DE2705969A1 - Vorschaltanordnung fuer entladungslampe - Google Patents
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Description
11.Febr.1977 Vo./he.
6000 Frankfurt/Main 1 Kaiserstrasse 41
Telefon (OeIl) 235555
Telex: 04-16759 mapot d Poitschedc-Konto. 282420-602 Frankfurt/M.
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Bankkontos 225/0389
Deutsche Bank AG, Frankfurt/M.
GENERAL ELECTRIC COMPANY
1 River Road Schenectady, N.Y./U.S.A.
Vorschaltanordnung für Entladungslampe
709836/0653
Die Erfindung bezieht sich auf elektronische Schaltungsanordnungen
für Entladungslampen mit einer Vorschaltanordnung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Hochfrequenz-Vorschaltanordnungen
mit Reihenresonanz-Starterschaltungen.
Elektrische Entladungslampen zeichnen sich durch eine negative Widerscandscharakteristik und ein relativ hohes Ionisationspotential
aus, das leicht kleiner wird, wenn sich die Lampenelektroden während des Betriebes erwärmen. Hilfss titungen zum Betreiben
derartiger Lampen müssen eine hohe Leerlaufspannung zum Starten und eine positive Reihenimpedanz für einen stabilen Lampenbetrieb
haben. Diese Charakteristiken werden üblicherweise durch eine Reihen-Vorschaltanordnung mit einer hohen Streuinduktivität
erhalten. Die bekannten Schaltungsanordnungen ziehen jedoch wesentliche Blindströme und sind deshalb im allgemeinen un-
mit
geeignet zum Betreiben von Entladungslampen in Verbindung/transistorisierten
Leistungsinvertern.
Bekannte Vorschaltanordnungen für Lampen enthielten Kondensatoren,
die der Entladungslampe parallel geschalt sind, um mit einer induktiven VorschalLanordnung (Ballast) in Resonanz
zu schwingen und eine hohe Leerlauf-Starterspannung zu bilden. Diese Kondensatoren wurden so ausgewählt, daß sie bei der Betrifcbsfrequenz
der Hauptleistungsquelle in Resonanz sind und somit eine erh .ite Spannung für die Lumpen ioni sat ion erzielen.
Diese Technik verliert jedoch an Wirksamkeit, wenn die induktiven und kapazitiven Komponenten altern und die Resonanzfrequenz
der Starterschaltung sich von derjenigen der Leistungsquelle verschiebt.
Die der Erfindung zugrundf liegende Aufgabe besteht deshalb darin,
Verfahren und Schaltungsanordnungen zum Starten und Betreiben elektrischer Entladungslampen in Verbindung mit einer transistorisierten
Inverterschaltung zu schaffen.
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Erfindungsgemäß ist eine induktive Reihen-Vorschaltanordnung mit einem Kondensator in Resonanz, der der Entladungslampe parallel
geschaltet ist. Der Inverter ist so ausgelegt, daß er die Resonanzfrequenz einer eine hohe Güte aufweisenden Last und eine
Frequenz, die etwas oberhalb der Resonanzfrequenz einer Last mit kleiner Güte liegt, sucht und bei diesen arbeitet. Die Schaltungsanordnung
sucht deshalb einen Re :onanzzustand bei hoher Spannung für den Anfuugsbetrieb einer kalten Lampe und eine
etwas kleinere stationäre Spannung für den normalen Lampenbetrieb. Die Schaltungsanordnung ist gut geeignet für einen Betrieb von
leicht induktiven Lasten und, durch Suchen der Resonanzfrequenz der Vorschaltkomponenten, kompensiert sie die Effekte der Komponentenalterung.
Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand
der folgenden Beschreibung und der Zeichnung eines Ausführungsbeispieles näher erläutert.
Figur 1 ist ein Blockdiagramm der Lampenbetriebsschaltung.
Figur 2 ist ein Bode-Diagramm und zeigt die Impedanz-Chrakteristiken
einer resonanten Vorsehaltanordnung vor der Lampenionisation.
Figur 3 ist eine Bode-Diagramm und zeigt die Impedanz-Charakteristiken
einer resonanten Vorschaltanordnung nach der Lampenionisation.
Figur 4 ist ein schematisches Schaltbild von einem transistorisierten
Inverter für eine Verwendung in der Schaltungsanordnung gemäß Figur 1.
Elektrische Entladungslampen zeichnen sich durch eine hohe Impedanz
vor dem Starten aus. Bei Anlegen einer relativ hohen Starterspannung nimmt die Lampenklemmenspannung ab und der Betriebsstrom nimmt nach Art eines negativen Widerstandes zu. HiIfskomponenten
für derartige Lampen müssen für eine relativ hohe Leer-
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laufspannung zum Ionisieren der Lampe und eine positive Reihenimpedanz
oder andere Strombegrenzungsfunktionen sorgen, um die Lampenbetriebscharakteristik nach Art eines negativen Widerstandes
zu stabilisieren.
Figur 1 ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Entladungslampe
20 aus einer relativ niederfrequenten Wechselstromquelle 10. Die Leistungsquelle 10, die beispielsweise eine Frequenz
von 60 Hz oder eine andere Netzfrequenz haben kann, wird gleichgerichtet und gefiltert zu einem Gleichstrom in einer üblichen
Schaltungsanordnung 12. Der Gleichstrom am Ausgang der Filterschaltung wird den Eingangsklemmen A und B einer hochfrequenten
transistorisierten Inverterschaltung 1Ί zugeführt, die im folgenden näher beschrieben wird. Die Ausgangsspannung der
Inverterschaltung V1 an den Klemmen E und F wird an eine Lampenschaltung
angelegt, die eine Drosselspule 16 und eine damit in Reihe geschaltete Parallelschaltung aus einem Kondensator 18 und
der Entladungslampe 20 umfaßt. Die Güte Q der aus dem Kondensator 18 und der Drossel 16 gebildeten Schaltungsanordnung sollte bei
Fehlen der Lampenlast hoch sein, d. h. größer als 2 oder 3· Der Auegangsstrom des Inverters 14, der durch die Reihendrossel 16
fließt, ist mit I. bezeichnet.
Vor dem Ausbilden einer elektrischen Entladung stellt die Lampe 20 eine sehr hohe Impedanz dar. Figur 2 ist ein Bode-Diagramm
der Amplitude und Phase der Lampenimpedanz an den Klemmen E und F bei derartigen Bedingungen. Die Amplitude der Sehaltungsimpedanz
steigt bis zu einem Maximalwert bei der Reihenresonanzfrequenz ο»« des Kondensators 18 und der Drossel 16 an. Die Schaltungsimpedanz ist kapazitiv unterhalb der Resonanzfrequenz und indukt
7 oberhalb dieser Frequenz.
Die Ausbildung einer elektrischen Entladung senkt stark die effektive Impedanz R der Lampe 20 und vermindert die Oüte Q des
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Resonanzkreises, der durch die Drossel 16 und den Kondensator gebildet ist. Figur 3 ist ein Bode-Diagramm der Amplitude und
Phase der Impedanz, die an den Inverterausgangsklemmen E und P nach Zünden der Lampe dargestellt ist.
Figur 4 zeigt ein schematisches Schaltbild von einer transistorisierten
Inverterschaltung für einen Betrieb in der Lampenschaltung gemäß Figur 1. Der Inverter erzeugt am Ausgang eine
im wesentlichen rechteckige Welle mit einer Frequenz, die, wie im folgenden noch näher be ehrieben wird, so gewählt ist, daß
sie etwa 1/3 der Resonanzfrequenz der Ausgangsschaltung beträgt, d. h.
(1) 6ΊΤ
Der Inverter weiüt einen Transformator 54 mit einer in der Mitte
angezapften Primärwicklung 56 auf. Eine positive Netzspannung
wird an die Mitte der Wicklung 56 an der Klemme A angelegt,
und die hochfrequente Ausgangsspannung des Inverters wird an den Autotransformator-Anzapfungen der Wicklungen 56 an den
Klemmen E und F erzeugt. Wenn eine getrennte Ausgangsgröße gewünscht ist, kann die Ausgangsspannung alternativ von einer zusätzlichen
Sekundärwicklung (nicht gezeigt) auf dem Transformator 54 abgenommen werden. Die Enden der Wicklung 56, die Klemmen
G und H, sind auf entsprechende Weise mit den Kollektoren von npn-Transistoren 52 und 50 verbunden. Die Emitter der Transistoren
50 und 52 sind zusammen mit einer negativen Netzspannungsklemme B verbunden. Zwei Dioden 68 und 70 sind auf entsprechende
Weise zwischen den Kollektor und den Emitter der Transistoren und 50 geschaltet und dienen dazu, durch die Transistorschaltungen
fließende induktive Ströme umzuleiten. Die Basis des Transistors 52 ist mit Erde bzw. Masse über einen Vorspannwiderstand 60,
der einen Widerstand R1 aufweist, und eine Reihendiode 62 verbunden.
Die Basis des Transistors 50 ist auf ähnliche Weise mit
Erde bzw. Masse verbunden über einen Vorspannwiderstand 64, der
einen Wert R2 = R1 aufweist, und eine Reihendiode 66. Das eine
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Ende der Sekundärwicklung 58 auf dem Transformator 54 steht mit
der Basis des Transistors 52 in Verbindung. Das entgegengesetzte Ende der Sekundärwicklung 58 ist über einen Reihenkondensator
mit einer Kapazität C1 mit der Basis des Transistors 50 verbunden.
Die Polaritäten der Transformatorwicklungen 58 und 56 sind so gewählt, daß die Basis des Transistors 52 zu denjenigen Zeiten
positiv wird, zu der der Kollektor des Transistors 50 positiv wird. Die reziproke Zeitkonstante der Widerstände R1 = R2 und
des Kondensators C1 ist ein signifikanter Paktor im Betrieb der
Schaltungsanordnung und ist in den Bode-Diagrammen gemäß den Figuren 2 und 3 angegeben.
Der Betrieb des Inverters kann in etwas vereinfachter Weise dargestellt
werden, indem angenommen wird, daß der Transistor 50 gerade sperrt und der Transistor 52 gerade durchgeechaltet ist.
Die Spannung zwischen den Klemmen A und G ist dann gleich der Netzspannung V . und die Spannung über der Sekundärwicklung 58
ist gleich V multipliziert mit dem Windungsverhältnis No/N. des
Transformators. Zu dieser Zeit nähert sich die Spannung über dem Kondensator 72 der Spannung über der Wicklung 58, ist aber kleiner
als die Spannung. Somit erscheint die Summe der Spannung auf dem Kondensator 72 und der Spannung auf der Sekundärwicklung 58
über der Basis-Emitterverbindung des Transistors 52, die mit dem Widerstand 64 und der Diode 66 in Reihe liegt. Während dieser
HaIbschwingung wird der Kondensator 72 zunächst entladen und
dann uurch die Wicklung 58 in entgegengesetzter Richtung geladen. Der Basistreiberstrom durch die Basis-Emitterverbindung
des Transistors 52 ist somit zu Beginn der Halbwelle am größsten und fällt exponentiell mit einer ZeitkonstantenRpC1 auf 0 ab.
Zur gleichen Zeit dient der Spannungsabfall über der Diode 66 und dem Widerstand 64 dazu, den Transistor 50 in Sperrichtung
vorzuspannen und diesen im Sperrbetrieb zu halten. Wenn der Gewinn des Transistors 52 eine Konstante ß ist, dann bleibt
der Transistor 52 in Sättigung, so lange ßib
> iß, wobei i^ und i auf entsprechende Weise der Basis- und Kollektorstrom in dem
Transistor 52 ist. Wenn dieser Ungleichheit nicht mehr genügt ist,
kommt der Transistor 52 aus der Sättigung, wobei der Spannungs-
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' - 11 -
abfall zwischen den Klemmen A und G auf der Wicklung 56 kleiner wird. Dieser Spannungsabfall wird durch die Wicklung 58 rückgekoppelt,
um den Basistreiberstrom zum Transistor 52 weiter zu verkleinern und sorgt für eine schnelle Abschaltung. Die Abschaltung
des Stromflüsses in der Primärwicklung des Transformators induziert dann eine umgekehrte Spannung auf der Wicklung
58, die den Transistor 50 einschaltet und die Ausgangsgröße des Inverters kommutiert.
Die Inverterschaltung gemäß Figur 4 ist gut geeignet für einen
Betrieb mit induktiven Lasten. Es sei bemerkt, daß die Umschaltung eingeleitet wird, wenn das Produkt des Transistorgewinnes
und des Basisstromes gleich dem Kollektorstrom des Transistors
ist. Induktive Lampen bewirken, daß der Kollektorstrom während
einer Halbwelle ansteigt und somit eine schnellere und bessere Umschaltung sicherstellt. Die Frequenz der Schaltungsanordnung
nimmt ebenfalls bei induktiver Belastung zu. Wenn die induktive Belastung ansteigt, nimmt der Kollektorstrom des Transistors während
jeder Halbwelle schneller zu und die für die Umschaltung sorgende Ungleichheit wird in einem kürzeren Zeitintervall erreicht,
wodurch die Betriebsfrequenz ansteigt.
Wenn dem Gleichrichter und dem Filter Leistung zugeführt wird, steigt deren Ausgangsspannung exponentionell an. Die Inverterfrequenz
beginnt somit an einem kleinen Wert und steigt auf eine endgültige Betriebsfrequenz
WR = -
D «I Ψ IAj
dies ist die kleinste Frequenz, bei der ßi-bT/2 ~ c T/2
wobei T die Inverterperiode ist. Die Auswahl der Werte für die Drossel 16 und den Kondensator 18 ist bezüglich des Startens
nicht besonders kritisch; beide Komponenten können über einen recht weiten Bereich variiert werden und der Inverter ist trotzdem
in der Lage, die Resonanzfrequenz zu finden und festzuhalten. Bei Resonanz wird eine große sinusförmige dritte Oberwellenspannung
über dem Kondensator 18 entwickelt und an die Lampe an-
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gelegt. Sobald die Lampe zündet, ändert sich jedoch die Impedanz der Ausgangsschaltung wesentlich (s. Figur 3) und die Resonanzspitze
wird im wesentlichen eliminiert. Die Betriebsfrequenz nimmt dann auf einen Wert etwas oberhalb von
6T
in der Weise zu, daß, obwohl die Grundwelle des Stromes in ihrer Natur ohmisch ist, sich nahezu alle höheren Harmonischen der
Rechteckwelle vereinigen, um eine insgesamt induktive Stromwelle des stationären Betriebes zu erzeugen. Die positive Impedanz
der Drossel 16 sorgt bei diesen Oberwellenfrequenzen für einen stabilen Betrieb der Lampe in ihrem negativen Widerstandsbereich,
Die oben beschriebene Schaltungsanordnung bringt die Lampenvorschaltanordnung
auf Reeonanz bei der dritten Harmonischen der Treiberfrequenz. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die
Erfindung auch bei anderen Resonanzstellen der Treiberfrequenz durchgeführt werden kann. In ähnlicher Weise ist die Drossel
zwar als eine separate Komponente dargestellt, es kann bei gewissen Applikationen jedoch auch wünschenswert sein, diese
Funktion mit der derjenigen des Ausgangs transformator des Inverters zu kombinieren, wie es an sich bekannt ist.
Auf Wunsch kann die Inverterschwingung durch irgendeine spezielle
Schaltungsanordnung angestoßen werden, die für diesen Zweck üblicherweise verwendet wird.
Die Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung gestatten ein
effizientes reeonantee Starten und einen stabilen Betrieb der
Entladungslampen mit Transietor-Invertertreiberschaltungen. Die
Schaltungsanordnung sucht die resonante Starterfrequene über
einem weiten Bereich von Komponentenwerten und ist somit unempfindlich gegenüber* den Auswirkungen der Alterung der Komponenten. Die Inverterschaltung verschiebt sich bu einer relativ
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hohen Frequenz, nachdem die Entladung eingeleitet worden ist, wodurch ein stabiler Betrieb der Lampe im Bereich ihrer negativen
Widerstandscharakteristik sichergestellt ist.
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Claims (11)
1. Entladunüslampenschaltung mit einer Ausgangsschaltung, die
eine Entladungslampe, und eine mit der Lampe in Reihe geschaltete Drossel umfaßt, dadurch gekennzeichnet,
daß der Lampe ein Kondensator parallel geschaltet ist und eine Wechselspannungsquelle (1Ί) vorgesehen ist, die
mit der Ausgangsschaltung in Reihe geschaltet ist und Mittel zum automatischen Einstellen der Frequenz der Wechselspannung
in Abhängigkeit von der Impedanz der Ausgangsschaltung aufweist und die Wechselspannung etwa auf die Resonanzfrequenz
der Ausgangsschaltung zu solchen Zeiten einstellt, zu denen die Gütezahl Q der Ausgangsschaltung hoch ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Mittel zum Einstellen der
Frequenz die Frequenz von der Resonanzfrequenz der Ausgangsschaltung zu denjenigen Zeiten entfernen, zu denen die Gütezahl
Q der Ausgangsschaltung nicht hoch ist.
3. Schaltunganordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselspannungsquelle eine
transistorisierte Inverterschaltung (I1I) aufweist.
1I. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3>
dadurch gekennzeichnet, daß die transistorisierte Inverterschaltung
für einen effizienten Betrieb bei induktiver Last sorgt.
5. Schaltungan^rdnung nach Anspruch '(, dadurch gekennzeichnet,
daß die Wechselspannungsquelle ferner ei ie Netzspannungsquelle (10), eine Gleichrichterschaltung
(12), die ruit der Netzspannungaquelle verbunden ist, und
eine Filterschaltung (12) aufweist, die mit dem Ausgang der
Glejfhrichterschaltung verbunden ist, wobei der transistorisierte
Inverter (1'I) die Versorgungsspannung von dem Ausgang der Filterschaltung
erhalt.
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6. Schaltungsanordnung nach Anspruch Ί, dadurch gekennzeichnet
, daß der transistorisierte Inverter (I1I) zur Erzeugung einer Rechteckspannung an seinem
Ausgang geschaltet ist.
7. Schaltungsanordnung nach An ,ruch 6, dadurch gekennzeichnet
, daß die Wechselspannung eine Harmonische der Rechteckspannung ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch ger kennzeichnet, daß die Wechselspannung die dritte
Harmonische der Rechteckwelle ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet
, daß die transistorisierte Inverterschaltung umfaßt:
einen Transformator (51O mit einer Primärwicklung (56), die
ein erstes Ende (h), ein zweites Ende (G) und eine Mittelanzapfung
(A) aufweist, und mit einer Sekundärwicklung (58), ir ei die Polaritäten der Wicklungen (56, 58) derart gewählt
sind, daß das erste Ende (H) der Primärwicklung (56) positiv ist, wenn das erste Ende der Sekundärwicklung (58) positiv
ist, und die Mittelanzapfung (A) der Primärwicklung (56) mit einer eine erste Polarität aufweisenden Speisespannung verbunden
ist,
einen ersten Transistor (52), dessen Emitter mit einer eine zweite Polarität aufweisenden Speisespannung verbunden ist,
dessen Kollektor mit dem zweiten Ende der Primärwicklung (58) und dessen Basis mit dem ersten Ende der Sekundärwicklung (56)
verbunden ist,
einen srsten Widerstand (60) und eine erste Vorspanndiode (62),
die zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Transistors (52) in Reihe geschaltet sind,
einen zweiten Transistor (50)/ dessen Emitter mit der die
zweite Polarität aufweisenden Speisespannung verbunden und
dessen Kollektor mit dem ersten Ende (H) der Primärwicklung
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(56) verbunden ist,
einen Kondensator (72), der zwischen die Basis des zweiten Transistors (l_>0) und das zweite Ende der Sekundärwicklung
geschaltet ist,
einen zweiten Widerstand (64) und eine zweite Diode (66), die zwirnen der Basis und dem Emitter des zweiten Transistors
in Reihe geschaltet sind,
eine dritte Diode (68), die zwischen den Kollektor und den Emitter des ersten Transistors (52) geschaltet ist,
eine vierte Diode (70), die zwischen den Kollektor und den Emitter des zweiten Transistors geschaltet ist/und
zwei Ausgangsklemmen, die auf entsprechende Weise mit dem ersten und zweiten Ende der Primärwicklung verbunden sind
und zwischen denen eine Rechteckspannung erzeugbar ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (54) Autotransformator-Wicklungen
aufweist.
11. Transistorisierte Inverterschaltung, gekennzeichnet durch:
einen Transformator (54) mit einer Primärwicklung (56), die ein erstes Ende (H), ein zweites Ende (G) und eine Mittelanzapfung
(A) aufweist, und mit einer Sekundärwicklung (58), wobei die Polaritäten der Wicklungen (56, 58) derart gewählt
sind, daß das erste Ende (H) der Primärwicklung (56) positiv ist, wenn das erste Buch der Sekundärwicklung (58) positiv
ist, und die Mittelanzapfung (A) der Primärwicklung (56) mit einer eine erste Polarität aufweisenden Speisespannung verbunden
iat,
einen ersten Transistor (52), dessen Emitter mit einer eine zweite Polarität aufweisenden Speisespannung verbunden ist,
dessen Kollektor mit dem zweiten Ende der Primärwicklung (58) und dessen Basis mit dem ersten Ende der Sekundärwicklung (56)
verbunden ist,
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einen ersten Widerstand (60) und eine erste Vorspanndiode (62), die zwischen der Basis und dem Emitter des ersten
Transistors (52) in Reihe geschaltet sind, einen zweiten Transistor (50)/dessen Emitter mit der die
zweite Polarität aufweisenden Speisespannung verbunden und dessen Kollektor mit dem ersten Ende (H) der Primärwicklung
(56) verbunden ist,
einen Kondensator (72), der zwischen die Basis des zweiten Transistors (50) und das zweite Ende der Sekundärwicklung
geschaltet ist,
einen zweiten Widerstand (64) und eine zweite Diode (66),
die zwischen der Basis und dem Emitter des zweiten Transistors in Reihe geschaltet sind,
eine dritte Diode (68), die zwischen den Kollektor und den Emitter des ersten Transistors (52) geschaltet ist,
eine vierte Dioue (70), die zwischen den Kollektor und den
Emitter des zweiten Transistors geschaltet ist, und zwei Ausgangsklemmen, die auf entsprechende Weise mit dem
ersten und zweiten Ende der Primärwicklung verbunden ad und zwischen denen eine Recheckspannung erzeugbar ist.
709836/0663
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