DE19546287B4 - Leistungsschaltkreis - Google Patents

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Abstract

Selbstschwingender Schaltkreis mit folgenden Merkmalen:
a) einem Transformator (T) mit Primär-(P1), Sekundär-(S) und Zusatzwicklung (P2);
b) einem Schalttransistor;
c) einem Stromresonanzkreis, der aus der Streuinduktivität der aus der Primärwicklung (P1) und einem Stromresonanzkondensator (Ci) mit parallelgeschalteter Induktivität (Li) besteht, der in Reihe mit der Primärwicklung (P1) und dem Schalttransistor (Q1) liegt;
d) einem Spannungsresonanzkondensator (Cv) parallel zum Schalttransistor (Q1);
e) einer zwischen, der Zusatzwicklung (P2) und der Basis des Schalttransistors (Q1) angeordneten Schaltungsanordnung, die aus einer "EIN"-Zeitsteuerschaltung (1) und einer "AUS"-Zeitsteuerschaltung (2) besteht; und
f) sekundärseitigen Gleichricht- und Glättungsmitteln, die eine Diode (D2) und einen Kondensator (C2) umfassen.

Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsschaltkreis bzw. eine Leistungsschaltung eines Schaltumkehr- oder Invertertyps. Noch genauer ist die Erfindung auf einen Leistungsschaltkreis eines einseitig geerdeten bzw. einpoligen Typs gerichtet, die einen Hauptschalttransistor auf der Primärseite eines Transformators angeordnet aufweist.
  • Ausgangspunkt
  • Es sind herkömmliche Leistungsschaltkreise bekannt, die eine geringe Größe, ein leichtes Gewicht und eine hohe Betriebseffizienz aufweisen. In dieser Hinsicht wurden mehrere Verfahren vorgeschlagen, bei denen z.B. eine Stromresonanz oder Spannungsresonanz verwendet wird, um die Schaltwellenform sinusförmig zu machen, wobei eine Rauschreduzierung durch einen Leiter mit Null-Strom und/oder Null-Spannung erreicht wird.
  • Bei einem Leistungsschaltkreis gemäß einem solchen Verfahren (das nachfolgend als "erstes Verfahren" bezeichnet wird) ist ein Resonanzkreis auf der Primärseite des Transformators vorgesehen. Die Hauptschaltelemente des Kreises sind vom Gegentakttyp mit zwei Schalttransistoren, die mit der Primärwicklung des Transformators verbunden sind. Ein Kondensator, der einen Stromresonanzkreis mit der Leckinduktivität der Primärwicklung bildet, ist in Serie mit der Primärwicklung geschaltet.
  • Bei einem Leistungsschaltkreis gemäß einem anderen Verfahren (das nachfolgend als "zweites Verfahren" bezeichnet wird) ist ein Resonanzkreis bzw. eine Schaltung auf der Sekundärseite des Transformators vorgesehen. Bei diesem Kreis bzw. dieser Schaltung ist das Hauptschaltelement vom einpoligen bzw. einseitig geerdeten Typ mit einem Schalttransistor, und es ist kein Resonanzkreis auf der Primärseite des Transformators vorgesehen. Ein auf Pulsationen bzw. Welligkeit basierender Stromresonanzkreis ist auf der Sekundärseite des Transformators vorgesehen, wie in der US 4,415,959 gezeigt ist.
  • Bei dem Schaltkreis gemäß dem ersten Verfahren werden zwei Schalttransistoren in einer Gegentaktform verwendet, da dann, wenn der Stromresonanzkondensator auf der Primärseite des Transformators vorgesehen ist, in Betracht gezogen werden muß, daß Ladungen von dem Kondensator absorbiert werden müssen. Ein Problem, das mit der Verwendung der zwei Schalttransistoren assoziiert ist, sind jedoch erhöhte Herstellungskosten.
  • Bei dem Schaltkreis gemäß dem zweiten Verfahren wird nur ein Schalttransistor verwendet und daher ist der Schaltkreis einfach. Bei einem Leistungsschaltkreis ist im allgemeinen die Spannung auf der Primärseite höher als die Spannung auf der Sekundärseite und demgemäß ist der Strom auf der Sekundärseite größer als der Strom auf der Primärseite, was einen größeren Verlust elektrischer Leistung zur Folge hat infolge des größeren Widerstandes auf der Sekundärseite. Somit müssen, wenn das stromresonante induktive Element und der Kondensator auf der Sekundärseite vorgesehen sind, diese eine viel höhere welligkeitwiderstehende Kapazität besitzen, als wenn sie auf der Primärseite vorgesehen wären. Dies hat eine Verschlechterung der Betriebseffizienz und einen Anstieg der Herstellungskosten zur Folge.
  • Aus JP 59-209068 (A) in: Patents Abstracts of Japan, Sect. E, 1985, Vol. 9/No. 75 (E-306) ist ein 1-Element Typ Schaltregulator mit einem Transistorschalter bekannt, der durch das Einfügen eines eine Spule und einen Kondensators aufweisenden Parallelschaltkreises auf der Primärseite der Schaltung in Serie mit der Primärwicklung eines Haupttransformators und des Schalters gebildet ist. Eine gleichrichtende glättenden Schaltung ist mit der Sekundärseite des Transformators verbunden, wobei eine Ausgangsspannung erhalten wird. Wenn der Schalter geschlossen wird, wird ein vibrierender Strom in der primärseitigen Schaltung generiert. Diese Schaltung stellt einen Regeltyp mit einer Konstantregelung während der Zeitspanne dar, während der der Schalter eingeschaltet ist, und bei der die Ausgangsspannung durch veränderliche Regelung der AUS-Breite stabilisiert wird.
  • Aus der US-Patentschrift US 4 410 936 ist ein schaltender Leistungsumwandler mit hoher Umwandlungseffizienz bekannt. Der Umwandler umfaßt eine Gleichstromleistungsquelle, ein Schaltelement und einen Transformator, so daß die Gleichstromleistungsquelle die Primärleistung an den Transformator durch das Schaltelement liefert. Ein Gleichrichter und eine Ausgangsfilterschaltung sind auf der Sekundärseite des Transformators vorgesehen. Eine Parallelschaltung mit einem Kondensator und einer Spule wird in den primären Strompfad eingefügt, und eine Regelschaltung regelt den EIN- bzw. AUS-Zustand des Schaltelements, so daß das Schaltelement in den EIN-Zustand geschaltet wird, wenn der Strom in der Spule einen vorgegebenen Wert erreicht, was von der Ausgangsleistung des vorliegenden Leistungsumwandlers abhängt, und das Schaltelement in den AUS-Zustand geschaltet wird, nachdem der Strom in dem Schaltelement Null erreicht. Da der Strom dann im Schaltelement Null ist, wenn das Schaltelement in den AUS-Zustand geschaltet wird, findet kein Leistungsverlust während des AUS-Übergangs statt, und somit wird die Umwandlungseffizenz verbessert.
  • Weder der Gegenstand der JP 59-209068 A noch der Gegenstand der US 4 410 936 weist eine sinusförmige Kollektor-Emitter-Spannung am Schalttransistor auf, so daß diese Schaltungen Rauschen und höhere Verluste aufweisen.
    •
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • In Anbetracht der obigen Schwierigkeiten, die die herkömmlichen Leistunsschaltkreise begleiten, ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Leistungsschaltkreis vorzusehen, der geringere Herstellungskosten, ein reduziertes Rauschen und eine größere Betriebseffizienz aufweist, als ein herkömmlicher Leistunsschaltkreis.
  • Die vorhergehenden und weiteren Ziele und Vorteile können durch einen Leistungsschaltkreis gemäß Anspruch 1 erreicht werden.
  • Weiterbildungen der Erfindung können gemäß der Unteransprüche ausgeführt werden.
    •
  • Kurze Beschreibung der Zeichnung
  • In der Zeichnung zeigt:
  • 1 ein Schaltungsdiagramm, das die Anordnung eines Leistungsschaltkreises gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung zeigt;
  • 2 ein Wellenformdiagramm, das den Strom und die Spannung eines Transistors in dem in 1 gezeigten Leistungsschaltkreis zeigt;
  • 3 ein Schaltungsdiagramm, das eine Testschaltung bzw. einen Testkreis zeigt, der mehrere Schaltungselemente des in 1 gezeigten Leistungsschaltkreises verwendet;
  • 4A, 4B und 4C Diagramme, die Betriebswellenformen in der in 3 gezeigten Testschaltung zeigen.
  • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun im Detail unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. Bei dieser Beschreibung bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente. Es sei bemerkt, daß die vorliegende Erfindung in keiner Weise auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt ist. Die Erfindung ist nur durch die Ansprüche beschränkt.
  • Gemäß 1 sind Eingangsanschlüsse A1 und A2 z.B. mit einer herkömmlichen Wechselstromleistungsquelle verbunden. Eine Gleichrichtschaltung bzw. ein Kreis, der eine Diode D1 und einen Kondensator C1 verwendet, ist zwischen den Eingangsanschlüssen A1 und A2 geschaltet. Die Ausgangsanschlüsse des Gleichrichtkreises sind als Gleichstromleistungsanschlüsse B1 und B2 bezeichnet. Eine Serienschaltung der Primärwicklung P1 eines Transformators T und eines Hauptschalttransistors, d.h. einem NPN Transistor Q1 ist zwischen den Gleichstromleistungsanschlüssen B1 und B2 geschaltet. Ein Startwiderstand R1 ist zwischen der Basis des Transistors Q1 und dem Leistungsanschluß B1 geschaltet, um den Transistor Q1 einzuschalten, wenn der Leistungsschalter betätigt wird.
  • Eine "Ein"-Zeitsteuerschaltung 1 ist zwischen einem Anschluß der Zusatz- oder Hilfswicklung P2 des Transformators T und der Basis des Transistors Q1 geschaltet, die zum Ein- und Ausschalten des Transistors Q1 mit einer vorbestimmten Periode dient, und zwar unter Verwendung der Ausgangsgröße der Zusatzwicklung P2. Die "Ein"-Zeitsteuerschaltung 1 umfaßt ein induktives Element Lb, einen Widerstand Rb und einen Gleichstrom- bzw. Gleichspan nungsblockierkondensator Cb. Ein NPN Transistor Q2 ist zwischen der Basis und Emitter des Transistors Q1 geschaltet, um den Transistor Q1 auszuschalten.
  • Andererseits ist eine "Aus" Zeitsteuerschaltung 2 zwischen der Basis des Transistors Q2 und den Anschlüssen der Zusatzwicklung P2 des Transformators T geschaltet. Die "Aus"-Zeitsteuerschaltung 2 ist eine zeitkonstate Schaltung, die Widerstände R2 und R3 und einen Kondensator Ct umfaßt. Der Widerstand R3 ist durch eine Diode D5 kurzgeschlossen, um den Kondensator Ct zu entladen.
  • Eine parallele LC Schaltung 3, die eine Parallelschaltung eines Kondensators Ci und eines induktiven Elementes Li ist, ist zwischen der Primärwicklung P1 des Transformators T und dem Kollektor des Transistors Q1 geschaltet. Der Kondensator Ci der parallelen LC Schaltung 3 und die Leckinduktivität des Transformators T bilden eine Stromresonanzschaltung. Das induktive Element Li ist vorgesehen zum Absorbieren der Ladung, nachdem der Transistor Q1 ausgeschaltet ist, die in dem Kondensator Ci durch den Stromresonanzbetrieb gespeichert wurde.
  • Der Wert des Kondensators Ci der parallelen LC Schaltung 3 wird gemäß der Leckinduktivität (ungefähr 10 μH) des Transformators T bestimmt, so daß eine vorbestimmte Resonanzfrequenz erhalten wird. Der Wert des induktiven Elements Li sollte so bestimmt werden, daß die Resonanzfrequenz fi der parallelen Schaltung 3 die folgende Bedingung erfüllt: fm ≥ fi,wobei fm die Schaltfrequenz des Transistors Q1 ist. Zusätzlich werden akzeptable Ergebnisse erhalten, wenn die folgende Beziehung erfüllt wird: fi ≒ fm/2.
  • Ein Kondensator Cv ist zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q1 geschaltet. Der Kondensator Cv bildet einen Spannungsresonanzkreis mit der Hauptinduktivität der Primärwicklung P1 des Transformators T. Der Wert des Kondensators Cv wird gemäß der Hauptinduktivität (ungefähr 2 mH) der Primärwicklung P1 bestimmt, so daß eine vorbestimmte Resonanzfrequenz erhalten wird. Die Leckinduktivität ist viel kleiner als die Hauptinduktivität der Primärwicklung und daher ist der Wert des Stromresonanzkondensators Ci viel größer als der des Spannungsresonanzkondensators Cv. Somit wird der Spannungsresonanzbetrieb im wesentlichen nicht durch die Verbindung des Stromresonanzkondensators Ci beeinflußt.
  • Ein Kondensator Cp ist zwischen den Kollektor des Transistors Q1 und die Basis des Transistors Q2 geschaltet. Der Kondensator Cp ist ein positiver Rückkopplungskondensator, der, wenn der Transistor Q1 eingeschaltet ist, eine negative Vorspannung an die Basis des Transistors Q2 anlegt und somit den Ausschaltebetrieb des Transistors Q1 beschleunigt.
  • Eine Schutzdiode D3 gegen übermäßige Spannung für den Transistor Q1 ist zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors Q1 geschaltet. Die Diode D3 kann jedoch dort weggelassen werden, wo ein Transistor mit einem vorbestimmten Nennwert als Q1 verwendet wird. Eine weitere Schutzdiode D4 gegen übermäßige Spannung ist zwischen die Basis und den Emitter des Transistors Q1 geschaltet zum Verhindern, daß der Kondensator Cb festgelegt bzw. festgeklemmt wird, und zwar infolge der Diodencharakteristika zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q1. Auf der Sekundärseite des Transformators T wird eine Gleichricht- und Glättschaltung 4 durch eine Diode D2 und einen Kondensator C2 gebildet.
  • Bei dem oben beschriebenen Leistungskreis bzw. der Leistungsschaltung wird eine an die Anschlüsse B1 und B2 angelegte Gleichstromspannung in eine Wechselstromspannung umgewandelt durch den Ein-Aus-Betrieb des Schalttransistors Q1, der mit einer vorbestimmten Periode durchgeführt wird, die durch die Zeitsteuerschaltungen oder Kreise 1 und 2 gesteuert wird. Die Wechselstromspannung wird an den Transformator T angelegt, so daß sie auf der Sekundärseite des Transformators T in eine vorbestimmte Gleichstrompannung umgewandelt wird durch die Gleichricht- und Glättschaltung 4.
  • Bei diesem Schaltinverterbetrieb fließt, während der Transistor Q1 leitend (ein) gehalten wird, der Resonanzstrom des Stromresonanzkreises des Kondensators Ci in dem Kreis bzw. der Schaltung. Bei dieser Schaltung bzw. Verbindung ist der Wert des Kondensators Ct so ausgewählte, daß, bevor der Transistor Q1 ausgeschaltet wird, der Resonanzstrom auf Null gebracht wird. Wenn somit der Transistor Q1 in den Aus-Zustand geschaltet wird, ist der Kollektorstrom im wesentlichen Null. Mit anderen Worten wird ein Nullstrom-"Aus"-Betrieb durchgeführt. Dieser Stromresonanzbetrieb macht die Stromwellenform genau sinusförmig, so daß der Schaltbetrieb ein geringes Rauschen und einen geringen Verlust aufweist, da die an das Schaltelement angelegte Spannung nicht mit dem darin fließenden Strom überlappt.
  • Während der Transistor Q1 andererseits in dem Aus-Zustand ist, strömt der Resonanzstrom des Spannungsresonanzkreises des Kondensators Cv in der Schaltung bzw. dem Kreis. Bei dieser Schaltung bzw. Verbindung ist die Resonanzfrequenz so ausgewählt, daß, wenn der Transistor Q1 im Übergang zu einem "Ein"-Zustand ist, die Resonanzspannung auf Null gebracht wird. Infolge dieses Spannungsresonanzbetriebs wird der Transistor Q1 eingeschaltet, wobei die Kollektor-Emitter-Spannung im wesentlichen Null ist. Mit anderen Worten wird ein Null-Spannung-"Ein"-Betrieb durchgeführt. Demgemäß ist die Spannungswellenform auch genau sinusförmig, so daß der Schaltbetrieb ein geringes Rauschen und einen geringen Verlust aufweist, da keine Überlappung der Führungszeit der Spannung auftritt, und zwar in einer gleichen Art und Weise wie bei dem oben beschriebenen Strom.
  • Bei dem oben beschriebenen Stromresonanzbetrieb wird die in dem Kondensator Ci, während der Transistor Q1 leitend (ein) gehalten wird, gespeicherte Ladung durch das induktive Element Li absorbiert, das den Kondensator Ci kurzschließt, wenn der Transistor Q1 ausgeschaltet ist. Bei dieser Schaltung wird bezüglich der Schaltfrequenz fm des Transistors Q1 die Resonanzfrequenz fi des Resonanzkreises gebildet durch den Kondensator Ci und das induktive Element Li in der oben beschriebenen Art und Weise bestimmt, so daß die Absorbtion der Ladung von dem Kondensator Ci ohne nachteilige Beeinflussung des Stromresonanzbetriebs erreicht wird.
  • 2 ist ein Wellenformdiagramm, das die Kollektoremitterspannung VQ und den Kollektorstrom IQ des Transistors Q1 in der Leistungsschaltung gemäß der Erfindung zeigt. Wie in 2 zu sehen ist, erlauben der Null-Strom-"Aus"-Betrieb der Stromresonanz und der Null-Spannung-"Ein"-Betrieb der Spannungsresonanz einen Schaltbetrieb mit geringem Verlust, und zwar basierend auf einer sinusförmigen Wellenform.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das Hauptschaltelement vom einpoligen bzw. einseitig geerdeten Typ mit nur einem Transistor Q1. Somit ist die Schaltung einfach im Vergleich zu der Schaltung, bei dem das Hauptschaltelement des Gegentakttyps ist. Die parallele Schaltung 3, die mit dem Stromresonanzkondensator Ci und dem indukti ven Element gebildet wird, ist auf der Primärseite des Transformators T vorgesehen, wo der Strom klein ist. Somit können der Kondensator Ci und das induktive Element Li eine geringe Stromkapazität besitzen, was eine Reduzierung des Verlustes und der Herstellungskosten fördert.
  • 3 zeigt eine experimentelle Testschaltung, die Schaltungselemente des in 1 gezeigten Ausführungsbeispiels umfaßt, während die 4A, 4B und 4C die Wellenformen von Strömen und Spannungen zeigen, die unter Verwendung der experimentellen Schaltung gemessen wurden. Bei der experimentellen Schaltung weist der Stromresonanzkondensator Ci 0,27 μF auf, das durch Ci kurzgeschlossene induktive Element Li weist einen Wert von 47 μH auf und der Spannungsresonanzkondensator Cv weist einen Wert von 390 pF auf. In der 4C ist der Strom IL, der in dem induktiven Element Li fließt, der Entladungsstrom des Kondensators Ci. In 4B bezeichnet das Bezugszeichen T1 die Periode, die aus der folgenden Gleichung erhalten wird: T1 = 1/fm,wobei fm die Resonanzfrequenz des Stromresonanzkreises ist, der gebildet wird durch den Kondensator Ci und eine Leckinduktivität LM. Ferner bezeichnet das Bezugszeichen T2 in 4B die Periode, die aus der Resonanzfrequenz des gesamten Kreises bzw. der gesamten Schaltung einschließlich des induktiven Elementes Li bestimmt wird.
  • Wie in den 4B und 4C gezeigt ist, wird der größte Anteil des Stroms (Energie) IT, der in der Primärseite des Transformators angesammelt ist gleich dem Strom IC, der in dem Kondensator Cd fließt, wenn der Leistungsschaltkreis in dem "Ein"-Zustand ist. Wenn der Resonanzstromfluß während einer konstanten Zeitperiode Ti beendet wird, beginnt der Strom IL zu fließen, wie in 4C gezeigt ist, um den Kondensator C1 zu entladen, und zwar aufgrund des induktiven Elementes Li. Andererseits wird während der Zeitperiode T1 bis zur nächsten Einschalt-Zeitsteuerung des Leistungsschaltkreises die in dem Kondensator C1 angesammelte Ladung vollständig entladen. Danach schaltet der Leistungsschaltkreis wieder zu dem Anfangszustand, wo der Strom IT in der Primärseite des Transformators fließt und derselbe Oszillationsvorgang wird wiederholt.
  • Wie oben beschrieben, ist bei dem Leistungsschaltkreis der vorliegenden Erfindung der Stromresonanzkreis als ein einpoliger bzw. einseitig geerdeter Schaltinverter auf der Primärseite des Transformators ausgebildet und das ladungsabsorbierende induktive Element ist parallel zu dem Stromresonanzkondensator geschaltet. Somit weist der Leistungsschaltkreis der Erfindung ein geringes Rauschen und eine verbesserte Effizienz auf und kann mit reduzierten Kosten im Vergleich zu herkömmlichen Leistungsschaltkreisen hergestellt werden.
  • Zusammenfassend sieht die Erfindung einen Transformator mit einer Primärwicklung vor, deren erstes Ende mit einem ersten Eingangsanschluß verbunden ist. Ein Schalttransistor ist zwischen ein zweites Ende der Primärwicklung und einen zweiten Eingangsanschluß geschaltet. Zeitsteuerschaltungen steuern einen Ein-Aus-Betrieb des Transistors während eine Gleichricht- und Glättschaltung, die auf der Sekundärseite des Transformators vorgesehen ist, eine Ausgangsgröße bzw. ein Ausgangssignal von dem Transformator gleichrichtet und glättet. Bei dem Leistungsschaltkreis absorbiert eine Parallelschaltung eines Kondensators und eines induktiven Elements Ladungen von dem Kondensator, der in Serie mit der Primärwicklung des Transformators geschaltet ist, während ein Resonanzkondensator, der zwischen den Kollektor und den Emitter des Schalttransistors geschaltet ist, einen Spannungsre sonanzkreis mit der Hauptinduktivität der Primärwicklung des Transformators bildet.

Claims (19)

  1. Selbstschwingender Schaltkreis mit folgenden Merkmalen: a) einem Transformator (T) mit Primär-(P1), Sekundär-(S) und Zusatzwicklung (P2); b) einem Schalttransistor; c) einem Stromresonanzkreis, der aus der Streuinduktivität der aus der Primärwicklung (P1) und einem Stromresonanzkondensator (Ci) mit parallelgeschalteter Induktivität (Li) besteht, der in Reihe mit der Primärwicklung (P1) und dem Schalttransistor (Q1) liegt; d) einem Spannungsresonanzkondensator (Cv) parallel zum Schalttransistor (Q1); e) einer zwischen, der Zusatzwicklung (P2) und der Basis des Schalttransistors (Q1) angeordneten Schaltungsanordnung, die aus einer "EIN"-Zeitsteuerschaltung (1) und einer "AUS"-Zeitsteuerschaltung (2) besteht; und f) sekundärseitigen Gleichricht- und Glättungsmitteln, die eine Diode (D2) und einen Kondensator (C2) umfassen.
  2. Schaltkreis nach Anspruch 1, der ferner einen Spannungsresonanzkreis aufweist, der parallel mit dem Schalttransistor (Q1) geschaltet ist.
  3. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schalttransistor (Q1) ein NPN Transistor ist.
  4. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die "EIN"-Zeitsteuerschaltung (1) zwischen einen ersten Anschluß einer Zusatzwicklung (P2) des Transformators (T) und der Basis des Schalttransistors (Q1) geschaltet ist, wobei die "EIN"-Zeitsteuerschaltung (1) den Schalttransistor (Q1) mit einer vorbestimmten Periode ein- und ausschaltet, und zwar gemäß einer Ausgangsgröße bzw. einem Ausgangssignal der Zusatzwicklung (P2) des Transformators (T).
  5. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die "EIN"-Zeitsteuerschaltung (1) ein induktives Element (Cb), einen Widerstand (Rb) und einen Gleichstromblockierkondensator (Cb) aufweist.
  6. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die "AUS"-Zeitsteuerschaltung (2) zwischen der Basis des Schalttransistors (Q1) und erste und zweite Anschlüsse einer Zusatzwicklung (P2) des Transformators (T) geschaltet ist.
  7. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die "AUS"-Zeitsteuerschaltung (2) eine zeitkonstante Schaltung einschließlich mehrere Widerstände (R2, R3) und einen Kondensator (Ct) aufweist.
  8. Schaltkreis nach Anspruch 7, der ferner eine Diode (D5) aufweist zum Kurzschließen eines der mehreren Widerstände (R2, R3) der "AUS"-Zeitsteuerschaltung (2), um ein Entladen des Kondensators (Ct) zu ermöglichen.
  9. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner Ausschaltmittel aufweist, die zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors (Q1) geschaltet sind zum Ausschalten des Schalttransistors (Q1).
  10. Schaltkreis nach Anspruch 9, wobei die Ausschaltmittel einen NPN Transistor (Q2) aufweisen.
  11. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner eine erste Schutzdiode (D3) gegen übermäßige Spannung aufweist, die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Schalttransistors (Q1) geschalten ist.
  12. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner eine zweite Schutzdiode (D4) gegen übermäßige Spannung aufweist, die zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors (Q1) geschaltet ist.
  13. Schaltkreis nach Anspruch 10, der ferner einen Rückkopplungskondensator (Cp) aufweist, der zwischen dem Kollektor des Schalttransistors (Q1) und der Basis des Ausschalttransistors (Q2) geschaltet ist.
  14. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Wert des Kondensators (Ci) der Parallelschaltung des Stromresonanzkreises gemäß der Leckinduktivität des Transformators (T) bestimmt wird.
  15. Schaltkreis nach Anspruch 14, wobei der Wert der Induktivität (Li) der Parallelschaltung des Stromresonanzkreises so bestimmt wird, daß: fm ≥ fi,wobei fm die Schaltfrequenz des Schalttransistors (Q1) und fi die Resonanzfrequenz einer solchen Parallelschaltung ist.
  16. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Resonanzfrequenz fi der Parallelschaltung des Stromresonanzkreises und die Schaltfrequenz fm des Schalttransistors (Q1) die folgende Beziehung aufweisen: fi = fm/2.
  17. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Wert des Resonanzkondensators (Cv) des Spannungsresonanzkreises gemäß der Hauptinduktivität der Primärwicklung (P1) des Transformators (T) bestimmt wird.
  18. Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Resonanzschaltung einen Resonanzstrom aufweist, wobei der Resonanzstrom so bestimmt wird, daß, wenn der Schalttransistor (Q1) zu einem AUS-Zustand geschaltet wird, der Resonanzstrom auf Null gebracht wird.
  19. Schaltkreis nach Anspruch 2, wobei der Spannungsresonanzkreis eine Resonanzspannung aufweist, wobei die Resonanzspannung so bestimmt wird, daß, wenn der Schalttransistor (Q1) in einen EIN-Zustand geschaltet wird, die Resonanzspannung auf Null gebracht wird.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19745008A1 (de) * 1997-10-11 1999-04-15 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur Steuerung des Schaltverhaltens eines Durchflußwandler-Stellgliedes sowie Durchflußwandler
JP3387456B2 (ja) 1998-10-29 2003-03-17 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US6359795B1 (en) * 1999-03-26 2002-03-19 Sarnoff Corporation Soft-switching power supply with auxiliary resonator
DE10161743B4 (de) * 2001-12-15 2004-08-05 Hüttinger Elektronik GmbH & Co. KG Hochfrequenzanregungsanordnung
JP3656911B2 (ja) 2002-09-27 2005-06-08 オリオン電機株式会社 電源回路
US7187139B2 (en) 2003-09-09 2007-03-06 Microsemi Corporation Split phase inverters for CCFL backlight system
US7468722B2 (en) 2004-02-09 2008-12-23 Microsemi Corporation Method and apparatus to control display brightness with ambient light correction
US7112929B2 (en) 2004-04-01 2006-09-26 Microsemi Corporation Full-bridge and half-bridge compatible driver timing schedule for direct drive backlight system
US7755595B2 (en) 2004-06-07 2010-07-13 Microsemi Corporation Dual-slope brightness control for transflective displays
US7187563B1 (en) * 2004-06-23 2007-03-06 Cisco Technology, Inc. DC/DC converter with multiple mutually-isolated power sources
US7173380B2 (en) * 2004-07-26 2007-02-06 Microsemi Corporation Push-pull driver with null-short feature
US7569998B2 (en) 2006-07-06 2009-08-04 Microsemi Corporation Striking and open lamp regulation for CCFL controller
CN101501974A (zh) * 2006-08-04 2009-08-05 皇家飞利浦电子股份有限公司 具有磁耦合的开关控制电路的dc-dc电功率变换器
DE102007058377A1 (de) * 2007-12-05 2009-06-10 BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Hausgeräts
US8093839B2 (en) 2008-11-20 2012-01-10 Microsemi Corporation Method and apparatus for driving CCFL at low burst duty cycle rates
DE102009030740A1 (de) * 2009-06-26 2010-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Kommutierungsverfahren einer Stromrichterphase mit rückwärts leitfähigen IGBTs
US8575853B2 (en) * 2010-01-19 2013-11-05 Ace Power International, Inc. System and method for supplying constant power to luminuous loads
US20110222291A1 (en) * 2010-03-15 2011-09-15 Chunghang Peng Lighting fixture with integrated junction-box
US8324822B2 (en) 2010-08-06 2012-12-04 Ace Power International, Inc. System and method for dimmable constant power light driver
CN104040863B (zh) * 2011-11-10 2018-06-22 苹果公司 用于控制转换器的方法
CN205407592U (zh) * 2016-01-29 2016-07-27 深圳嘉润茂电子有限公司 零电压准谐振升压电路
WO2018048312A1 (en) 2016-09-06 2018-03-15 Powerbyproxi Limited An inductive power transmitter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4410936A (en) * 1981-01-24 1983-10-18 Oki Electric Industry Co., Ltd. Power converter
US4415959A (en) * 1981-03-20 1983-11-15 Vicor Corporation Forward converter switching at zero current
JPS6387171A (ja) * 1986-09-29 1988-04-18 Shindengen Electric Mfg Co Ltd リンギングチョークコンバータ
JPH03245768A (ja) * 1990-02-23 1991-11-01 Nec Corp リンギング・チョーク・コンバータ

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2900608A1 (de) * 1978-01-17 1979-07-19 Fuji Koeki Corp Stromversorgungseinrichtung
JPS59209068A (ja) * 1983-05-11 1984-11-27 Fuji Elelctrochem Co Ltd １石式スイツチングレギユレ−タ
JPS60144788U (ja) * 1984-03-05 1985-09-26 横河電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ
JPH0691745B2 (ja) * 1988-03-14 1994-11-14 株式会社タムラ製作所 電圧共振型コンバータ
US5412555A (en) * 1991-03-26 1995-05-02 Ricoh Company, Ltd. Self-oscillating DC-DC Converter with zero voltage switching
JP2722869B2 (ja) * 1991-06-11 1998-03-09 ヤマハ株式会社 電源回路
JP3419797B2 (ja) * 1992-01-10 2003-06-23 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP2574261Y2 (ja) * 1993-09-01 1998-06-11 ヤマハ株式会社 スイッチング電源回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4410936A (en) * 1981-01-24 1983-10-18 Oki Electric Industry Co., Ltd. Power converter
US4415959A (en) * 1981-03-20 1983-11-15 Vicor Corporation Forward converter switching at zero current
JPS6387171A (ja) * 1986-09-29 1988-04-18 Shindengen Electric Mfg Co Ltd リンギングチョークコンバータ
JPH03245768A (ja) * 1990-02-23 1991-11-01 Nec Corp リンギング・チョーク・コンバータ

Non-Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP 1-234055 (A) In: Patents Abstracts of Japnan, Sect. E, 1989, Vol. 13/No. 564 (E-860)
JP 1234055 A, In: Patents Abstracts of Japnan, Sect. E, 1989, Vol. 13/No. 564 (E-860) *
JP 2087968 A In: Patents Abstracts of Japan, Sect. E, 1990, Vol. 14/No. 278 (E-941) *
JP 2-87968 (A) In: Patents Abstracts of Japan, Sect. E, 1990, Vol. 14/No. 278 (E-941)
JP 59-209068 (A) In: Patents Abstracts of Japan Sect. E, 1985, Vol. 9/No. (E.306)
JP 59209068 A, In: Patents Abstracts of Japan Sect. E, 1985, Vol. 9/No. (E.306) *

Also Published As

Publication number Publication date
US5751560A (en) 1998-05-12
DE19546287A1 (de) 1996-07-04
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JP2806283B2 (ja) 1998-09-30

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