DE3527622A1

DE3527622A1 - Vorschaltanordnung fuer eine leuchtstofflampe

Info

Publication number: DE3527622A1
Application number: DE19853527622
Authority: DE
Inventors: Jun Philip H Peters
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1984-08-06
Filing date: 1985-08-01
Publication date: 1986-02-13
Also published as: US4631449A; DE3527622C2; GB2163014A; GB2163014B; JPS6158198A; JPH059194U; NL8502180A; GB8517833D0

Description

9649.1-RD-15024

General Electric Company

Vorschaltanordnung für eine Leuchtstofflampe

Die Erfindung bezieht sich auf ein guarzgesteuertes Netzvorschaltgerät für kompakte HF-Leuchtstofflampen und betrifft insbesondere eine integrale Vorschaltanordnung hohen Wirkungsgrades zum Betreiben von elektrodenlosen Leuchtstofflampen.

In den vergangenen Jahren sind Lampenvorschaltgeräte, die im Bereich von 100-150 kHz arbeiten, zum Starten und Betreiben von solenoidalen, elektrodenlosen Leuchtstofflampen (SEF-Lampen) erfolgreich eingesetzt worden. In solchen Lampen wird eine Ferritkern- oder Luftspule benutzt, um HF-Energie in die Lampenentladung zu koppeln. Mit den jüngsten Fortschritten in der Hochspannungs-FET(Feldeffekttrans is tor) -Technologie ist es möglich, eine Sinusschwingungsleistung bei Netzspannungswerten mit hohem Wirkungsgrad und bei Frequenzen zu erzeugen, die sich in den Megahertzbe-

reich erstrecken. Der Betrieb mit höherer Frequenz ermöglicht eine kleinere, leichtere und zu niedrigeren Kosten herstellbare Vorschaltgerät- oder Ballastschaltungsanordnung, die für ein Produkt, bei welchem das Vorschaltgerät und die Lampe in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sind, besonders attraktiv ist.

Elektromagnetischer Brumm (EMB), der durch ein SEF-Vorschaltgerät erzeugt wird, enthält die Grundfrequenz und deren Oberwellenfrequenzen und wird ständig erzeugt, während die SEF-Lampe in Betrieb ist, und nicht vorübergehend lediglich zum Starten der Lampe wie bei herkömmlichen Leuchtstofflampenvorschaltgeräten. Da kein Frequenzband dem industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Gebrauch zugeordnet ist, das den Bereich von 100-150 kHz umfaßt, muß eine Kombination aus Vorschaltgerät und Lampe, die in diesem Bereich arbeitet, sehr gut abgeschirmt werden, um die FCC(Federal Communications Commission)-Bestimmungen, welche die elektromagnetische Strahlung regeln, einzuhalten. Der Betrieb bei einer Frequenz, die dem industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Gebrauch zugeordnet ist, würde die Notwendigkeit beseitigen, die Zustimmung der FCC zum Betreiben von Lampen bei einer Frequenz, die gegenwärtig nicht für ein solches kommerzielles Produkt reserviert ist, zu gewinnen. Es würde notwendig bleiben, die HF-Störung von anderen elektronischen Geräten zu minimieren, beispielsweise von Rundfunk- und Fernsehempfängern, die ohne weiteres in Entfernungen von nur einigen Zentimetern von der Lampe benutzt werden können.

Im Hinblick auf die Fortschritte in der Hochspannungs-FET-Technologie und die sich daraus ergebenden Vorteile, wie oben dargelegt, wäre ein integrales SEF-Lampenvorschaltgerät erwünscht, das bei höheren Frequenzen arbeitet als diejenigen, die bislang entwickelt worden sind. Die körper-

liehe Größe derVorschaltanordnung würde klein genug sein, so daß sie bequem und gemeinsam mit einer SEF-Lampe untergebracht werden könnten, ohne die Lampe übermäßig größer zu machen. Weiter wäre diese Vorschaltanordnung gegenüber einem Niederfrequenzvorschaltgerät billig, und die Massenproduktion von SEF-Lampen würde wirtschaftlich attraktiver werden.

Der Wirkungsgrad (die Umwandlung von Wechselstromnetzleistung in HF-Leistung) des Vorschaltgeräts sollte hoch sein, beispielsweise größer als etwa 70%, um Probleme der Wärmeableitung und der thermischen Bedingungen zu minimieren. Weiter sollte sich der Wirkungsgrad über dem Bereich erwarteter Netzspannungen nicht stark verändern, um so die Verwendung einer kleineren Gleichstromfilterkapazität zu ermöglichen, wodurch der Eingangsleistungsfaktor des Vorschaltgeräts verbessert wird. Ausreichend Leistung muß von dem Vorschaltgerät an die Lampe abgegeben werden, um das Starten und Wiederstarten der Lampe über dem vollen Bereich der erwarteten Umgebungstemperatur zu gewährleisten. Weiter sind Vorkehrungen zum Dimmen (Abdunkeln) der Lampe und zum leichten Einstellen der Ausgangsimpedanz der Ballastschaltungsanordnung zur Anpassung an Impedanzveränderungen bei Lampen gleichen Typs erwünscht. Außerdem sollte die Ausgangsfrequenz des Vorschaltgeräts ohne Rücksicht auf Veränderungen der Impedanz der Last (SEF-Lampe), der Versorgungsspannung oder der Temperatur des Vorschaltgeräts relativ konstant gehalten werden.

Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, ein Vorschaltgerät für eine SEF-Lampe zu schaffen, wobei die Ausgangsfrequenz des Vorschaltgeräts in dem Frequenzband für den industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Gebrauch liegt.

Weiter soll durch die Erfindung ein Vorschaltgerät geschaffen werden, das integral mit einer SEF-Lampe unterbringbar ist.

Außerdem soll ein Vorschaltgerät geschaffen werden, das eine Dinnersteuerung für eine SEF-Lampe hat.

Außerdem soll ein Vorschaltgerät mit hohem Wirkungsgrad für eine SEF-Lampe geschaffen werden.

Schließlich soll ein Vorschaltgerät für eine SEF-Lampe geschaffen werden, wobei sich die Ausgangsfrequenz des Vorschal tgeräts in Abhängigkeit von der Lastimpedanz, der Versorgungsspannung und der Temperatur des Vorschaltgeräts nicht nennenswert verändert.

Gemäß der Erfindung enthält eine Vorschalt- oder Ballastanordnung für eine solenoidale, elektrodenlose Leuchtstofflampe (SEF-Lampe) eine Oszillatorschaltung, die mit einer Gleichstromversorgung verbunden ist, zum Erzeugen eines HF-Schwingungssignals und eine Einrichtung, die auf das HF-Schwingungssignal hin gesonderte Schaltsignale entgegengesetzter Phase zum Ansteuern von zwei in Reihe geschalteten HF-verstärkenden Leistungstransistoren liefert, von denen jeder einen Eingang hat, an welchem eines dieser Schaltsignale anliegt. Die beiden verstärkenden Leistungstransistoren sind so geschaltet, daß sie einen gemeinsamen Ausgang haben, und werden abwechselnd durchgesteuert, um eine HF-Ausgangsspannung an diesem gemeinsamen Ausgang zum Speisen einer Leuchtstofflampenspule zu liefern. Das HF-Schwingungssignal wird in die gegenphasigen Schaltsignale mittels eines Transformators umgesetzt, der entgegengesetzt gepolte Sekundärwicklungen hat, die mit den Leistungstransistoreingängen verbunden sind. Eine Rückkopplungsspule dient zum Rückkoppeln eines Teils des Stroms in der Lampenspule zu-

rück zu dem Transformator, und ein verstellbarer Kondensator ist vorgesehen zum Koppeln von Leistung aus der Ballastschaltung in die Lampenspule. Die Oszillatorschaltung enthält einen Schwingkreis/ der mit den Eingängen der Leistungstransistoren verbunden und auf die Oszillatorfrequenz abgestimmt ist. Der Schwingkreis, der die reflektierten Eingangskapazitäten der Leistungstransistoren enthält, liefert die Gatetreiberspannungen für die Leistungstransistoren.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.

Die einzige Figur der Zeichnung zeigt ein Schaltbild eines Vorschaltgeräts nach der Erfindung.

Angesichts der Vorteile, die die Verwendung einer höheren Betriebsfrequenz für eine SEF-Lampen- und Vorschaltgerät-Anordnung mit sich bringt, hat die Anmelderin beschlossen, ein Vorschaltgerät für eine SEF-Lampe (solenoidale, elektrodenlose Leuchtstofflampe) zu entwickeln, das in dem 13,56 MHz-Band arbeitet, welches dem industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Gebrauch zugewiesen ist. Diese Frequenz und ihre erste Harmonische sind bereits früher für industrielle Zwecke benutzt worden, beispielsweise zur HF-Erwärmung. Darüber hinaus sind die zweite und die dritte Harmonische diesem Gebrauch gleichfalls zugewiesen. Da diese Frequenzen für den industriellen Gebrauch reserviert sind, kann die Stärke des elektromagnetischen Brumms und der auftretenden Strahlung aus dem Vorschaltgerät relativ viel größer sein als es bei Frequenzen erlaubt sein würde, die nicht in einem Frequenzband für den industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Gebrauch liegen. Das ist von besonderem Vorteil bei der Verwendung einer Lampe bei 13,56 MHz. Leistung kann auf die

Lampenentladung mit gutem Wirkungsgrad übertragen werden, indem nur eine kleine, solenoidale Luftspule benutzt wird, die bei der Betriebsfrequenz in Resonanz versetzt wird. Mit dieser Spulengeometrie ist der abgestrahlte Anteil (Streuung) des gesamten HF-Feldes viel größer als im Falle einer Spule mit Toroidferritkern, die typisch in einer SEF-Lampe benutzt wird, welche bei 100 kHz arbeitet.

Beim Arbeiten bei etwa 13,56 MHz verlangen die FCC-Bestimmungen, daß die Frequenz der HF-Spannung, die zum Speisen der Lampe benutzt wird, innerhalb eines Abweichungsbereiches von plus/minus 6,78 kHz gehalten wird. Die Anmelderin hat festgestellt, daß das am einfachsten erreicht werden kann, indem eine Quarzsteuerung der Vorschaltgerätosζillatorfrequenz benutzt wird.

Der Betrieb des Vorschaltgeräts nach der Erfindung wird zwar für das 13,56-MHz-Band beschrieben, es ist jedoch klar, daß die Ergebnisse der Erfindung bei anderen Frequenzen erreicht werden können, wenn die hier beschriebenen Prinzipien angewandt werden.

Die Figur zeigt eine Schaltungsanordnung für ein Vorschaltgerät zum Betreiben einer SEF-Lampe. Dioden CR1-CR4 bilden eine Diodengleichrichterbrücke, die aus einer Stromquelle 10, wie beispielsweise dem Wechselstromnetz, gespeist wird. Eine Seite der Stromquelle ist über eine Sicherung F1 mit der Anode-Katode-Verbindung von CR1 und CR3 verbunden, und die andere Seite ist mit der Anode-Katode-Verbindung von CR2 und CR4 verbunden. Die Katodenverbindung der Dioden CR1 und CR2 ist mit einer (positiven) Seite eines Filterkondensators C4 und eines Entkopplungskondensators C8 sowie mit der Drainelektrode D eines Feldeffekttransistors (FET) Q1 verbunden. Die andere (negative) Seite des Filterkondensators C4 und des Entkopplungskonden-

sators C8 ist jeweils mit der Anodenverbindung der Dioden CR3 und CR4 verbunden, die dem lokalen Massepunkt der Vorschalt anordnung entspricht. Der Kondensator C8 leitet HF-Strom von der Drainelektrode D des FET Q1 zur Masse ab, so daß kein HF-Strom durch den Filterkondensator C4 und/oder die Stromquelle 10 fließt. Eine Versorgungsgleichspannung für die Vorschaltanordnung ist dadurch an dem Filterkondensator C4 durch den Brückengleichrichter aus den Dioden CR1-CR4 vorhanden.

Die positive Seite der Diodenbrücke ist mit der Drainelektrode D eines FET Q3 über einen Vorwiderstand R3 verbunden. Ein Filterkondensator C7 ist zwischen die Sourceelektrode S des FET Q3 und Massepotential geschaltet. Der FET Q3 kann eine Vorrichtung wie der FET Q1 sein, aber mit geringerem Nennleistungswert, wie beispielsweise ein von der Siliconix Corp., Santa Clara, California, entwickelter Metall-Gate-FET od.dgl.

Die Sourceelektrode S des FET Q3 ist mit Massepotential über die Reihenschaltung aus einem Widerstand R4 und einer Spule L4 verbunden. Ein Entkopplungskondensator C5 ist zu dem Widerstand R4 parallel geschaltet. Die Verbindung zwischen dem Widerstand R4 und der Spule L4 ist mit Massepotential über die Reihenschaltung aus einem Kopplungskondensator C6 und der Primärwicklung eines Transformators T1 verbunden. Der Kondensator C6 verhindert, daß Gleichstrom durch die Primärwicklung des Transformators T1 fließt und diesen dadurch sättigt. Der Transformator T1 ist ein trifilar gewickelter Transformator (d.h. ein Transformator mit drei auf denselben Kern gewickelten Spulen), der einen Ferritkern hat. Die Phasenreferenz der Primärwicklung des Transformators T1 ist, wie durch den schwarzen Punkt angegeben, an der Verbindung zwischen dem Kondensator C6 und der Primärwicklung des Transformators T1.

Die Spule L4, der Kondensator C6 und die Eingangsimpedanz an der Primärspule des Transformators T1 bilden einen Schwingkreis, der eine Resonanzfrequenz nahe der HF-Ausgangsfrequenz der Vorschaltanordnung hat. Daher erscheint eine sinusförmige HF-Spannung an der Primärspule des Transformators T1. Ein Quarzschwinger X1 ist zwischen die Gateelektrode G des FET Q3 und die Verbindung zwischen dem Widerstand R4 und der Drosselspule L4 geschaltet. Die Verbindung zwischen dem Vorwiderstand R3 und dem Filterkondensator C7 ist mit der Gatelektrode G des FET Q3 über R2 und R1 verbunden. Die Katode einer ZHDiode Z1 ist mit der Verbindung der Widerstände R1 und R2 verbunden, und ihre Anode ist mit der Verbindung des Widerstands R4 und der Spule L4 verbunden. Die Z-Diode Z1 gewährleistet, daß keine Hochspannung an die Gateelektrode G des FET Q3 angelegt wird. Die Widerstände R1, R2 und R4, die Z-Diode Z1, der Quarzschwinger X1, der FET Q3, die Kondensatoren C5 und C6 und die Spule L4 bilden einen quarzgesteuerten Oszillator und erzeugen gemeinsam eine sinusförmige HF-Spannung an der Primärwicklung des Transformators T1.

Die erste Sekundärwicklung des Transformators T1 ist zwischen die Gateelektrode G des FET Q2 und Massepotential geschaltet und hat eine Phasenreferenz, wie durch den schwarzen Punkt angegeben, auf der Gateseite der Wicklung. Ein Widerstand R6 ist zwischen die Gateelektrode G des FET Q2 und Massepotential geschaltet, um das Dämpfen von Storschwingungen zu unterstützen, wenn der FET Q2 ein- und ausgeschaltet wird.

Eine Seite der zweiten Sekundärwicklung des Transformators T1 ist mit der Gateelektrode G des FET Q1 verbunden, und die andere Seite der zweiten Sekundärwicklung des Transformators T1 ist mit der Sourceelektrode S des FET Q1 verbunden. Die Phasenreferenz der zweiten Sekundärwicklung des

Transformators T1, die durch den schwarzen Punkt angegeben ist, ist mit dem Sourceanschluß S des FET Q1 verbunden. Ein Widerstand R5 ist zwischen die Gateelektrode G und die Sourceelektrode S des FET Q1 geschaltet, um das Dämpfen von Störschwingungen zu unterstützen, wenn der FET Q1 ein- und ausgeschaltet wird.

Die Sourceelektrode S des FET Q1 und die Drainelektrode D des FET Q2 sind miteinander verbunden, und diese Verbindung, Schaltpunkt A, ist mit der ersten Seite einer Spule L1 verbunden. Die FETs Q1 und Q2 und die erste und die zweite Sekundärwicklung des Transformators T1 bilden einen abwechselnd geschalteten Halbbrückenverstärker zum Verstärken der HF-Leistung, die über den FET Q3 der Primärwicklung des Transformators T1 zugeführt wird. Die Spule L1 wird dadurch mit einer Rechteckspannungsschwingung in dem Schaltpunkt A versorgt.

Kühlkörper für den FET Q1 und den FET Q2 sollten mit einem Isoliermaterial versehen sein, welches eine niedrige Kapazität zwischen dem Verbindungspunkt A und Masse aufrechterhält. Das heißt, das Isoliermaterial sollte gegenüber Masse für Gleichstrom und bei der Verstärkerbetriebsfrequenz eine große Impedanz darstellen und trotzdem eine hohe Wärmleitfähigkeit haben. Ein Material, wie beispielsweise Berylliumoxid, kann benutzt werden. Der FET Q1 und der FET Q2 können jeweils ein Leistungs-FET sein, wie beispielsweise der Typ IRF710, der von der International Rectifier Co., El Segundo, California, hergestellt wird, od.dgl. Die Leistungs-FETs Q1 und Q2 enthalten jeweils eine innere Diode (nicht dargestellt), die einen Weg bildet, der Rückwärtsstrom leitet, welcher fließt, wenn der Laststrom (d.h. der Strom zur Lampenspule L3) mit der Spannung an dem Schaltpunkt A nicht in Phase ist.

Die andere Seite der Spule L1 ist über einen Kondensator C1 mit Massepotential verbunden. Die Spule L1 und der Kondensator C1 bilden eine Stufe eines Lastanpassungs- und Oberwellenfilternetzwerks. Zusätzliche Stufen können bei Bedarf hinzugefügt werden, wie zum Beispiel eine zweite Stufe, welche die Spule L2 aufweist, von welcher ein Ende mit der Verbindung der Spule L1 und des Kondensators C1 und das andere Ende über einen Kondensator C2 mit Massepotential verbunden ist. Der Wert der Komponenten für das Netzwerk sollte so gewählt werden, daß die erforderliche Filterung zum Erzeugen einer sinusförmigen Ausgangsspannung und zum Optimieren der Leistungsübertragung von der Vorschaltanordnung zu einer Last in Form einer Lampe erfolgt. Die Verbindung der Spule L2 und des Kondensators C2 ist mit einer Seite eines Gleichstromblockier- und Abstimmkondensators C3 verbunden, der vorzugsweise variabel ist. Die andere Seite des Kondensators C3, die den Ausgang der Vorschaltanordnung darstellt, kann mit einer Seite der Lampenspule L3 verbunden sein.

Die andere Seite der Lampenspule L3 ist mit der negativen Schiene der Gleichstromversorgung der Vorschaltanordnung über eine vierte Wicklung des Transformators T1 verbunden, die eine Phase hat, welche durch den schwarzen Punkt angegeben ist. Wenn beispielsweise der Transformator T1 einen Ringkern aufweist, kann der Strom durch die Last, d.h. die Lampenspule L3, zu der negativen Schiene über einen Draht zurückgeleitet werden, der zuerst durch das zentrale Loch des Ringkerns des Transformators T1 geht und dann mit der negativen Schiene verbunden ist.

Die Arbeitsweise der Vorschaltanordnung wird nun beschrieben. Der Halbbrückenverstärker enthält die FETs Q1 und Q2, die in Reihe geschaltet und durch sinusförmige Gatespannungen entgegengesetzter Phase aus der zweiten bzw.

ersten Sekundärwicklung des Transformators T1 angesteuert sind. Die gemeinsame Verbindung oder der Schaltpunkt A der FETs Q1 und Q2 wird abwechselnd von der positiven Schiene (Katoden von CR1 und CR2) der Gleichstromversorgung auf die negative Schiene (Anoden von CR3 und CR4) geschaltet, so daß die Spannung zwischen dem Schaltpunkt A und jeder Schiene eine vorgespannte Rechteckschwingung ist. Diese Rechteckspannung hat eine Spitzenamplitude, die gleich der oder etwas kleiner als die Versorgungsgleichspannung ist, und zwar um ein Ausmaß, das von dem Ein-Widerstand des Transistors (d.h. des FET Q1 oder des FET Q2) und von dem Schaltpunkt-Α-Strom abhängig ist.

Das Lastanpaß- und Oberwellenfilternetzwerk enthält einen oder mehrere LC-Abschnitte und Oberwellensperren, welche die Eingangsrechteckspannung, die an dem Schaltpunkt A verfügbar ist, in eine Sinusschwingung mit niedrigem Oberwellengehalt am Ausgang des Netzwerks umwandeln (d.h. in den Kondensator C3 eingeben). Ein zweistufiges Netzwerk, das die Schaltungskomponenten L1, L2, C1 und C2 enthält, ist in der Figur als ein Beispiel gezeigt. Eine nahezu sinusförmige Ausgangsspannungsschwingung aus der Ballastschaltung wird bevorzugt, um von der Last (d.h. der Lampenspule) bei Oberwellenfrequenzen abgestrahlten elektromagnetischen Brumm zu reduzieren. Die Grundfrequenz der Ballastschaltungsausgangsspannung, welche der Lampenspule L3 zugeführt wird, wird durch die Frequenz der Spannung bestimmt, die an die Gateelektrode des FET Q1 und an die Gateelektrode des FET Q2 angelegt wird.

Der Kondensator C3 blockiert die Gleichstromkomponente der Spannung an dem Schaltpunkt A, damit diese nicht die Lampenspule L3 erreicht, und ist etwa auf Resonanz mit der Lampenspule L3 bei der Betriebsfrequenz des Verstärkers abgestimmt, um die höchste Ausgangsleistung von der Ballastschaltung auf die Lampenspule L3 zu übertragen. Typisch wird

eine hohe sinusförmige Spannung mit einem Spitze-Spitze-Wert in der Nähe von 1500 V an der Spule L3 erzeugt, um die Entladung der Lampe {nicht dargestellt) einzuleiten. Diese Spannung sinkt auf einen viel niedrigeren Wert, sobald die Lampe gezündet hat. Die Intensität des Lichtes aus der Lampe kann gedimmt werden, indem der Wert des Kondensators C3 von dem nahe beim Resonanzwert gelegenen Wert aus verringert wird, so daß die der Lampenspule L3 durch die Ballastschaltung zugeführte Leistung verringert wird.

Die sinusförmige HF-Spannung zum Ansteuern des Halbbrückenschalters wird an der Primärwicklung des Transformators T1 durch einen quarzgesteuerten Oszillator erzeugt, der einen HF-Transistor Q3 und den Schwingquarz X1 enthält. Der quarzgesteuerte Oszillator gibt einen HF-Strom an der Verbindung der Spule L4 und des Kondensators C6 (Punkt B) an einen Schwingkreis ab, der die Spule L4, den Kopplungskondensator C6 und die Eingangsimpedanz an der Primärwicklung des Transformators T1 aufweist. Die Eingangskapazitäten des FET Q1 und des FET Q2 werden als Summe zu der Primärwicklung des Transformators T1 als in Reihe mit dem Kondensator C6 reflektiert. Der Resonanzstrom, der durch den Transformator T1 fließt, muß groß genug sein, um einen Wert der Gatespannung zum Ansteuern der FETs Q1 und Q2 zu erzeugen, der abwechselnd jede Vorrichtung in den leitenden Zustand schaltet, sobald die Gatespannung den Vorrichtungsgateschwellenwert übersteigt. Der Resonanzstrom ist mehrmals größer als der HF-Strom, der durch den FET Q3 geliefert wird, und eine ausreichend hohe Gatespannung für die FETs Q1 und Q2 kann mit einem niedrigeren Leistungsverbrauch in dem FET Q3 von etwa einem Watt erzeugt werden.

An den quarzgesteuerten Oszillator wird eine Gleichspannung angelegt, die aus einer Halbwellengleichrichterver-

bindung mit einer Vollwellenbrticke, die die Dioden CR1-CR4 enthält, an der Anode der Diode CR3 über den Vorwiderstand R3 erhalten wird. Leistung für den FET Q3 kann auch geliefert werden, indem R3 direkt mit der Gleichspannung an dem Filterkondensator C4 verbunden wird, mit der Ausnahme, daß beträchtlich mehr Leistung in dem Widerstand R3 und dem FET Q3 bei Verwendung dieser Ausführungsform verbraucht wird, da der mittlere Spannungsabfall an R3 und Q3 höher ist. In jedem Fall ist der Ruhe- oder nichtschwingende Strom in dem FET Q3 gegenüber der Versorgungsspannung unempfindlich, und zwar durch die Wirkung der Z-Diode Z1 sowie der Widerstände R4 und R2. Der HF-Strom, der durch den FET Q3 geliefert wird, ist außerdem gegenüber Änderungen in der Versorgungsgleichspannung unempfindlich, so daß die Gatetreiberspannung an den FETs Q1 und Q2 gegenüber Versorgungsgleichspannungsänderungen ebenfall unempfindlich ist.

Die Schaltungsanordnung zwischen der Drainelektrode D des FET Q3 und dem Punkt B (an der Verbindung des Widerstands R4 und der Spule L4) ist bei der Frequenz des Quarzschwingers X1 selbstschwingend. Ein Teil der HF-Spannung an dem Quarzschwinger X1 wird an diesen über die Interelektrodenkapazitäten des FET Q3 angelegt. Der Widerstand R1 bildet eine Reihenimpedanz, damit eine HF-Spannung an dem Quarzschwinger X1 gebildet werden kann, weil die benachbarte Z-Diode Z1 bei HF-Frequenzen wie ein Entkopplungskondensator wirkt und jede HF-Spannung an dem Quarzschwinger X1 stark reduzieren würde, wenn der Widerstand R1 nicht vorhanden wäre.

Die quarzgesteuerte Oszillatorschaltung, welche den Schwingkreis an dem Punkt B enthält, erzeugt eine Spannung ausreichender Amplitude an der ersten und der zweiten Sekundärwicklung des Transformators T1 zum Einschalten jedes

FET Q1 und Q 2 in abwechselnder Folge für wenigstens einen Teil jeder HF-Halbperiode, um eine Ausgangsspannung an der Spule L3 zu bilden, die zum Zünden der Lampe ausreicht. Eine höhere sinusförmige Gatespannung ist jedoch erforderlich, um die FETs Q1 und Q2 jeweils über dem größten Teil jeder HF-Halbperiode vollständig eingeschaltet zu halten, so daß das Vorschaltgerät mit gutem Wirkungsgrad und bei einem Leistungswert arbeitet, welcher nahe bei dem ist, für den die Nennwerte der Transistoren für den Schaltbetrieb gewählt worden sind. Zusätzliche Leistung zum Treiben der Gatekapazitäten auf eine höhere Spannung ist erforderlich. Der Vorschaltgerätgesamtwirkungsgrad wird beträchtlich verringert, wenn diese zusätzliche Leistung nur durch den Oszillator geliefert wird. Der Wirkungsgrad wird als Ergebnis des größeren Leistungsverlustes in dem Vorwiderstand R3 und wegen des nicht hohen Wirkungsgrades der quarzgesteuerten Oszillatorschaltung verringert.

Gemäß der Erfindung wird die zusätzliche Gatetreiberleistung für den Halbbrückenverstärker, die zum Betreiben der Ballastschaltung mit hohem Wirkungsgrad benötigt wird, geliefert, indem ein Teil der HF-Ausgangsleistung zu den Eingängen der Leistungstransistoren rückgekoppelt wird. Das erfolgt vorzugsweise durch Zurückleiten des Stroms aus der Lampenspule L3 über eine vierte oder Rückkopplungswicklung des Transformators T1.

Die Polaritäten der ersten und der zweiten Sekundärwicklung des Transformators T1 sind so, daß die Spannung, die in der ersten Sekundärwicklung induziert und an die Gateelektxde G des FET Q2 angelegt wird, den FET Q2 einschaltet, und daß die Spannung, die in der zweiten Sekundärwicklung induziert und an die Gateelektrode G des FET Q.1 angelegt wird, den FET Q1 während der Zeitspanne aus-

schaltet, während der der Lampenstrom durch die Lampenspule L3 zu der negativen Schiene fließt.Deshalb ist die Rückkopplungsverbindung von der Lampenspule L3 zu dem Transformator T1 eine positive Rückkopplung.

Der Verstärker wird bei NichtVorhandensein der HF-Spannung aus dem guarzgesteuerten Oszillator nicht zu schwingen beginnen. Wenn jedoch die HF-Spannung an der Primärwicklung des Transformators T1 ausreichend groß gemacht wird, um die FETs Q1 und Q 2 durch das Einschalten des quarzgesteuerten Oszillators einzuschalten, wird der Verstärker beginnen, sowohl Ausgangsleistung als auch Rückkopplungsgatetreiberleistung zu erzeugen. Das Verstärkerausgangssignal wird durch die Komponente des Stroms aus dem Quarzoszillator, die von dem Punkt B zu dem Gatetreibertransformator T1 geliefert wird, nahe bei der Frequenz des unbelasteten Quarzschwingers gehalten.

Wenn die Eingangstreiberspannung ausreichend ist, bewirkt die positive Rückkopplung des Lampenstroms von der Lampenspule L3 zu dem Transformator T1, daß der Halbbrückenverstärker als Leistungsoszillator arbeitet, dessen Freilauffrequenz hauptsächlich durch die Blindkomponenten des Ausgangsnetzwerks und die Interelektrodenkapazitäten der Verstärkertransistoren bestimmt wird. Die Vorschaltgerätausgangsfrequenz ist eine Funktion der Differenz zwischen der Freilauffrequenz des Leistungsoszillators und der Freilauffrequenz des Quarzoszillators. Die Betriebsfrequenz ist eine Funktion der relativen Größe und Phase der Stromrückkopplungsspannung aus der Lampenspule L3 in bezug auf die Quarzoszillatorspannungen, die an den Wicklungen des Transformators T1 gebildet werden. Es hat sich gezeigt, daß bei einem bestimmten Ausgangsnetzwerk die Freilaufverstärkerfrequenz niedriger ist als die Freilaufquarzoszillatorfrequenz und mit zunehmender Versorgungs-

spannung, wenn die der Lampenspule L3 zugeführte Leistung vergrößert wird, spannungsmäßig aufwärts abgestimmt wird.

Wenn der Ballastschaltungsausgang mit einer Entladungslampe (nicht dargestellt) verbunden ist, ruft der Vorgang des einfachen Berührens des Glaskolbens mit einer Hand eine kleine kapazitive Belastung an der Lampenspule L3 hervor und vergrößert den Phasenwinkel des Stroms in der Lampenspule L3 in bezug auf die Spannung in dem Schaltpunkt A. Das verursacht eine phasenmäßige Voreilung des Gatesignals an dem FET Q1, so daß die Leistung, die der Lampe aus der Vorschaltanordnung geliefert wird, vergrössert wird. In der Praxis hat es sich gezeigt, daß die Leistungsvergrößerung gerade die zusätzliche Belastung kompensiert und daß die Änderung in der Lichtintensität der Lampe fast nicht wahrnehmbar ist. Wenn der Vorschaltgerätverstärker voll ausgesteuert ist, aber keine Stromrückkopplung aus der Lampenspule L3 benutzt wird, nimmt die Lichtabgabe der Lampe ab, wenn diese zusätzliche Belastung auf die Lampe ausgeübt wird.

Änderungen in der Lampenbelastung verursachen kleine Änderungen in der Betriebsfrequenz, um entsprechende Änderungen in der Phase zu kompensieren, die von der Schaltpunk t-A-Spannung auf die Spannung bezogen ist, welche entweder an der Gateelektrode des FET Q1 oder an der Gateelektrode des FET Q2 anliegt. Die Änderungen in der Frequenz werden durch den Frequenzregelvorgang, der aus der positiven Rückkopplung des Lampenstroms resultiert, typisch innerhalb von 2 kHz gehalten. Die Frequenzstabilität des Systems in bezug auf Belastungsänderungen sowie in bezug auf Netzspannungsänderungen wird verbessert, indem die Amplitude des QuarzoszillatorStroms vergrößert wird, der in der Primärwicklung des Transformators T1 fließt.

Es hat sich weiter gezeigt, daß die Größe des sinusförmigen Stroms in der Lampenspule L3 bestrebt ist, über einem großen Bereich der Versorgungsspannung aus der Stromquelle 10 konstant zu bleiben, wenn das Vorschaltgerät mit einer Entladungslampenlast betrieben wird. Dieser Effekt ist zum Teil darauf zurückzuführen, daß der Entladungswiderstand mit zunehmender Lampenleistung zunimmt. Außerdem ändert sich der Gatetreiberwert sehr wenig mit der Versorgungsspannung, und zwar wegen der KonstantStromwirkung des Quarzoszillatorteils der Schaltung, wie es oben beschrieben worden ist. Das ist ein wichtiger Vorteil der Schaltung, da die Gateelektroden der FETs Q1 und Q 2 bei niedrigen Eingangsspannungen aus der Stromquelle 10 nicht ihrer Treiberspannung verlustig gehen. In einem solchen Fall würden die Transistoren schnell überhitzt und zerstört werden.

Es ist klar, daß der Quarz, der in der Ballastschaltung benutzt wird, auf eine etwas höhere Frequenz geschnitten werden könnte, um die Mitte des Betriebsfrequenzbereiches des Vorschaltgerätverstärkers auf 13,56 MHz zu legen.

In Abhängigkeit von den Lampen und Ballastschaltungskomponentenwerten könnte die Wechselstromwelligkeit bei niedriger Versorgungsgleichspannung bewirken, daß die Ausgangsfrequenz der Ballastschaltungsanordnung während Intervallen/ in denen die Phase der Welligkeitsspannung so ist, daß sie sich von der Versorgungsspannung subtrahiert, außerhalb zulässiger Grenzen schwingt. Diese Frequenzempfindlichkeit bei niedriger Versorgungsspannung begrenzt die Mindestgröße des Filterkondensators C4, die benutzt werden kann, und bestimmt daher den maximalen Eingangsleistungsfaktor der Ballastschaltungsanordnung, der erzielt werden kann.

Vorstehend ist also eine Lampenballastschaltungsanordnung oder -vorschaltanordnung hohen Wirkungsgrades beschrieben, deren Ausgangsfrequenz in einem Frequenzband für den industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Gebrauch liegt und auch bei Änderungen der Lampenlastimpedanz, der Vorschaltgerätversorgungsspannung und der Temperatur der Schaltungen des Vorschaltgerätes innerhalb zulässiger Grenzen dieses Frequenzbandes gehalten werden kann. Die Vorschaltanordnung hat eine Dimmersteuerung und kann zusammen mit einer SEF-Lampe integral untergebracht werden.

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Ihr Zeichen/Your ref. :

Unser Zeichen/Our ref.: 9649.1 -RD-15024

Datum/Date : 30. Juli 1985

Me/Dr.Sch/Bt

GENERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road Schenectady, N.Y./U.S.A.

Patentansprüche:

Vorschaltanordnung für eine Leuchtstofflampe, gekennzeichnet durch:

eine Gleichrichter-Filter-Einrichtung (C4, CR1-CR4), die zum Erzeugen einer Gleichspannung mit einer Wechselstromquelle (10) verbindbar ist,

eine Oszillatorschaltung (Q3, X1), die mit der Gleichspannung verbunden ist, zum Erzeugen eines HF-Oszillatorsignals,

eine Schaltsignalerzeugungseinrichtung (L4, C6, T1), die auf das Oszillatorsignal hin gleichzeitige gegenphasige Schaltsignale mit der Frequenz des Oszillatorsignals erz eugt,

in Reihe geschaltete Leistungstransistoren (Q1, Q2), die Eingänge, an denen die Schaltsignale anliegen, und einen gemeinsamen Ausgang (A) haben, mit dem eine Leuchtstofflampenerreger spule (L3) verbunden ist, wobei die Schaltsignalerzeugungseinrichtung eine Rückkopplungseinrichtung zum positiven Rückkoppeln eines Teils des Stroms in der Erregerspule (L3) zum Unterstützen des

Schaltens der Leistungstransistoren aufweist, wodurch die Transistoren ein HF-Leistungsausgangssignal an dem gemeinsamen Ausgang (A) zum Treiben der Erregerspule (L3) erzeugen.

2. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die HF-Oszillatorschaltung (Q3, X1) mit ungefähr 13,56 MHz arbeitet.
3. Vorschaltanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (Q3, X1) einen HF-Schwingquarz (X1) enthält.
4. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltsignalerzeugungseinrichtung einen Transformator (T1) enthält, der eine Primärwicklung und eine erste sowie eine zweite, gegenphasige Sekundärwicklung enthält, wobei an der Primärwicklung das Oszillatorsignal anliegt und wobei die erste und die zweite Sekundärwicklung mit den Eingängen der Transistoren (Q1/ Q2) verbunden sind.
5. Vorschaltanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungseinrichtung eine dritte Sekundärwicklung an dem Transformator (T1) enthält, die mit der Erregerspule (L3) verbunden ist, um ein Mitkopplungssignal zur Verknüpfung mit Signalen in der ersten und der zweiten Sekundärwicklung durch Transformatorwirkung zum Schalten der Leistungstransistoren (Q1, Q2) zu erzeugen.
6. Vorschaltanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungstransistoren (Q1, Q2) Feldeffekttransistoren sind und daß die erste und die zweite Sekundärwicklung jeweils mit einer Gateelektrode (G) eines der Leistungstransistoren verbunden sind.
7. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Leistungsausgangssignal eine Rechteckschwingung ist und daß weiter eine Filterschaltung (L1, C1) zwischen den gemeinsamen Ausgang (A) und die Erregerspule (L3) geschaltet ist, um die Rechteckschwingung in eine Sinusschwingung umzuwandeln.
8. Vorschaltanordnung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen variablen Kondensator (C3), der zwischen die Filterschaltung (L1, C1) und die Erregerspule (L3) geschaltet ist, zum Verändern des Teils des Leistungsausgangssignals, der an die Erregerspule (L3) angelegt wird.
9. Vorschaltanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (L1, C1) ein LC-Filter ist.
10. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Leistungsausgangssignal eine Spitzenamplitude hat, die im wesentlichen gleich der Gleichspannung ist.
11. Vorschaltanordnung für eine Leuchtstofflampe, gekennzeichnet durch:

eine Gleichrichter-Filter-Einrichtung (CR1-CR4, C4) , die zum Erzeugen einer Gleichspannung mit einer Wechselstromquelle (10) verbindbar ist,

eine Oszillatorschaltung (Q3, X1), an der die Gleichspannung anliegt, zum Erzeugen eines HF-Oszillatorsignals, wobei die Oszillatorschaltung einen Schwingkreis (L4, C6, T1) enthält, der auf die Frequenz der Oszillatorschaltung abgestimmt ist,

eine SchaltsignalerZeugungseinrichtung, die einen Teil des Schwingkreises (L4, C6, T1) enthält und auf das Oszillatorsignal hin gleichzeitige, gegenphasige Schaltsignale mit der Frequenz des Oszillatorsignals erzeugt,

in Reihe geschaltete Leistungstransistoren (Q1, Q2), von denen jeder einen separaten Eingang hat und die einen gemeinsamen Ausgang (A) haben,

eine Einrichtung zum Anlegen der Schaltsignale an die gesonderten Eingänge der Transistoren zum Erzeugen eines HF-Leistungsausgangssignals an dem gemeinsamen Ausgang (A) und

eine Leuchtstofflampenerregerspule (L3), die durch das HF-Ausgangssignal gespeist ist.
12. Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die HF-Oszillatorschaltung (Q3, X1) bei ungefähr 13,56 MHz arbeitet.
13. Vorschaltanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (Q3, X1) einen HF-Schwingquarz (X1) enthält.
14. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltsignalerzeugungseinrichtung (L4, C6, T1) einen Transformator (T1) enthält, der eine Primärwicklung sowie eine erste und eine zweite, gegenphasige sekundäre Wicklung hat, wobei an der Primärwicklung das Oszillatorsignal anliegt und wobei die erste und die zweite Sekundärwicklung mit den Eingängen der Transistoren (Q1/ Q2) verbunden sind.
15. Vorschaltanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungstransis1:oren (Q1, Q2) Feldeffekttransistoren sind und daß jede Sekundärwicklung mit einer Gateelektrode (G) eines der Leistungstransistoren verbunden ist.
16. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Leistungsausgangssignal

eine Rechteckschwingung ist und daß weiter eine Filterschaltung (L1, C1) vorgesehen ist, die zwischen den gemeinsamen Ausgang (A) und die Erregerspule (L3) geschaltet ist, zum Umwandeln der Rechteckschwingung in eine Sinusschwingung.
17. Vorschaltanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (L1, C1) ein LC-Filter aufweist.
18. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 17, gekennzeichnet durch einen einstellbaren Kondensator (C3), der mit dem Filter (L1, C1) und mit der Erregerspule (L3) verbunden ist, zum Verändern des Anteils des Leistungsausgangssignals, der an die Erregerspule angelegt wird.
19. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltsignalerzeugungseinrichtung (L4, C6, T1) eine Einrichtung aufweist zum positiven Rückkoppeln eines Teils des Stroms in der Erregerspule (L3) zum Unterstützen des Schaltens der Leistungstransistoren (Q1, Q2) .
20. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (T 1) eine dritte Sekundärwicklung aufweist, die mit der Erregerspule (L3) verbunden ist, zum Erzeugen eines Mitkopplungssignals zur Verknüfung mit Signalen in der ersten und der zweiten Sekundärwicklung zum Unterstützen des Schaltens der Leistungstransistoren (Q1, Q2).
21. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß das Leistungsausgangssignal eine Spitzenamplitude hat, die im wesentlichen gleich der Gleichspannung ist.