DE19926642A1 - Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung - Google Patents
Schaltkreis zur LeistungsfaktorverbesserungInfo
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Abstract
Der Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung weist eine erste in Serie geschaltete Anordnung aus einem Brückgleichrichter, einer ersten Wicklung, einer Diode und einem elektrolytischen Kondensator auf, sowie eine zweite in Serie geschaltete Anordnung aus dem elektrolytischen Kondensator, einer zweiten Wicklung und einem Gleichstromwandler, wobei die beiden Wicklungen um einen gemeinsamen Kern gewickelt sind. Die Diode ist umschaltbar zwischen einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Vorspannung in Rückwärtsrichtung durch Steuern der Polaritäten der Wicklungen, derart, dass ein Eingangsstrom einer Wechselspannung ständig während jeder sinusförmigen Halbwelle der Wechselspannung zum elektrolytischen Kondensator fließt. Dadurch wird ein Anstieg der Gleichstrom-Brummspannung des elektrolytischen Kondensators verhindert, während der Ausgang des Wandlers durch eine Wechselstromeingangsspannung von 120 Hz nicht beeinträchtigt wird. Durch Verwendung dieses Schaltkreises wird der Leistungsfaktor einer herkömmlichen unabhängigen Stromversorgung erheblich verbessert.
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltkreis zur
Leistungsfaktorverbesserung, mit dem der Leistungsfaktor
einer unabhängigen Stromversorgung verbessert werden kann,
um so den Anforderungen gemäß Klasse A oder Klasse D zu
entsprechen, die in der Norm IEC-1000-3-2 für die
Oberwellenmessung festgelegt sind.
Eine typische herkömmliche unabhängige Stromversorgung ist
in Fig. 1 dargestellt. Diese Stromversorgung weist einen
AC/DC-Gleichrichter 1 und einen DC/DC-Wandler 2 auf, sowie
einen elektrolytischen Kondensator C1, der als Filter für
einen Brückengleichrichter DB1 geschaltet ist. Dies
bedeutet, dass der elektrolytische Kondensator C1 nur
aufgeladen wird, wenn der Brückengleichrichter DB1 im
leitenden Zustand ist, d. h. wenn die
Eingangswechselspannung Vs1 größer ist als die Spannung des
elektrolytischen Kondensators C1. Es sei bemerkt, dass der
Eingangsstrom IPC ein impulsförmiger Strom ist, wie es in
der Kurve von Fig. 2 dargestellt ist. Der Leistungsfaktor
des Eingangsstromes der herkömmlichen, unabhängigen
Stromversorgung ist erheblich verringert (um ungefähr 50%),
wobei die harmonische Klirrverzerrung (im folgenden als
"THD" bezeichnet) mehr als 100% beträgt nach der durch den
AC/DC-Gleichrichter 1 durchgeführten Gleichrichtung.
Dadurch erhält man einen hohen Klirrfaktor, eine geringe
Qualität und eine erhebliche Energieverschwendung.
Viele Länder haben bereits Bestimmungen für die
Oberwellenerzeugung erlassen (siehe IEC-1000-3-2), mit
denen die Wellenform des Stromes der Stromversorgung für
die Hersteller festgelegt wird, um die Leistung und die
Qualität einer Stromquelle zu verbessern.
Es wurden bereits eine Vielzahl von Schaltkreisen für die
Leistungsfaktorverbesserung vorgeschlagen im Hinblick auf
die herkömmlichen, unabhängigen Stromversorgungen. Als
Beispiele dafür seien genannt:
- 1. Schaltkreis für die Leistungsfaktorverbesserung mit
einer Induktion:
wie Fig. 3 zeigt, ist bei einem derartigen bekannten Schaltkreis eine große Wicklung L1 für niedrige Frequenzen in Serie zwischen einem Brückengleichrichter DB1 und einem elektrolytischen Kondensator C1 geschaltet. Die Wicklung L1 und der Kondensator C1 bilden dabei einen Frequenzsperrkreis zur Gleichrichtung des Eingangsstromes für den DC/DC-Wandler 2. Diese Schaltung ist ähnlich der dem Vorwiderstand zur Verbesserung des Leistungsfaktors einer Leuchtstoffröhre während des Betriebes. Die Wicklung L1 weist jedoch noch den Nachteil auf, relativ groß zu sein, sodass nur eine begrenzte Leistungsfaktorverbesserung bei sehr hoher Temperatur erzielt wird. - 2. Aktiver Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung:
Wie Fig. 4 zeigt, ist bei einem derartigen Schaltkreis der AC/DC-Gleichrichter derart ausgestaltet, dass er einen zweistufigen Schaltkreis mit dem DC/DC-Wandler 2 bildet. Ein komplizierter Steuerschaltkreis 11 und ein großes Schaltelement Q1 sind erforderlich, um den Leistungsfaktor zu verbessern. Diese komplizierte Schaltkreisauslegung erhöht jedoch die Herstellungskosten. - 3. Dither-Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung mit
einem einstufigen Schalter:
Wie Fig. 5 zeigt, handelt es sich dabei um einen einfachen Schaltkreisaufbau. Diese vollständige Umgestaltung führt jedoch zu einer Reihe von Nachteilen:- a) die Brummspannung Vdc steigt auf ungefähr 100% bis 200%, wenn die Last plötzlich abfällt und der DC/DC- Wandler 2 mit einem kontinuierlichen Strom in Betrieb ist. Dies erfordert einen elektrolytischen Hochspannungs-Kondensator;
- b) die Wechselstromkomponente der Wechselstromquelle Vs1 wird dem DC/DC-Wandler 2 zugeführt, wenn das Schaltelement Q1 im leitenden Zustand ist. Das heißt, dass der Ausgang des DC/DC-Wandlers 2 umgekehrt beeinflußt wird durch beispielsweise eine angelegte Wechselspannung von 120 Hz, wodurch die Brummspannung ansteigt.
- c) die große Wicklung L1 verbessert kaum den Leistungsfaktor, wenn der DC/DC-Wandler 2 im kontinuierlichen Strommodus arbeitet.
- 4. Gemäß dem US-Patent 5,301,095 (S. Teramoto), wie es in Fig. 6 dargestellt ist, wird die Diode D2 des Dither- Schaltkreises nach Fig. 5 durch einen Kondensator C3 geringer Kapazität ersetzt, um den Leistungsfaktor zu verbessern. Die oben unter b) und c) aufgezählten Nachteile werden jedoch dadurch nicht sicher vermieden.
- 5. Gemäß dem US-Patent 5,600,546 (Fu-Sheng Tsai), wie es in Fig. 7 dargestellt ist, wird eine weitere Wicklung L3 hinzugefügt, welche in Serie mit der Diode D2 in den in Fig. 5 dargestellten Dither-Schaltkreis eingesetzt wird. Dieser Schaltkreis löst das Problem des Anstiegs der Brummspannung Vdc des elektrolytischen Kondensators C1, wenn der DC/DC-Wandler 2 im kontinuierlichen Strommodus arbeitet durch Verringerung des Induktionsverhältnisses Lp/L1 der Primärwicklung Lp des DC/DC-Wandlers 2 zur Wicklung L1 oder durch Erhöhung des Induktionsverhältnisses L3/Lp der Wicklung L3 zur Wicklung Lp. Die oben unter a) und c) aufgezählten Nachteile werden jedoch nicht sicher vermieden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen
Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung vorzuschlagen,
mit dem die obigen Nachteile des Standes der Technik
vermieden werden.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im
kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen;
vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen
beschrieben.
Erfindungsgemäß wird also vorgeschlagen, dass der
Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung eine erste in
Serie geschaltete Anordnung aus einem Brückengleichrichter,
einer ersten Wicklung, einer Diode und einem
elektrolytischem Kondensator aufweist sowie eine zweite in
Serie geschaltete Anordnung aus dem elektrolytischen
Kondensator einer zweiten Wicklung und einem DC/DC-Wandler
aufweist, mit einem den beiden Wicklungen gemeinsamen Kern,
um den diese gewickelt sind. Die Diode ist umschaltbar
zwischen einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer
Vorspannung in Rückwärtsrichtung durch Steuern der
Polaritäten der Wicklungen derart, dass ein Eingangsstrom
einer Wechselspannung ständig während jeder sinusförmigen
Halbwelle der Wechselspannung zum elektrolytischen
Kondensator fließt.
Der Leistungsfaktor dieser unabhängigen Stromversorgung
wird um mehr als 0,9 verbessert durch geeignete Einstellung
des Induktionsverhältnisses der ersten Wicklung zur zweiten
Wicklung, um so den Anforderungen gemäß Klasse A oder
Klasse B in der Norm IEC-1000-3-2 für die Oberwellenmessung
zu entsprechen. Die Brummspannung des elektrolytischen
Kondensators steigt hierbei nicht an, wenn die Last
plötzlich abfällt beim Betrieb des DC/DC-Wandlers in
kontinuierlichem Strommodus. Dies bedeutet, dass der
Ausgang des DC/DC-Wandlers nicht negativ beeinflußt wird
durch eine Eingangswechselspannung von 120 Hz.
In der folgenden Beschreibung wird die Erfindung zusammen
mit der beigefügten Zeichnung näher erläutert; Es zeigen
Fig. 1 einen Schaltkreis einer herkömmlichen, unabhängigen
Stromversorgung,
Fig. 2 eine Kurve für die Wellenform der Eingangsspannung
und den Eingangsstrom für den Schaltkreis von Fig. 1,
Fig. 3 einen bekannten Schaltkreis für eine
Leistungsfaktorverbesserung mit einer Induktion,
Fig. 4 einen bekannten Schaltkreis für eine aktive
Leistungsfaktorverbesserung,
Fig. 5 einen bekannten Schaltkreis vom Dither-Typ für die
Leistungsfaktorverbesserung mit einem einstufigen Schalter,
Fig. 6 einen aus dem US-Patent 5,301,095 bekannten
Schaltkreis,
Fig. 7 einen aus dem US-Patent 5,600,546 bekannten
Schaltkreis,
Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen
Schaltkreises,
Fig. 9 eine Abwandlung des in Fig. 8 dargestellten
Schaltkreises, bei dem der DC/DC-Wandler ein
Rücklaufwandler ist,
Fig. 10 eine Kurve, welche die Wellenformen für die
Spannung Vds des Schaltelementes über den Strömen ILa, ILb
der Spulen La, Lb von Fig. 9 darstellt,
Fig. 11 eine Kurve, welche die Wellenform der
Eingangsspannung Vin über dem Eingangsstrom Iin von Fig. 9
darstellt,
Fig. 12 eine Kurve, welche die Spannung Vdc des
elektrolytischen Kondensators C1 von Fig. 9 über einer
veränderbaren Last darstellt,
Fig. 13 eine Kurve, welche die Wellenformen der
Brummspannungen in den sekundären elektrolytischen
Kondensatoren gemäß der in Fig. 9 dargestellten Erfindung
und dem in Fig. 7 dargestellten Stand der Technik
verdeutlicht,
Fig. 14 eine Kurve, welche die Brummspannung Vdc gemäß
Fig. 9 über dem Laststrom darstellt,
Fig. 15 ein zweites Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen Schaltkreises, und
Fig. 16 ein drittes Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen Schaltkreises.
Tabelle 1 zeigt die experimentell erhaltenen Daten der
Harmonischen des Eingangsstromes Iin des in Fig. 9
dargestellten Ausführungsbeispiels im Vergleich mit den
Anforderungen an die Klasse A der Oberwellenmeßnorm IEC-
1000-3-2 und
Tabelle 2 die experimentell erhaltenen Daten der Harmonischen des Eingangsstromes Iin des in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiels im Vergleich mit den Anforderungen an die Klasse D gemäß der Norm IEC-1000-3-2.
Tabelle 2 die experimentell erhaltenen Daten der Harmonischen des Eingangsstromes Iin des in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiels im Vergleich mit den Anforderungen an die Klasse D gemäß der Norm IEC-1000-3-2.
Fig. 8 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines
Schaltkreises 10 zur Leistungsfaktorverbesserung gemäß der
vorliegenden Erfindung. Dieser Schaltkreis 10 weist eine
erste in Serie geschaltete Anordnung aus einem
Brückengleichrichter DB1, einer ersten Wicklung La, einer
Diode D1 und einem elektrolytischen Kondensator C1 auf
sowie eine zweite in Serie geschaltete Anordnung aus dem
elektrolytischen Kondensator C1, einer zweiten Wicklung Lb
und einem DC/DC-Wandler 2, wobei die beiden Wicklungen La
und Lb um einen gemeinsamen Kern Tr1 gewickelt sind.
Wie Fig. 9 zeigt, kann der DC/DC-Wandler 2 ein
Rücklaufwandler sein mit einem Transformator Tr2, einem
Schaltelement Q1, einer Steuerschaltung 21, einer Diode D2
auf der Sekundärseite des Transformators Tr2 und einem
Kondensator C3 auf der Sekundärseite des Transformators Tr2.
Die Diode D2 und der Kondensator C3 bilden ein
Ausgangsfilter. Im Transformator Tr2 wird das Verhältnis
der Primärwicklung Lp zur Sekundärwicklung Ls durch die
Anzahl von Windungen Np/Ns gebildet. Eine Serienschaltung
umfaßt die Primärwicklung Lp, das Schaltelement Q1, den
elektrolytischen Kondensator C1 und die Wicklung Lb. Eine
andere Serienschaltung umfaßt die Sekundärwicklung Ls, die
Diode D2 und den Kondensator C3. Die Ausgangsspannung V0
wird an den Ausgangsanschlüssen X3 und X4 durch die
Steuerschaltung 21 gemessen, um so ein Kontrollsignal zu
erhalten für die Einstellung der leitenden Zeit des
Schaltelementes Q1. Dadurch wird die Spannung V0 auf einem
vorbestimmten Wert gehalten.
Fig. 9 zeigt ferner, dass mit Vs1 eine
Eingangswechselspannung bezeichnet ist, mit Vin eine
Eingangsspannung des Brückengleichrichters DB1 bezeichnet
ist, die an den Eingangsanschlüssen X1 und X2 anliegt, mit
Iin ein Eingangsstrom bezeichnet ist, mit Vin(rec) die
Ausgangsspannung des Brückengleichrichters DB1 bezeichnet
ist, mit ILa und ILb Ströme in der ersten Wicklung La und
der zweiten Wicklung Lb bezeichnet sind, mit Vy die an der
ersten Wicklung La und der Diode D1 anliegende Spannung und
mit Vdc die Eingangsgleichspannung des elektrolytischen
Kondensators C1 bezeichnet ist.
Bei dem obigen Ausführungsbeispiel wird der Strom mit der
Steigung Vdc/(Lb+Lp) in der Sekundärwicklung Lp erzeugt,
wenn das Schaltelement Q1 im leitenden Zustand ist. Dadurch
fließt der Strom ILb von der Anode des elektrolytischen
Kondensators C1 durch die Wicklungen Lb, Lp und das
Schaltelement Q1 zur Kathode des elektrolytischen
Kondensators C1. Da die Wicklungen Lb, Lp um denselben Kern
D1 gewickelt sind, sorgt die Polarität zwischen den
Wicklungen Lb, Lp dafür, dass die Diode D1 eine Vorspannung
in Rückwärtsrichtung aufweist und so als unterbrochener
Schaltkreis wirkt, um ein Fließen des Stromes ILa der
Wicklung La zu unterbinden, d. h. dass der Strom ILa fast
Null ist. Die magnetischen Linien im Kern Tr1 weiten sich
aus, da der Strom ILb immer noch durch die Wicklung Lb
fließt.
Die magnetischen Linien im Kern Tr1 verschwinden, wenn das
Schaltelement Q1 geöffnet, d. h. abgeschaltet wird, wodurch
die Polarität umgekehrt wird. Dadurch ist nun die Diode D1
mit einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung versehen und
wirkt als geschlossener Schaltkreis, welcher den Strom ILa
der Wicklung La mit der Steigung (Vin(rec)-Vdc)La vom
Brückengleichrichter DB1 zum elektrolytischen Kondensator
C1 leitet.
Die in Fig. 10 dargestellte graphische Darstellung zeigt
die Wellenformen der Spannung Vds des Schaltelementes Q1
über den Strom ILa der Wicklung La sowie den Strom ILb der
Wicklung La an. Fig. 11 zeigt eine graphische Darstellung
der Wellenformen der Eingangsspannung Vin über den
Eingangsstrom Iin. Bei Betrachtung dieser beiden
Darstellungen kann festgestellt werden, dass der
Eingangsstrom Iin, der gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel erzeugt wird, den Anforderungen gemäß
Klasse A oder Klasse D in der Norm IEC-1000-3-2 für die
Oberwellenmessung entspricht. Diese Tatsache geht noch
deutlicher aus den Tabellen 1 und 2 hervor durch Vergleich
der experimentell erhaltenen Daten für die Harmonischen des
Eingangsstromes Iin gemäß dem in Fig. 9 dargestellten
Ausführungsbeispiel im Vergleich mit den in der IEC-1000-3-
2 für die Klasse D aufgestellten Forderungen.
Der erfindungsgemäße Schaltkreis 10 für die
Leistungsfaktorverbesserung gewährleistet also, dass der
Eingangsstrom Iin ständig zum elektrolytischen Kondensator
C1 fließt während jeder sinusförmigen Halbwelle
(entsprechend der Periode des Schaltelementes Q1 zwischen
Einschalten und Ausschalten und umgekehrt) für eine
Wechselspannung Vin. Der Leistungsfaktor ist um mehr als
0,9 erhöht durch geeignete Einstellung der Induktion der
Wicklungen La, Lb und der Induktion der Sekundärwicklung Lp
des Transformators Tr2 des DC/DC-Wandlers 2. Ferner wird
ein Abfall der THD auf unter 15% ermöglicht.
Fig. 12 zeigt, dass die Spannung des elektrolytischen
Kondensators C1 in einem stabilen Bereich verbleibt, wenn
eine Last angelegt wird. Wie bereits Fig. 13 zeigt, ist
auch hier die Brummausgangsspannung des DC/DC-Wandlers 2
gemäß diesem Ausführungsbeispiel nicht durch eine
Eingangswechselspannung von 120 Hz beeinflußt, während beim
Stand der Technik, wie er in Fig. 7 dargestellt ist, ein
derartiger Einfluß besteht. Fig. 14 zeigt ferner, dass die
Gleichstrom-Brummspannung Vdc des elektrolytischen
Kondensators C1 nicht ansteigt, wenn die Last plötzlich und
erheblich abfällt während des Einsatzes des DC/DC-Wandlers
2 im kontinuierlichen Strommodus.
Fig. 15 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel gemäß der
vorliegenden Erfindung mit einem Hochfrequenz-
Filterkondensator C2, der in Parallelanordnung zum
Schaltkreis 10 für die Leistungsverbesserung geschaltet
ist, um die Hochfrequenzkomponente des Schaltkreises 10
auszufiltern. Der Ausgangsstrom des Brückengleichrichters
DB1 wird durch die Wirkung dieses Kondensators C2
geglättet.
Fig. 16 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel gemäß der
vorliegenden Erfindung mit einem Hochfrequenz-
Filterkondensator C2, der zusätzlich in Parallelanordnung
zum Brückengleichrichter DB1 geschaltet ist, um die
Hochfrequenzkomponente des Schaltkreises 10 auszufiltern.
Der Eingangsstrom Iin der Wechselstromquelle Vs1 wird durch
die Wirkung dieses Kondensators C2 geglättet.
Anstelle des im Zusammenhang mit den obigen
Ausführungsbeispielen beschriebenen Rücklaufwandlers kann
auch ein Vorwärtswandler verwendet werden, sowie ein
Halbbrückenwandler, ein Vollbrückenwandler, in Push-Pull-
Wandler oder ein Boost-Wandler.
Die Erfindung wurde zwar im Zusammenhang mit besonderen
Ausführungsbeispielen beschrieben, wobei jedoch betont sei,
dass sie keineswegs darauf beschränkt ist.
Claims (4)
1. Schaltkreis zur Leistungsfaktorverbesserung, mit:
einer ersten in Serie geschalteten Anordnung aus einem Brückengleichrichter, einer ersten Wicklung, einer Diode und einem elektrolytischem Kondensator,
einer zweiten in Serie geschalteten Anordnung aus dem elektrolytischen Kondensator, einer zweiten Wicklung und einem DC/DC-Wandler und mit:
einem Kern, um den die erste Wicklung und die zweite Wicklung gewickelt sind,
wobei die Diode umschaltbar ist zwischen einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Vorspannung in Rückwärtsrichtung durch Steuern der Polaritäten der Wicklungen, derart, dass ein Eingangsstrom einer Wechselspannung ständig während jeder sinusförmigen Halbwelle der Wechselspannung zum elektrolytischen Kondensator fließt.
einer ersten in Serie geschalteten Anordnung aus einem Brückengleichrichter, einer ersten Wicklung, einer Diode und einem elektrolytischem Kondensator,
einer zweiten in Serie geschalteten Anordnung aus dem elektrolytischen Kondensator, einer zweiten Wicklung und einem DC/DC-Wandler und mit:
einem Kern, um den die erste Wicklung und die zweite Wicklung gewickelt sind,
wobei die Diode umschaltbar ist zwischen einer Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Vorspannung in Rückwärtsrichtung durch Steuern der Polaritäten der Wicklungen, derart, dass ein Eingangsstrom einer Wechselspannung ständig während jeder sinusförmigen Halbwelle der Wechselspannung zum elektrolytischen Kondensator fließt.
2. Schaltkreis nach Anspruch 1, bei dem der DC/DC-Wandler
ferner aufweist:
einen Transformator mit einer ersten Serienschaltung, bestehend aus einer Primärwicklung des Transformators, einem Schaltelement auf der Primärseite des Transformators, dem elektrolytischen Kondensator auf der Primärseite des Transformators und der zweiten Wicklung und einer zweiten Serienschaltung, bestehend aus einer Sekundärwicklung des Transformators, einer Diode auf der Sekundärseite des Transformators und einem Kondensator auf der Sekundärseite des Transformators sowie eine Steuerschaltung, die zwischen dem Schaltelement und einem Ausgang des DC/DC-Wandlers geschaltet ist zur Messung der Ausgangsspannung des Wandlers, um so ein Steuersignal zu erzeugen zur Einstellung der leitenden Zeit des Schaltelementes, um dergestalt die Ausgangsspannung auf einem vorbestimmten Wert zu halten.
einen Transformator mit einer ersten Serienschaltung, bestehend aus einer Primärwicklung des Transformators, einem Schaltelement auf der Primärseite des Transformators, dem elektrolytischen Kondensator auf der Primärseite des Transformators und der zweiten Wicklung und einer zweiten Serienschaltung, bestehend aus einer Sekundärwicklung des Transformators, einer Diode auf der Sekundärseite des Transformators und einem Kondensator auf der Sekundärseite des Transformators sowie eine Steuerschaltung, die zwischen dem Schaltelement und einem Ausgang des DC/DC-Wandlers geschaltet ist zur Messung der Ausgangsspannung des Wandlers, um so ein Steuersignal zu erzeugen zur Einstellung der leitenden Zeit des Schaltelementes, um dergestalt die Ausgangsspannung auf einem vorbestimmten Wert zu halten.
3. Schaltkreis nach Ansprüchen 1 oder 2, bei dem ein erster
Hochfrequenz-Filterkondensator parallel zum Schaltkreis
für die Leistungsfaktorverbesserung geschaltet ist zum
Ausfiltern der Hochfrequenz-Komponente des Schaltkreises
für die Leistungsfaktorverbesserung und damit Glätten des
Ausgangsstromes des Brückengleichrichters.
4. Schaltkreis nach Ansprüchen 1 oder 2, bei dem ein zweiter
Hochfrequenz-Filterkondensator parallel zum
Brückengleichrichter geschaltet ist zum Ausfiltern der
Hochfrequenz-Komponente des Schaltkreises für die
Leistungsfaktorverbesserung und damit Glätten des
Eingangsstromanteils des Wechselstromes.
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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DE (1) | DE19926642A1 (de) |
TW (1) | TW431059B (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10135599A1 (de) * | 2001-07-20 | 2003-02-13 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil mit Powerfaktorkorrektur, sowie Spule für eine diesbezügliche Korrekturschaltung |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1176705B1 (de) * | 2000-07-28 | 2003-07-09 | STMicroelectronics S.r.l. | Direkt an das Netz anschliessbarer Umwandler mit niedrigem Verbrauch |
US6487098B2 (en) | 2001-02-01 | 2002-11-26 | International Business Machines Corporation | Power factor correction (PFC) circuit that eliminates an inrush current limit circuit |
US6636430B1 (en) * | 2001-07-30 | 2003-10-21 | University Of Central Florida | Energy transfer concept in AC/DC switch mode power supply with power factor correction |
US6396724B1 (en) * | 2001-11-21 | 2002-05-28 | Hewlett-Packard Company | Charge-pumped DC bias supply |
US6909622B2 (en) * | 2002-11-05 | 2005-06-21 | Da Feng Weng | Quasi active power factor correction circuit for switching power supply |
KR100497393B1 (ko) * | 2003-06-20 | 2005-06-23 | 삼성전자주식회사 | 디스플레이 패널 구동 시스템의 고효율 전원 공급 장치 및그 설계 방법 |
KR100510143B1 (ko) * | 2003-07-01 | 2005-08-25 | 삼성전자주식회사 | 역률 보상 방법, 이에 적합한 장치 그리고 이를 적용한전원 장치 |
WO2005117502A2 (en) * | 2004-05-25 | 2005-12-08 | International Rectifier Corporation | Simplified electronic ballast circuit and method of operation |
US7149097B1 (en) | 2005-08-17 | 2006-12-12 | Synditec, Inc. | AC/DC converter with power factor correction |
CN101398548B (zh) * | 2007-09-28 | 2010-05-26 | 群康科技(深圳)有限公司 | 电源电路及液晶显示器 |
US8093871B2 (en) * | 2007-11-16 | 2012-01-10 | Jackman John F | Power distribution system control and monitoring |
KR20130134786A (ko) * | 2012-05-31 | 2013-12-10 | 주식회사 실리콘웍스 | Led 램프 구동을 위한 전원 회로 및 전원 공급 방법 그리고 플라이백 트랜스포머의 일차측 제어 회로 |
CN103856077B (zh) * | 2012-12-06 | 2016-12-21 | 东林科技股份有限公司 | 被动式功因校正交直流转换装置的功因校正电路的动作方法 |
CN103580060B (zh) * | 2013-10-21 | 2015-12-23 | 中国人民解放军海军工程大学 | 一种适用于并网逆变器的控制器及二次系统的供电方法 |
CN104582115B (zh) * | 2013-10-25 | 2017-10-13 | 绿色再生能科技股份有限公司 | 发光装置 |
US20170093291A1 (en) * | 2015-07-06 | 2017-03-30 | Ionel Jitaru | Method and Apparatus for Reducing the size of the Input Bulk Capacitor in AC to DC Converters |
US10476376B1 (en) * | 2018-12-17 | 2019-11-12 | National Chung-Shan Institute Of Science And Technology | High power factor converter |
RU208118U1 (ru) * | 2021-08-06 | 2021-12-03 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Белгородский государственный аграрный университет имени В.Я. Горина" | Устройство защиты электрической сети от воздействия гормонических составляющих тока |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5757626A (en) * | 1996-06-21 | 1998-05-26 | Delta Electronics Inc. | Single-stage, single-switch, islolated power-supply technique with input-current shaping and fast output-voltage regulation |
US5909107A (en) * | 1997-02-10 | 1999-06-01 | Tdk Corporation | Step up switching power unit and filter circuit |
-
1999
- 1999-01-04 TW TW088105190A patent/TW431059B/zh not_active IP Right Cessation
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Cited By (1)
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---|---|---|---|---|
DE10135599A1 (de) * | 2001-07-20 | 2003-02-13 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil mit Powerfaktorkorrektur, sowie Spule für eine diesbezügliche Korrekturschaltung |
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