DE19926642A1

DE19926642A1 - Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung

Info

Publication number: DE19926642A1
Application number: DE19926642A
Authority: DE
Inventors: Jim H Liang
Original assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Current assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Priority date: 1999-01-04
Filing date: 1999-06-11
Publication date: 2000-10-05
Also published as: JP2000295852A; US6108222A; TW431059B

Abstract

Der Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung weist eine erste in Serie geschaltete Anordnung aus einem Brückgleichrichter, einer ersten Wicklung, einer Diode und einem elektrolytischen Kondensator auf, sowie eine zweite in Serie geschaltete Anordnung aus dem elektrolytischen Kondensator, einer zweiten Wicklung und einem Gleichstromwandler, wobei die beiden Wicklungen um einen gemeinsamen Kern gewickelt sind. Die Diode ist umschaltbar zwischen einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Vorspannung in Rückwärtsrichtung durch Steuern der Polaritäten der Wicklungen, derart, dass ein Eingangsstrom einer Wechselspannung ständig während jeder sinusförmigen Halbwelle der Wechselspannung zum elektrolytischen Kondensator fließt. Dadurch wird ein Anstieg der Gleichstrom-Brummspannung des elektrolytischen Kondensators verhindert, während der Ausgang des Wandlers durch eine Wechselstromeingangsspannung von 120 Hz nicht beeinträchtigt wird. Durch Verwendung dieses Schaltkreises wird der Leistungsfaktor einer herkömmlichen unabhängigen Stromversorgung erheblich verbessert.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung, mit dem der Leistungsfaktor einer unabhängigen Stromversorgung verbessert werden kann, um so den Anforderungen gemäß Klasse A oder Klasse D zu entsprechen, die in der Norm IEC-1000-3-2 für die Oberwellenmessung festgelegt sind.

Eine typische herkömmliche unabhängige Stromversorgung ist in Fig. 1 dargestellt. Diese Stromversorgung weist einen AC/DC-Gleichrichter 1 und einen DC/DC-Wandler 2 auf, sowie einen elektrolytischen Kondensator C₁, der als Filter für einen Brückengleichrichter DB₁ geschaltet ist. Dies bedeutet, dass der elektrolytische Kondensator C₁ nur aufgeladen wird, wenn der Brückengleichrichter DB₁ im leitenden Zustand ist, d. h. wenn die Eingangswechselspannung V_s1 größer ist als die Spannung des elektrolytischen Kondensators C₁. Es sei bemerkt, dass der Eingangsstrom I_PC ein impulsförmiger Strom ist, wie es in der Kurve von Fig. 2 dargestellt ist. Der Leistungsfaktor des Eingangsstromes der herkömmlichen, unabhängigen Stromversorgung ist erheblich verringert (um ungefähr 50%), wobei die harmonische Klirrverzerrung (im folgenden als "THD" bezeichnet) mehr als 100% beträgt nach der durch den AC/DC-Gleichrichter 1 durchgeführten Gleichrichtung. Dadurch erhält man einen hohen Klirrfaktor, eine geringe Qualität und eine erhebliche Energieverschwendung.

Viele Länder haben bereits Bestimmungen für die Oberwellenerzeugung erlassen (siehe IEC-1000-3-2), mit denen die Wellenform des Stromes der Stromversorgung für die Hersteller festgelegt wird, um die Leistung und die Qualität einer Stromquelle zu verbessern.

Es wurden bereits eine Vielzahl von Schaltkreisen für die Leistungsfaktorverbesserung vorgeschlagen im Hinblick auf die herkömmlichen, unabhängigen Stromversorgungen. Als Beispiele dafür seien genannt:

1. Schaltkreis für die Leistungsfaktorverbesserung mit einer Induktion:
wie Fig. 3 zeigt, ist bei einem derartigen bekannten Schaltkreis eine große Wicklung L₁ für niedrige Frequenzen in Serie zwischen einem Brückengleichrichter DB₁ und einem elektrolytischen Kondensator C₁ geschaltet. Die Wicklung L₁ und der Kondensator C₁ bilden dabei einen Frequenzsperrkreis zur Gleichrichtung des Eingangsstromes für den DC/DC-Wandler 2. Diese Schaltung ist ähnlich der dem Vorwiderstand zur Verbesserung des Leistungsfaktors einer Leuchtstoffröhre während des Betriebes. Die Wicklung L₁ weist jedoch noch den Nachteil auf, relativ groß zu sein, sodass nur eine begrenzte Leistungsfaktorverbesserung bei sehr hoher Temperatur erzielt wird.
2. Aktiver Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung:
Wie Fig. 4 zeigt, ist bei einem derartigen Schaltkreis der AC/DC-Gleichrichter derart ausgestaltet, dass er einen zweistufigen Schaltkreis mit dem DC/DC-Wandler 2 bildet. Ein komplizierter Steuerschaltkreis 11 und ein großes Schaltelement Q₁ sind erforderlich, um den Leistungsfaktor zu verbessern. Diese komplizierte Schaltkreisauslegung erhöht jedoch die Herstellungskosten.
3. Dither-Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung mit einem einstufigen Schalter:
Wie Fig. 5 zeigt, handelt es sich dabei um einen einfachen Schaltkreisaufbau. Diese vollständige Umgestaltung führt jedoch zu einer Reihe von Nachteilen:
- a) die Brummspannung V_dc steigt auf ungefähr 100% bis 200%, wenn die Last plötzlich abfällt und der DC/DC- Wandler 2 mit einem kontinuierlichen Strom in Betrieb ist. Dies erfordert einen elektrolytischen Hochspannungs-Kondensator;
- b) die Wechselstromkomponente der Wechselstromquelle V_s1 wird dem DC/DC-Wandler 2 zugeführt, wenn das Schaltelement Q₁ im leitenden Zustand ist. Das heißt, dass der Ausgang des DC/DC-Wandlers 2 umgekehrt beeinflußt wird durch beispielsweise eine angelegte Wechselspannung von 120 Hz, wodurch die Brummspannung ansteigt.
- c) die große Wicklung L₁ verbessert kaum den Leistungsfaktor, wenn der DC/DC-Wandler 2 im kontinuierlichen Strommodus arbeitet.
4. Gemäß dem US-Patent 5,301,095 (S. Teramoto), wie es in Fig. 6 dargestellt ist, wird die Diode D₂ des Dither- Schaltkreises nach Fig. 5 durch einen Kondensator C₃ geringer Kapazität ersetzt, um den Leistungsfaktor zu verbessern. Die oben unter b) und c) aufgezählten Nachteile werden jedoch dadurch nicht sicher vermieden.
5. Gemäß dem US-Patent 5,600,546 (Fu-Sheng Tsai), wie es in Fig. 7 dargestellt ist, wird eine weitere Wicklung L₃ hinzugefügt, welche in Serie mit der Diode D₂ in den in Fig. 5 dargestellten Dither-Schaltkreis eingesetzt wird. Dieser Schaltkreis löst das Problem des Anstiegs der Brummspannung V_dc des elektrolytischen Kondensators C₁, wenn der DC/DC-Wandler 2 im kontinuierlichen Strommodus arbeitet durch Verringerung des Induktionsverhältnisses L_p/L₁ der Primärwicklung L_p des DC/DC-Wandlers 2 zur Wicklung L₁ oder durch Erhöhung des Induktionsverhältnisses L₃/L_p der Wicklung L₃ zur Wicklung L_p. Die oben unter a) und c) aufgezählten Nachteile werden jedoch nicht sicher vermieden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung vorzuschlagen, mit dem die obigen Nachteile des Standes der Technik vermieden werden.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen; vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Erfindungsgemäß wird also vorgeschlagen, dass der Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung eine erste in Serie geschaltete Anordnung aus einem Brückengleichrichter, einer ersten Wicklung, einer Diode und einem elektrolytischem Kondensator aufweist sowie eine zweite in Serie geschaltete Anordnung aus dem elektrolytischen Kondensator einer zweiten Wicklung und einem DC/DC-Wandler aufweist, mit einem den beiden Wicklungen gemeinsamen Kern, um den diese gewickelt sind. Die Diode ist umschaltbar zwischen einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Vorspannung in Rückwärtsrichtung durch Steuern der Polaritäten der Wicklungen derart, dass ein Eingangsstrom einer Wechselspannung ständig während jeder sinusförmigen Halbwelle der Wechselspannung zum elektrolytischen Kondensator fließt.

Der Leistungsfaktor dieser unabhängigen Stromversorgung wird um mehr als 0,9 verbessert durch geeignete Einstellung des Induktionsverhältnisses der ersten Wicklung zur zweiten Wicklung, um so den Anforderungen gemäß Klasse A oder Klasse B in der Norm IEC-1000-3-2 für die Oberwellenmessung zu entsprechen. Die Brummspannung des elektrolytischen Kondensators steigt hierbei nicht an, wenn die Last plötzlich abfällt beim Betrieb des DC/DC-Wandlers in kontinuierlichem Strommodus. Dies bedeutet, dass der Ausgang des DC/DC-Wandlers nicht negativ beeinflußt wird durch eine Eingangswechselspannung von 120 Hz.

In der folgenden Beschreibung wird die Erfindung zusammen mit der beigefügten Zeichnung näher erläutert; Es zeigen

Fig. 1 einen Schaltkreis einer herkömmlichen, unabhängigen Stromversorgung,

Fig. 2 eine Kurve für die Wellenform der Eingangsspannung und den Eingangsstrom für den Schaltkreis von Fig. 1,

Fig. 3 einen bekannten Schaltkreis für eine Leistungsfaktorverbesserung mit einer Induktion,

Fig. 4 einen bekannten Schaltkreis für eine aktive Leistungsfaktorverbesserung,

Fig. 5 einen bekannten Schaltkreis vom Dither-Typ für die Leistungsfaktorverbesserung mit einem einstufigen Schalter,

Fig. 6 einen aus dem US-Patent 5,301,095 bekannten Schaltkreis,

Fig. 7 einen aus dem US-Patent 5,600,546 bekannten Schaltkreis,

Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltkreises,

Fig. 9 eine Abwandlung des in Fig. 8 dargestellten Schaltkreises, bei dem der DC/DC-Wandler ein Rücklaufwandler ist,

Fig. 10 eine Kurve, welche die Wellenformen für die Spannung V_ds des Schaltelementes über den Strömen I_La, I_Lb der Spulen La, Lb von Fig. 9 darstellt,

Fig. 11 eine Kurve, welche die Wellenform der Eingangsspannung V_in über dem Eingangsstrom I_in von Fig. 9 darstellt,

Fig. 12 eine Kurve, welche die Spannung V_dc des elektrolytischen Kondensators C₁ von Fig. 9 über einer veränderbaren Last darstellt,

Fig. 13 eine Kurve, welche die Wellenformen der Brummspannungen in den sekundären elektrolytischen Kondensatoren gemäß der in Fig. 9 dargestellten Erfindung und dem in Fig. 7 dargestellten Stand der Technik verdeutlicht,

Fig. 14 eine Kurve, welche die Brummspannung V_dc gemäß Fig. 9 über dem Laststrom darstellt,

Fig. 15 ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltkreises, und

Fig. 16 ein drittes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltkreises.

Tabelle 1 zeigt die experimentell erhaltenen Daten der Harmonischen des Eingangsstromes I_in des in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiels im Vergleich mit den Anforderungen an die Klasse A der Oberwellenmeßnorm IEC- 1000-3-2 und
Tabelle 2 die experimentell erhaltenen Daten der Harmonischen des Eingangsstromes I_in des in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiels im Vergleich mit den Anforderungen an die Klasse D gemäß der Norm IEC-1000-3-2.

Fig. 8 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines Schaltkreises 10 zur Leistungsfaktorverbesserung gemäß der vorliegenden Erfindung. Dieser Schaltkreis 10 weist eine erste in Serie geschaltete Anordnung aus einem Brückengleichrichter DB₁, einer ersten Wicklung L_a, einer Diode D₁ und einem elektrolytischen Kondensator C₁ auf sowie eine zweite in Serie geschaltete Anordnung aus dem elektrolytischen Kondensator C₁, einer zweiten Wicklung L_b und einem DC/DC-Wandler 2, wobei die beiden Wicklungen L_a und L_b um einen gemeinsamen Kern T_r1 gewickelt sind.

Wie Fig. 9 zeigt, kann der DC/DC-Wandler 2 ein Rücklaufwandler sein mit einem Transformator T_r2, einem Schaltelement Q₁, einer Steuerschaltung 21, einer Diode D₂ auf der Sekundärseite des Transformators T_r2 und einem Kondensator C₃ auf der Sekundärseite des Transformators T_r2. Die Diode D₂ und der Kondensator C₃ bilden ein Ausgangsfilter. Im Transformator T_r2 wird das Verhältnis der Primärwicklung L_p zur Sekundärwicklung L_s durch die Anzahl von Windungen N_p/N_s gebildet. Eine Serienschaltung umfaßt die Primärwicklung L_p, das Schaltelement Q₁, den elektrolytischen Kondensator C₁ und die Wicklung L_b. Eine andere Serienschaltung umfaßt die Sekundärwicklung L_s, die Diode D₂ und den Kondensator C₃. Die Ausgangsspannung V₀ wird an den Ausgangsanschlüssen X₃ und X₄ durch die Steuerschaltung 21 gemessen, um so ein Kontrollsignal zu erhalten für die Einstellung der leitenden Zeit des Schaltelementes Q₁. Dadurch wird die Spannung V₀ auf einem vorbestimmten Wert gehalten.

Fig. 9 zeigt ferner, dass mit V_s1 eine Eingangswechselspannung bezeichnet ist, mit V_in eine Eingangsspannung des Brückengleichrichters DB₁ bezeichnet ist, die an den Eingangsanschlüssen X₁ und X₂ anliegt, mit I_in ein Eingangsstrom bezeichnet ist, mit V_in(rec) die Ausgangsspannung des Brückengleichrichters DB₁ bezeichnet ist, mit I_La und I_Lb Ströme in der ersten Wicklung L_a und der zweiten Wicklung L_b bezeichnet sind, mit V_y die an der ersten Wicklung L_a und der Diode D₁ anliegende Spannung und mit V_dc die Eingangsgleichspannung des elektrolytischen Kondensators C₁ bezeichnet ist.

Bei dem obigen Ausführungsbeispiel wird der Strom mit der Steigung V_dc/(L_b+L_p) in der Sekundärwicklung L_p erzeugt, wenn das Schaltelement Q₁ im leitenden Zustand ist. Dadurch fließt der Strom I_Lb von der Anode des elektrolytischen Kondensators C₁ durch die Wicklungen L_b, L_p und das Schaltelement Q₁ zur Kathode des elektrolytischen Kondensators C₁. Da die Wicklungen L_b, L_p um denselben Kern D₁ gewickelt sind, sorgt die Polarität zwischen den Wicklungen L_b, L_p dafür, dass die Diode D₁ eine Vorspannung in Rückwärtsrichtung aufweist und so als unterbrochener Schaltkreis wirkt, um ein Fließen des Stromes I_La der Wicklung L_a zu unterbinden, d. h. dass der Strom I_La fast Null ist. Die magnetischen Linien im Kern T_r1 weiten sich aus, da der Strom I_Lb immer noch durch die Wicklung L_b fließt.

Die magnetischen Linien im Kern T_r1 verschwinden, wenn das Schaltelement Q₁ geöffnet, d. h. abgeschaltet wird, wodurch die Polarität umgekehrt wird. Dadurch ist nun die Diode D₁ mit einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung versehen und wirkt als geschlossener Schaltkreis, welcher den Strom I_La der Wicklung L_a mit der Steigung (V_in(rec)-V_dc)L_a vom Brückengleichrichter DB₁ zum elektrolytischen Kondensator C₁ leitet.

Die in Fig. 10 dargestellte graphische Darstellung zeigt die Wellenformen der Spannung V_ds des Schaltelementes Q₁ über den Strom I_La der Wicklung L_a sowie den Strom I_Lb der Wicklung L_a an. Fig. 11 zeigt eine graphische Darstellung der Wellenformen der Eingangsspannung V_in über den Eingangsstrom I_in. Bei Betrachtung dieser beiden Darstellungen kann festgestellt werden, dass der Eingangsstrom I_in, der gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erzeugt wird, den Anforderungen gemäß Klasse A oder Klasse D in der Norm IEC-1000-3-2 für die Oberwellenmessung entspricht. Diese Tatsache geht noch deutlicher aus den Tabellen 1 und 2 hervor durch Vergleich der experimentell erhaltenen Daten für die Harmonischen des Eingangsstromes I_in gemäß dem in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiel im Vergleich mit den in der IEC-1000-3- 2 für die Klasse D aufgestellten Forderungen.

Der erfindungsgemäße Schaltkreis 10 für die Leistungsfaktorverbesserung gewährleistet also, dass der Eingangsstrom I_in ständig zum elektrolytischen Kondensator C₁ fließt während jeder sinusförmigen Halbwelle (entsprechend der Periode des Schaltelementes Q₁ zwischen Einschalten und Ausschalten und umgekehrt) für eine Wechselspannung V_in. Der Leistungsfaktor ist um mehr als 0,9 erhöht durch geeignete Einstellung der Induktion der Wicklungen L_a, L_b und der Induktion der Sekundärwicklung L_p des Transformators T_r2 des DC/DC-Wandlers 2. Ferner wird ein Abfall der THD auf unter 15% ermöglicht.

Fig. 12 zeigt, dass die Spannung des elektrolytischen Kondensators C₁ in einem stabilen Bereich verbleibt, wenn eine Last angelegt wird. Wie bereits Fig. 13 zeigt, ist auch hier die Brummausgangsspannung des DC/DC-Wandlers 2 gemäß diesem Ausführungsbeispiel nicht durch eine Eingangswechselspannung von 120 Hz beeinflußt, während beim Stand der Technik, wie er in Fig. 7 dargestellt ist, ein derartiger Einfluß besteht. Fig. 14 zeigt ferner, dass die Gleichstrom-Brummspannung V_dc des elektrolytischen Kondensators C₁ nicht ansteigt, wenn die Last plötzlich und erheblich abfällt während des Einsatzes des DC/DC-Wandlers 2 im kontinuierlichen Strommodus.

Fig. 15 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung mit einem Hochfrequenz- Filterkondensator C₂, der in Parallelanordnung zum Schaltkreis 10 für die Leistungsverbesserung geschaltet ist, um die Hochfrequenzkomponente des Schaltkreises 10 auszufiltern. Der Ausgangsstrom des Brückengleichrichters DB₁ wird durch die Wirkung dieses Kondensators C₂ geglättet.

Fig. 16 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung mit einem Hochfrequenz- Filterkondensator C₂, der zusätzlich in Parallelanordnung zum Brückengleichrichter DB₁ geschaltet ist, um die Hochfrequenzkomponente des Schaltkreises 10 auszufiltern. Der Eingangsstrom I_in der Wechselstromquelle V_s1 wird durch die Wirkung dieses Kondensators C₂ geglättet.

Anstelle des im Zusammenhang mit den obigen Ausführungsbeispielen beschriebenen Rücklaufwandlers kann auch ein Vorwärtswandler verwendet werden, sowie ein Halbbrückenwandler, ein Vollbrückenwandler, in Push-Pull- Wandler oder ein Boost-Wandler.

Die Erfindung wurde zwar im Zusammenhang mit besonderen Ausführungsbeispielen beschrieben, wobei jedoch betont sei, dass sie keineswegs darauf beschränkt ist.

Claims

1. Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung, mit:
einer ersten in Serie geschalteten Anordnung aus einem Brückengleichrichter, einer ersten Wicklung, einer Diode und einem elektrolytischem Kondensator,
einer zweiten in Serie geschalteten Anordnung aus dem elektrolytischen Kondensator, einer zweiten Wicklung und einem DC/DC-Wandler und mit:
einem Kern, um den die erste Wicklung und die zweite Wicklung gewickelt sind,
wobei die Diode umschaltbar ist zwischen einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Vorspannung in Rückwärtsrichtung durch Steuern der Polaritäten der Wicklungen, derart, dass ein Eingangsstrom einer Wechselspannung ständig während jeder sinusförmigen Halbwelle der Wechselspannung zum elektrolytischen Kondensator fließt.

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, bei dem der DC/DC-Wandler ferner aufweist:
einen Transformator mit einer ersten Serienschaltung, bestehend aus einer Primärwicklung des Transformators, einem Schaltelement auf der Primärseite des Transformators, dem elektrolytischen Kondensator auf der Primärseite des Transformators und der zweiten Wicklung und einer zweiten Serienschaltung, bestehend aus einer Sekundärwicklung des Transformators, einer Diode auf der Sekundärseite des Transformators und einem Kondensator auf der Sekundärseite des Transformators sowie eine Steuerschaltung, die zwischen dem Schaltelement und einem Ausgang des DC/DC-Wandlers geschaltet ist zur Messung der Ausgangsspannung des Wandlers, um so ein Steuersignal zu erzeugen zur Einstellung der leitenden Zeit des Schaltelementes, um dergestalt die Ausgangsspannung auf einem vorbestimmten Wert zu halten.

3. Schaltkreis nach Ansprüchen 1 oder 2, bei dem ein erster Hochfrequenz-Filterkondensator parallel zum Schaltkreis für die Leistungsfaktorverbesserung geschaltet ist zum Ausfiltern der Hochfrequenz-Komponente des Schaltkreises für die Leistungsfaktorverbesserung und damit Glätten des Ausgangsstromes des Brückengleichrichters.

4. Schaltkreis nach Ansprüchen 1 oder 2, bei dem ein zweiter Hochfrequenz-Filterkondensator parallel zum Brückengleichrichter geschaltet ist zum Ausfiltern der Hochfrequenz-Komponente des Schaltkreises für die Leistungsfaktorverbesserung und damit Glätten des Eingangsstromanteils des Wechselstromes.