図４】従来のアクティブ式の力率の改善回路を示す図
である。
である。
【図５】従来の高周波発振を採用したシングルスイッチ
の力率の改善回路を示す図である。
の力率の改善回路を示す図である。
【図６】米国特許番号第５，３０１，０９５号に開示の
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図７】米国特許番号第５，６００，５４６号に開示の
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図８】本発明の第１実施例による電源供給装置の回路
を示す図である。
を示す図である。
【図９】本発明の第１実施例によるＤＣ／ＤＣ変換機が
フライバック式であるときの回路構造を示す図である。
フライバック式であるときの回路構造を示す図である。
【図１０】本発明の第１実施例による制御スイッチ素子
の電圧およびコイルを通過する電流の波形を示す図であ
る。
の電圧およびコイルを通過する電流の波形を示す図であ
る。
【図１１】本発明の第１実施例による入力電流の波形を
示す図である。
示す図である。
【図１２】本発明の第１実施例による電解コンデンサの
いろいろな負荷状態での電圧の波形を示す図である。
いろいろな負荷状態での電圧の波形を示す図である。
【図１３】本発明の第１実施例および図７の米国特許番
号第５，６００，５４６号に開示の電解コンデンサにお
ける電圧の波形を比較した図である。
号第５，６００，５４６号に開示の電解コンデンサにお
ける電圧の波形を比較した図である。
【図１４】本発明の第１実施例による直流リプル電圧の
負荷電流が瞬間的に変化しているときの波形を示す図で
ある。
負荷電流が瞬間的に変化しているときの波形を示す図で
ある。
【図１５】本発明の第２実施例による電源供給装置の回
路を示す図である。
路を示す図である。
【図１６】本発明の第３実施例による電源供給装置の回
路を示す図である。
路を示す図である。
２ ＤＣ／ＤＣ変換機 Ｃ1 電解コンデンサ Ｄ1 ダイオード ＤＢ1 ブリッジ整流器 Ｉin 入力電流 Ｌa、Ｌb コイル Ｔr1 鉄心 ＶS1 交流電源
Claims (4)
- 【請求項１】 ブリッジ整流器と、 ＤＣ／ＤＣ変換機と、 交流電源と、 電解コンデンサと、 前記ブリッジ整流器と前記電解コンデンサの正極との間
に直列に接続されるコイルおよびダイオードと、 前記電解コンデンサの正極と前記ＤＣ／ＤＣ変換機との
間に直列に接続されるコイルとを有する力率の改善回路
とを備え、 前記ブリッジ整流器と前記電解コンデンサとの間に接続
されるコイルと、前記電解コンデンサと前記ＤＣ／ＤＣ
変換機との間に接続されるコイルとは、同一の鉄心を用
い、両者の極性が制御されると前記ダイオードを正ある
いは逆向きバイアスの状態に切替え、前記交流電源は正
弦波のいずれの位相においても入力電流を前記電解コン
デンサに導入することを特徴とする電源供給装置。 - 【請求項２】 前記ＤＣ／ＤＣ変換機は、変圧器と、電
力スイッチ素子と、整流用ダイオードと、平滑フィルタ
用コンデンサと、制御回路とを有し、 前記変圧器は、一次コイルおよび二次コイルを有し、前
記一次コイルは前記電解コンデンサと前記ＤＣ／ＤＣ変
換機との間に接続されるコイルと前記電力スイッチ素子
とを前記電解コンデンサの両端に接続して直列回路を形
成し、前記二次コイルは前記整流用ダイオードとともに
前記平滑フィルタ用コンデンサの両端に接続されて直列
回路を形成し、 前記制御回路は、前記電力スイッチ素子および前記ＤＣ
／ＤＣ変換機の出力端に接続され、その出力端の電圧を
探知して制御信号を発生し、前記電力スイッチ素子のオ
ンの時間を調整して前記出力端の電圧を一定値に保持す
ることを特徴とする請求項１記載の電源供給装置。 - 【請求項３】 前記ブリッジ整流器の直流電圧の二つの
出力端に接続される高周波フィルタ用コンデンサをさら
に備え、 前記高周波フィルタ用コンデンサにより、回路における
高周波ノイズを除き、前記ブリッジ整流器の出力端の電
流を平滑化することを特徴とする請求項１または２記載
の電源供給装置。 - 【請求項４】 前記ブリッジ整流器の交流入力端に接続
される高周波フィルタ用コンデンサをさらに備え、 前記高周波フィルタ用コンデンサにより、回路における
高周波ノイズを除き、前記交流電源の入力端の入力電流
を平滑化することを特徴とする請求項１または２記載の
電源供給装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW088105190A TW431059B (en) | 1999-01-04 | 1999-01-04 | Power factor correction circuit |
| TW88105190 | 1999-01-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295852A true JP2000295852A (ja) | 2000-10-20 |
Family
ID=21640151
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11170008A Pending JP2000295852A (ja) | 1999-01-04 | 1999-06-16 | 電源供給装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6108222A (ja) |
| JP (1) | JP2000295852A (ja) |
| DE (1) | DE19926642A1 (ja) |
| TW (1) | TW431059B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| DE60003809T2 (de) * | 2000-07-28 | 2004-06-03 | Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza | Direkt an das Netz anschliessbarer Umwandler mit niedrigem Verbrauch |
| US6487098B2 (en) | 2001-02-01 | 2002-11-26 | International Business Machines Corporation | Power factor correction (PFC) circuit that eliminates an inrush current limit circuit |
| DE10135599A1 (de) * | 2001-07-20 | 2003-02-13 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil mit Powerfaktorkorrektur, sowie Spule für eine diesbezügliche Korrekturschaltung |
| US6636430B1 (en) * | 2001-07-30 | 2003-10-21 | University Of Central Florida | Energy transfer concept in AC/DC switch mode power supply with power factor correction |
| US6396724B1 (en) * | 2001-11-21 | 2002-05-28 | Hewlett-Packard Company | Charge-pumped DC bias supply |
| US6909622B2 (en) * | 2002-11-05 | 2005-06-21 | Da Feng Weng | Quasi active power factor correction circuit for switching power supply |
| KR100497393B1 (ko) * | 2003-06-20 | 2005-06-23 | 삼성전자주식회사 | 디스플레이 패널 구동 시스템의 고효율 전원 공급 장치 및그 설계 방법 |
| KR100510143B1 (ko) * | 2003-07-01 | 2005-08-25 | 삼성전자주식회사 | 역률 보상 방법, 이에 적합한 장치 그리고 이를 적용한전원 장치 |
| WO2005117502A2 (en) * | 2004-05-25 | 2005-12-08 | International Rectifier Corporation | Simplified electronic ballast circuit and method of operation |
| US7149097B1 (en) | 2005-08-17 | 2006-12-12 | Synditec, Inc. | AC/DC converter with power factor correction |
| CN101398548B (zh) * | 2007-09-28 | 2010-05-26 | 群康科技(深圳)有限公司 | 电源电路及液晶显示器 |
| US8093871B2 (en) * | 2007-11-16 | 2012-01-10 | Jackman John F | Power distribution system control and monitoring |
| KR20130134786A (ko) * | 2012-05-31 | 2013-12-10 | 주식회사 실리콘웍스 | Led 램프 구동을 위한 전원 회로 및 전원 공급 방법 그리고 플라이백 트랜스포머의 일차측 제어 회로 |
| CN103856077B (zh) * | 2012-12-06 | 2016-12-21 | 东林科技股份有限公司 | 被动式功因校正交直流转换装置的功因校正电路的动作方法 |
| CN103580060B (zh) * | 2013-10-21 | 2015-12-23 | 中国人民解放军海军工程大学 | 一种适用于并网逆变器的控制器及二次系统的供电方法 |
| CN104582115B (zh) * | 2013-10-25 | 2017-10-13 | 绿色再生能科技股份有限公司 | 发光装置 |
| US20170093291A1 (en) * | 2015-07-06 | 2017-03-30 | Ionel Jitaru | Method and Apparatus for Reducing the size of the Input Bulk Capacitor in AC to DC Converters |
| US10476376B1 (en) * | 2018-12-17 | 2019-11-12 | National Chung-Shan Institute Of Science And Technology | High power factor converter |
| RU208118U1 (ru) * | 2021-08-06 | 2021-12-03 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Белгородский государственный аграрный университет имени В.Я. Горина" | Устройство защиты электрической сети от воздействия гормонических составляющих тока |
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| US5909107A (en) * | 1997-02-10 | 1999-06-01 | Tdk Corporation | Step up switching power unit and filter circuit |
-
1999
- 1999-01-04 TW TW088105190A patent/TW431059B/zh not_active IP Right Cessation
- 1999-06-08 US US09/327,494 patent/US6108222A/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-11 DE DE19926642A patent/DE19926642A1/de not_active Withdrawn
- 1999-06-16 JP JP11170008A patent/JP2000295852A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19926642A1 (de) | 2000-10-05 |
| TW431059B (en) | 2001-04-21 |
| US6108222A (en) | 2000-08-22 |
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