DE3542103C2

DE3542103C2 - Resonanz-Spannungsregler

Info

Publication number: DE3542103C2
Application number: DE3542103A
Authority: DE
Inventors: Frank Starr Wendt
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1984-11-30
Filing date: 1985-11-28
Publication date: 2001-05-17
Anticipated expiration: 2005-11-29
Also published as: KR860004507A; GB2169424A; GB2169424B; US4631652A; CA1263700A; GB2205182A; JPH0691744B2; JPS61139267A; CA1263700C; GB8528652D0; KR930000417B1; GB2205182B; HK60494A; DE3542103A1; GB8814952D0

Description

Die Erfindung betrifft einen mit Frequenzregelung arbeitenden Resonanz-Spannungsregler mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Zur Erzeugung von Versorgungsspannungen aus einer ungeregelten Eingangsspannung können Netzteile verwendet werden, die eine mit der Primärwicklung eines Netztransformators gekoppelte Schalt stufe enthalten und Ausgangsspannungen an den Sekundärwicklungen des Transformators erzeugen. Zur Konstanthaltung der Ausgangs spannungen ist es bekannt, die Schaltstufe, z. B. einen Sperr schwinger mit variabler Impulsbreite zu betreiben.

Zweckmäßigerweise läßt man ein schaltendes Netzgerät mit relativ hoher Schaltfrequenz z. B. zwischen 50 und 150 kHz arbeiten, um die Größe der zugehörigen magnetischen Bauteile wie z. B. des Netztransformators gering halten zu können. Bei solchen relativ hohen Frequenzen hat die Impulsbreitenmodulation jedoch einige Nachteile. Zum einen wird die elektromagnetische Störstrahlung erhöht und zum anderen wird der Wirkungsgrad infolge der erhöh ten Schaltverluste vermindert. Diese unerwünschten Umstände re sultieren aus der großen Anzahl von Harmonischen, die durch eine rechteckförmige Ausgangsschwingung erzeugt werden. Außerdem wer den bei schaltenden Konstantreglern mit Sperrschwingern die Gleichrichter an den Sekundärwicklungsausgängen durch Sperrspan nungen mit hohem Spitzenwert belastet. Diese Spitzen-Sperrspan nungsbelastung ist unerwünscht für schaltende Netzgeräte, die mit hohen Frequenzen arbeiten und hohe Ströme aus den Nieder spannungs-Sekundäranschlüssen liefern. Derartige schaltende Netzgeräte benutzen häufig als Ausgangsgleichrichter Schottky- Dioden, die aber keine hohen Spitzen-Sperrspannungsbelastungen aushalten.

Um die Nachteile von Impulsbreitenmodulatoren bei hohen Be triebsfrequenzen zu vermeiden, hat man Sinuswellen-Resonanz umformer mit einem Netztransformator verwendet, dessen Primär- und Sekundärwicklungen relativ eng oder fest miteinander gekop pelt sind. In Reihe mit der Primärwicklung liegt eine diskrete Induktivität, und parallel zur Sekundärwicklung ist ein Reso nanzkondensator geschaltet, der mit dieser Induktivität einen Schwingkreis bildet, der für eine praktisch sinusförmige Aus gangsspannung an der Sekundärwicklung sorgt. Die Amtplitude die ser Ausgangsspannung wird durch die Betriebsfrequenz eines mit der Primärwicklung und der diskreten Induktivität gekoppelten Spannungsgenerator bestimmt, und zur Konstantregelung der Aus gangsspannung wird deren Amplitude gefühlt und auf den Span nungsgenerator rückgekoppelt, um dessen Betriebsfrequenz ent sprechend zu ändern.

Aus der französischen Zeitschrift "Toute l'Electronique" Nr. 471 vom Februar 1982, Seiten 43-48 ist durch den Aufsatz "Alimenta tions modulaires 50 W pour les constructeurs OEM" ein mit Fre quenzregelung arbeitender Resonanzspannungsregler bekannt, der aus einer ungeregelten Spannungsquelle gespeist wird und einen Leistungstransformator enthält, der mit einer ersten Wicklung über eine Schalteranordnung an die Spannungsquelle angeschlossen ist und eine mit einer Resonanzkapazität gekoppelte zweite Wick lung hat, die eine geregelte erste Ausgangswechselspannung für eine erste Lastschaltung liefert, wobei die Schaltsignale für die Schalteranordnung mit regelbarer Frequenz von einer Schalt signalquelle geliefert werden und ferner eine Fühlschaltung vor gesehen ist, die als Maß für Abweichungen der geregelten Span nung von einem Soll-Wert ein Fühlsignal liefert, das der Schalt signalquelle zur Regelung der Schaltfrequenz der Schaltsignale zugeführt wird. In diesem Aufsatz wird darauf hingewiesen, daß zwar eine hohe Schaltfrequenz wünschenswert ist, dabei aber die Streuinduktivität der mit der Schaltfrequenz betriebenen Trans formatoren immer weniger vernachlässigbar wird. Als Ausweg wird eine Regeltechnik gesehen, bei welcher die Tranformator-Streu induktivität eine geringere Bedeutung hat.

Ferner ist aus der US 40 17 784 ein Gleichspannungswandler be kannt, bei welchem die Primärwicklung eines Transformators über abwechselnd geschaltete Transistoren und eine Reihenkapazität an die Eingangsgleichspannungsquelle gelegt wird, so daß die Rich tung des der Gleichspannungsquelle entnommenen, durch die Kapa zität und die Primärwicklung fließenden Stroms entsprechend wechselt. Diese Kapazität ist im Hinblick auf die Streuindukti vität des Transformators derart bemessen, daß die Primärstromim pulse die Form von Sinushalbwellen haben.

Ferner ist aus der DE 26 20 191 C2 ein Schaltnetzteil für ein Fernsehgerät bekannt, dessen über eine Impulsbreitenregelung stabilisierte Ausgangsspannungen bei Abschalten des Fernsehers in einen Standby-Betrieb so weit herabgeregelt werden, daß alle Funktionen des Fernsehgerätes mit Ausnahme des Fernbedienungs empfängers abgeschaltet werden, der weiterhin mit seiner norma len Betriebsspannung versorgt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen mit Frequenz regelung arbeitenden Resonanz-Spannungsregler, wie er im Oberbe griff des Anspruchs 1 vorausgesetzt wird, besonders wirtschaft lich auszubilden. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch 1 beschrie benen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Bei dem erfindungsgemäßen Frequenzgesteuerten "Resonanz"- Konstantregler ist der induktive Teil des im Regler wir kenden Schwingkreises mit durch den Netz- oder Leistungs transformator selbst realisiert. Eine erste Wicklung des Transformators ist mit einer Quelle ungeregelter Span nung und mit einer Ausgangsschalteinrichtung gekoppelt. Eine steuerbare Quelle für Schaltsignale ist mit der Aus gangsschalteinrichtung verbunden, um diese Einrichtung mit einer steuerbaren Frequenz zu betreiben, so daß an einer zweiten Wicklung des Transformators eine erste Ausgangs wechselspannung erzeugt wird. Der Transformator hat eine wesentliche Streuinduktivität zwischen den beiden Wick lungen. Mit der zweiten Wicklung ist ein Resonanzkonden sator gekoppelt, der mit der Induktivität des Transfor mators einen Schwingkreis bildet. Die Amplitude der Aus gangsspannung wird durch Änderung der Betriebsfrequenz der Schalteinrichtung geändert. An die steuerbare Quelle wird ein Fühlsignal gelegt, um ein Steuersignal zu ent wickeln, das die Ausgangsfrequenz im Sinne einer Konstant haltung der Ausgangsspannung ändert.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist die Induktivität des Schwingkreises hautpsächlich oder ausschließlich durch die Streuinduktivität des Transformators realisiert. Keine andere Induktivität wie etwa eine gesonderte Spule liefert irgendeinen wesentlichen Beitrag für die Abstim mung des Schwingkreises. Da bei einer solchen Anordnung eine gesonderte Spule nicht notwendig ist, wird der Auf bau des Netztransformators einfacher, da eine enge Kopp lung zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen nicht erforderlich ist, was wesentlich zur Wirtschaftlichkeit beiträgt.

Die Ausgangsspannung des Schwingkreises ist eine Funktion der Betriebsfrequenz. Diese Spannung ist bei Betriebs frequenzen, die viel höher sind als die Resonanzfrequenz des Schwingkreises, stark reduziert. Bei der Realisierung der Erfindung kann die Ausgangsspannungs/Frequenz-Kenn linie des Schwingkreises vorteilhafterweise ausgenutzt werden, Ersatz- oder Hilfsspannungen zu liefern die auch dann verfügbar sind, wenn die geregelten Haupt-Aus gangsspannungen abgeschaltet worden sind. Da der erfin dungsgemäße Resonanz-Konstantregler einen Transformator mit hoher Streuinduktivität enthält, kann eine Hilfswick lung vorgesehen werden, die eng mit der Primärwicklung, aber lose mit der "geregelten", durch den Resonanzkonden sator abgestimmten Sekundärwicklung gekoppelt ist. Um das Netzgerät in einen Bereitschafts-Betriebszustand zu ver setzen, wird die Betriebsfrequenz des Spannungsgenerators auf einen Wert erhöht, der den Arbeitspunkt des Schwing kreises weit über den Resonanzpunkt versetzt. Die sinus förmige Ausgangsspannung wird dadurch effektiv auf einen unwesentlichen Wert reduziert. Da jedoch die Hilfswick lung eng mit der Primärwicklung gekoppelt ist, wird die von dieser Wicklung gelieferte rechteckwellenförmige Hilfsspannung durch die Erhöhung der Betriebsfrequenz praktisch nicht beeinflußt. Diese Hilfsspannung kann dann zur Erzeugung einer Bereitschaftsspannung verwendet werden.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen frequenzgesteuerten Resonanz-Konstantregler;

Fig. 2 ist eine Ersatzschaltung des Resonanz-Netztrans formators in der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 3 zeigt eine Schar von Kurven, welche die Ausgangs spannung abhängig von der Frequenz für die Schal tung nach Fig. 2 wiedergeben;

Fig. 4 zeigt einen anderen erfindungsgemäßen frequenzge steuerten Resonanz-Konstantregler in seiner Ver wendung als Netzgerät für einen ferngesteuerten Fernsehempfänger;

Fig. 5 zeigt in auseinandergezogener perspektivischer Darstellung einen Topfkern, der mit Vorteil in den Netztransformatoren nach den Fig. 1 und 4 verwendet werden kann;

Fig. 6 ist eine Seitenansicht eines mit Wicklungen ver sehenen Topfkern-Transformators, der mit Vorteil als Netztransformator nach Fig. 1 und 4 benutzt werden kann.

Fig. 7 zeigt einen Schnitt durch den Transformator nach Fig. 6 gemäß der Linie 7-7.

Das Schaltbild der Fig. 1 ist aus Gründen der Übersicht lichkeit getrennt in zwei Teilen A und B dargestellt, wo bei der Transformator T4 und der Kondensator Cr gleich zeitig in beiden Teilen abgebildet ist.

Der in Fig. 1 dargestellte, erfindungsgemäße Konstantreg ler 20, der mit Resonanz kreis arbeitet und daher kurz als "Resonanz"-Konstantregler bezeichnet wird enthält einen stark streuenden Transformator T4 mit einer Primärwick lung W1, die an eine Ausgangsschaltstufe 30 gekoppelt ist. Die Schaltstufe 30 enthält eine obere Schalteinrichtung S1, bestehend aus einem Feldeffekttransistor Q6 mit einer parallelgeschalteten und entgegengesetzt gepolten Diode D5, und eine untere Schalteinrichtung S2, bestehend aus einem Feldeffekttransistor Q7 und einer dazu parallelge schalteten und entgegengesetzt gepolten Diode D6. Eine un geregelte Gleichspannungsquelle 70 ist an die Primärwick lung W1 und an die Schalttransistoren Q6 und Q7 ange schlossen.

Die ungeregelte Gleichspannungsquelle 70 enthält eine Quelle für eine Wechselspannung 21, im folgenden als "Netzspannung" bezeichnet, die über einen Ein/Aus-Schal ter 22 und einen Strombegrenzungswiderstand R1 zwischen die Eingangsklemmen 23 und 24 eines Vollweg-Brückengleich richters 27 geschaltet ist. Zwischen einer Ausgangsklemme 25 des Brückengleichrichters und einer Stromrückführungs klemme 26 wird eine ungeregelte Gleichspannung erzeugt. Die Rückführungsklemme 26 liegt an geerdeter Masse 40, nicht galvanisch von der Netzspannungsquelle 21 isoliert. Zwei hintereinandergeschaltete Kondensatoren C5 und C6 zwischen der Ausgangsklemme 25 des Brückengleichrichters und Erde 40 sorgen für die Glättung der ungeregelten Gleichspannung.

Die Ausgangsklemme 25 der Brücke ist mit der oberen Schalteinrichtung S1 gekoppelt, während die untere Schalteinrichtung S2 mit Erde verbunden ist. Das obere Ende der Primärwicklung W1 des Transformators T4 ist mit einem Anschluß 28 zwischen den Kondensatoren C5 und C6 verbunden, und das untere Ende der Wicklung W1 ist über einen gleichstromblockierenden Kondensator C10 mit der Schaltstufen-Ausgangsklemme 31 am Verbindungspunkt zwi schen den Schalteinrichtungen S1 und S2 verbunden.

Die Verbindung der Primärwicklung W1 mit dem Verbindungs punkt zwischen den Kondensatoren C5 und C6 führt dazu, daß während abwechselnden Leitens der Schalter S1 und S2 positive und negative Versorgungsspannungen +V_in und -V_in abwechselnd an die Wicklung gelegt werden. Dadurch, daß Eingangsspannungen beider Polaritäten ±V_in geliefert wer den, kann eine einzige Primärwicklung ohne Mittelanzapfung verwendet werden, wodurch die Sperrspannungsbelastungen an den Halbleiterschaltern S1 und S2 reduziert werden.

Die Entwicklung von Spannungen beider Polaritäten mittels des Brückengleichrichters 27 und der Kondensatoren C5 und C6 gestattet es, den Resonanz-Konstantregler 20 an zwei verschiedenen hohe Netzwechselspannungen anzuschließen. Wenn z. B. die Netzwechselspannung 220 Volt beträgt, dann wird die vorstehend beschriebene Anordnung des Brücken gleichrichters benutzt. Hat die Netzwechselspannung einen geringeren Wert wie z. B. 120 Volt, dann wird ein Über brückungsdraht 29 benutzt, um die Klemme 28 direkt mit der Netzspannungsquelle 21 an der Eingangsklemme 24 der Brücke zu verbinden. Wenn der Überbrückungsdraht 29 be nutzt wird, bilden die Dioden D1 bis D4 einen Halbbrücken- Spannungsverdoppler, um an den Kondensatoren C5 und C6 im wesentlichen die gleichen Spannungen ±V_in beider Pola ritäten zu erzeugen wie im Falle, daß eine Netzwechsel spannung von 220 Volt an den Brückengleichrichter 27 angeschlossen ist.

Um die Frequenz des Betriebs der Ausgangsschalter S1 und S2 der steuerbaren Ausgangsschaltstufe 30 zu steuern, ist ein spannungsgesteuerter Oszillator 50 vorgesehen, der ein hochfrequentes Schaltsignal 32 mit einem Tastverhält nis von 50% und einer Nennfrequenz f = f₀ = 64 KHz er zeugt. Das Schaltsignal 32 wird auf die Basisanschlüsse zweier mit zueinander entgegengesetztem Leitungstyp aus gelegter Signaltransistoren Q1 und Q2 gekoppelt, um diese beiden Transistoren abwechselnd in den leitenden Zustand zu schalten. Das abwechselnde Schalten der Transistoren Q1 und Q2 führt zur Entstehung von Rechteckwellenspannun gen an Wicklungen W₁ und W₂ eines Koppeltransformators T2. Die Rechteckwellenspannungen an den Wicklungen W₁ und W₂ sind zueinander um 180° außer Phase, wenn man jede Spannung in Bezug auf dasjenige Ende der zugeordneten Wicklung mißt, das in der Zeichnung nicht mit einem Punkt markiert ist. Die Rechteckwellenspannungen an den Wick lungen W₁ und W₂ werden transformatorisch auf die Wick lungen W₃ und W₄ des Transformators T2 übertragen, um zwei Ausschalttransistoren Q4 und Q5 abwechselnd leitend zu machen. Die Kollektorelektrode jedes der Transistoren Q4 und Q5 ist mit der Gateelektrode eines jeweils zuge ordneten Exemplars der beiden Ausgangs-Schalttransisto ren Q6 und Q7 gekoppelt.

Während der gesteuerten Umschaltung der Ausgangsschalter S1 und S2 durch die im spannungsgesteuerten Oszillator 50 erzeugten Schaltsignale 32 bewirkt das abwechselnde Leitendwerden der Transistoren Q4 und Q5 ein abwechselndes Ausschalten der Ausgangsschalttransistoren Q6 und Q7. Es sei z. B. angenommen, daß der obere Ausgangsschalter S1 leitet. Die ungeregelte Spannung V_in, die längs des Kon densators C5 erscheint, wird dann über den Schalter S1 an die Primärwicklung W1 des Netztransformators T4 gelegt, wobei das untere, mit dem Punkt markierte Ende der Wick lung die positive Seite darstellt. Eine Durchlaß-Gate steuerspannung für den Ausgangsschalttransistor Q6 wird von einer Wicklung W_b eines Ansteuertransformators T3 geliefert, der eine mit einer Rückkopplungswicklung W3 des Netz- oder Leistungstransformators T4 gekoppelte Pri märwicklung W_a hat.

Um den Schalter S1 zu sperren, schaltet die längs der Wicklung W₃ des Transformators T2 induzierte Rechteck spannung den Transistor Q4 ein, und die längs der Wick lung W₄ entwickelte gegenphasige Spannung schaltet den Transistor Q5 aus. Bei leitendem Transistor Q4 wird die Durchlaß-Gatespannung für den Ausgangsschalttransistor Q6 fortgenommen, wodurch der Transistor Q6 ausgeschaltet wird.

Bei gesperrtem Transistor Q6 wird längs der Primärwick lung W1 des Transformators T4 eine Spannung entgegenge setzter Polarität induziert, welche die oberen, nicht mit Punkt markierten Enden der Primärwicklung W1 und der Rück kopplungswicklung W3 des Transformators T4 positiv macht. Bei einer Polaritätsumkehr an der Wicklung W1 des Trans formators T4 wird die Diode D6 des Schalters S2 leitend, wobei sie Strom aus der Wicklung W1 aufnimmt. Die längs des Kondensators C6 entwickelte Spannung -V_in wird an die Primärwicklung W1 des Transformators T4 gelegt. Die Pola ritätsumkehr an der Wicklung W3 des Transformators T4 wird über die Wicklung W_a des Transformators T3 gekoppelt, um das obere, nicht mit Punkt markierte Ende der Sekundär wicklung W_c des Transformators T3 positiv zu machen, wo durch der Ausgangsschalttransistor Q7 in Durchlaßrichtung angesteuert wird. Später im Intervall, wenn der Strom in der Wicklung W1 seine Richtung umkehrt, wechselt die Stromleitung von der Diode D6 wieder auf den Transistor Q7.

Auf diese Weise bildet der spannungsgesteuerte Oszillator 50 in Verbindung mit der Ausgangsschaltstufe 30 einen Spannungsgenerator 80, der eine rechteckförmige Eingangs spannung mit einem Tastverhältnis von 50% erzeugt, die an die Primärwicklung W1 des Resonanzleistungstransfor mators T4 gelegt wird. Die Frequenz des Betriebs des Spannungsgenerators 80 wird durch die Betriebsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 50 gesteuert.

Der Leistungstransformator T4 ist als Transformator mit hoher Streuinduktivität ausgelegt; seine primärseitigen Wicklungen W1 bis W3 sind relativ eng miteinander gekoppelt, und seine sekundärseitigen Wicklungen W4 bis W7 sind eben falls eng miteinander, jedoch lose mit den primärseitigen Wicklungen gekoppelt. Der Betrieb der Ausgangsschaltstu fe 30 ruft an der Primärwicklung W1 eine Spannung mit rechteckwellenförmig wechselnder Polarität hervor, wo durch an den Primärwicklungen W2 und W3 und an den se kundärseitigen Wicklungen W4 bis W7 ebenfalls Spannungen wechselnder Polarität entwickelt werden.

Die sekundärseitigen Wicklungen liefern gleichgerichtete und geglättete Versorgungsgleichspannungen +V₀, +V₁, +V₂ und -V₃, die auf eine Chassis-Masse 60 bezogen sind, wel che galvanisch gegenüber der Erde-Masse 40 isoliert ist. Wenn der Resonanz-Konstantregler 20 als Netzteil für ei nen Videomonitor oder Fernsehempfänger verwendet wird, liefern die sekundärseitigen Versorgungsgleichspannungen Energie an bestimmte Verbraucher wie z. B. die Horizon talablenk- und Hochspannungsschaltungen, die durch die Gleichspannung +V₀ versorgt werden, die Vertikalablenk schaltung, die durch die Gleichspannung +V₁ versorgt wird, und die Kleinsignal-Schaltungen, die durch die Gleichspannungen +V₂ und -V₃ versorgt werden.

Um die sekundärseitigen Ausgangsspannungen gegen Last änderungen und gegenüber Änderungen in der ungeregelten Spannung zu stabilisieren, die an der Ausgangsklemme 25 des Brückengleichrichters erscheint, ist parallel zu ei ner der sekundärseitigen Wicklungen, im dargestellten Fall parallel zur Sekundärwicklung W7, ein Resonanzkon densator C_r geschaltet. Der Resonanzkondensator C_r bildet mit der Streuinduktivität des Leistungstransformators T4 einen Serienschwingkreis 10, um an allen den eng gekoppel ten sekundärseitigen Wicklungen allgemein sinusförmige Ausgangswechselspannungen zu erzeugen. Die Amplitude je der dieser Ausgangswechselspannungen ist durch die steuer bare Betriebsfrequenz des Spannungsgenerators 80 bestimmt.

Die Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des mit hoher Streuinduktivität ausgelegten Leistungstrans formators T4, bezogen auf die Primärseite, und des Re sonanzkondensators, wie er sich als eine auf die Primär seite reflektierte Kapazität C'_r auswirkt. Die Induktivi tät des Transformators T4 kann als T-Glied aus zwei Längs induktivitäten L₁ und L₂ und einer Querinduktivität L dargestellt werden, die an den Verbindungspunkt der In duktivitäten L₁ und L₂ angeschlossen ist. Wenn eine Ein gangswechselspannung V_in an die Ersatzschaltung nach Fig. 2 gelegt wird, fällt am Kondensator C'_r und an einer Last impedanz R_L eine Ausgangswechselspannung V_aus ab. Die Last impedanz R_L stellt das auf die Primärseite reflektierte Äquivalent der mit den sekundärseitigen Wicklungen W4 bis W7 gekoppelten Verbraucher- oder Lastschaltungen dar. Die Impedanz R_s stellt die Quellimpedanz der Spannungs quelle V_in und die Wicklungswiderstände des Transforma tors T4 dar.

Zum Zwecke der Erläuterung sei vereinfachend angenommen, daß die Eingangsspannung V_in eine Sinusspannung der Am plitude V_i ist, um an einer ohmschen Lastimpedanz R_L = R_L0 für irgendeinen nominellen Betriebszustand des Netz teils eine sinusförmige Ausgangsspannung V_aus einer no minellen Amplitude V₀ zu erzeugen.

Der Resonanzkondensator C'_r bildet mit der Induktivität des T-Gliedes (L, L1 und L2) der in Fig. 2 dargestellten Ersatzschaltung des Transformators T4 einen Serienschwing kreis. Die Fig. 3 zeigt die normierte Ausgangsspannung α = V_aus/V₀ in Dezibel als Funktion der Betriebsfrequenz f für die in Fig. 2 dargestellte Ersatzschaltung des Trans formators T4. Wie durch die Kurvenschar in Fig. 3 illu striert, hat der Schwingkreis 10 der Fig. 2 eine Resonanz frequenz f_L, die sich geringfügig als Funktion der Be lastung ändert, und zwar nimmt die Resonanzfrequenz zu, wenn die Belastung abnimmt. So ist z. B. die sich bei ei nem Lastwiderstand R_L1 ergebende Resonanzfrequenz f_L1 etwas höher als die Resonanzfrequenz f_L3, die sich bei einem kleineren Lastwiderstand R_L3 ergibt. Die Spannungs verstärkung α, bzw. die als Äquivalent anzusehende Am plitude der Ausgangsspannung V_aus, hängt von den Betriebs eigenschaften und -größen der Transformator-Ersatzschal tung nach Fig. 2 ab, einschließlich der Betriebsfrequenz f der Spannung V_in. Für die nominellen Betriebsgrößen z. B. mit V_in = V_i und R_L = R_L0 ist bei einer nominellen Betriebsfrequenz von f = f₀ die Ausgangsspannung V_aus = V₀. Der durch diese Werte gegebene Arbeitspunkt des Transformators und des Schwingkreises liegt beim Punkt P₀ der Kurve 23 in Fig. 3.

Um die Amplitude der Ausgangsspannung V_aus gegen Änderun gen in der Last R_L und gegen Änderungen in der Amplitude der Eingangsspannung V_in zu stabilisieren, wird der Ar beitspunkt des Schwingkreises 10 durch Änderung der Be triebsfrequenz f geändert. Es sei z. B. angenommen, daß die Belastung von einem Lastwiderstand R_L0 auf einen Lastwiderstand R_L1 abnimmt. Wenn die Betriebsfrequenz unverändert bei f = f₀ bleibt, dann geht der Arbeitspunkt des Schwingkreises 10 nach Fig. 2 vom Punkt P₀ der Kurve 123 nach Fig. 3 zum Punkt P₁ der Kurve 122, was einen unerwünschten Anstieg der Amplitude der Ausgangsspannung bedeutet. Um die Amplitude der Ausgangsspannung konstant zu halten, wenn die Belastung abnimmt, wird die Betriebs frequenz von f₀ auf einen niedrigeren Wert f₀₁ vermindert. Der neue Arbeitspunkt bewegt sich dabei auf den Punkt P₀₁ der Kurve 122, wodurch die Amplitude der Ausgangsspannung unverändert gehalten wird.

In einer ähnlichen Weise wird die Betriebsfrequenz f ver ändert, wenn die Eingangsspannung V_in ihre Amplitude än dert. Die Kurve 121 der Fig. 3 zeigt die Spannungsverstär kung α als Funktion der Frequenz f in der Schaltung nach Fig. 2 für eine Last R_L = R_L1 und für eine Eingangsspan nung V_in = V_i', die größer ist als die der Kurve 122 zu geordnete Spannung V_i. Somit wird, um die Ausgangsspan nung auf konstanter Amplitude zu halten, die Betriebsfre quenz des Schwingkreises 10 vom Wert f₀₁ auf den Wert f₀₂ vermindert, um den Arbeitspunkt von P₀₁ auf den Punkt P₀₂ zu bewegen, der dieselbe Ausgangsspannungsamplitude hat.

Im Resonanz-Konstantregler 20 nach Fig. 1 wird der Ar beitspunkt des Schwingkreises des Transformators T4 also so geändert, daß die sekundärseitigen Versorgungsgleich spannungen relativ konstant bleiben, wenn sich die unge regelte Eingangsspannung ändert und wenn sich die Belastung durch die sekundärseitigen Lastschaltungen ändert. In der Anordnung nach Fig. 1 wird eine Fühlspannung V_f, die re präsentativ z. B. für die geregelte Ausgangsgleichspannung +V₀ ist, am Verbindungspunkt zweier Spannungsteilerwider stände R34 und R35 einer Regler-Steuerschaltung 55 ent wickelt. Die Spannung V_f wird auf den invertierenden Ein gang eines Vergleichers U4B gegeben. Der nicht-invertie rende Eingang des Vergleichers U4B liegt an Masse. Um ein Bezugspotential für den Vergleicher U4B herzustellen, wenn der nicht-invertierende Eingang an Masse liegt, wird eine längs einer Zenerdiode Z3 entwickelte negative Vorspan nung mit der Rückkopplungsspannung V_f am invertierenden Eingang des Vergleichers U4B summiert.

Die am Ausgang des Vergleichers U4B entwickelte Fehler spannung V_e wird in einem Verstärker U4A verstärkt, mittels eines aus einem Widerstand R22 und einem Kondensator C18 bestehenden RC-Netzwerkes tiefpaßgefiltert und als Steuer spannung V_c für die Steuerung der Betriebsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 50 und des Span nungsgenerators 80 benutzt. Die Vorspannung des Vergleichers U4A ist so bemessen, daß unter normalen Bedingungen eine Fehlerspannung V_e vom Wert Null den spannungsgesteuerten Oszillator 50 mit einer Betriebsfrequenz f₀ schwingen läßt.

Wenn die Ausgangsgleichspannung +V₀ z. B. abzunehmen trach tet, entweder wegen angestiegener Belastung oder wegen Absinkens der ungeregelten Eingangsspannung, dann erhöht sich die Steuerspannung V_c, um die Betriebsfrequenz f des Oszillators 50 und des Spannungsgenerators 80 zu er höhen. Der Arbeitspunkt des Schwingkreises 10 wird nach rechts im Spannungs/Frequenz-Diagramm der Fig. 3 bewegt, um eine konstante Ausgangsspannung beizubehalten.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung enthält der Resonanz- Konstantregler 20 einen Überlastschutz, der durch die Frequenzsteuerschaltung des Reglers automatisch herge stellt wird. Da der resonante Leistungstransformator T4 einen Serienresonanzschwingkreis bildet, nehmen die re sonanten Ausgangsspannungen schnell ab, wenn die Betriebs frequenz f wesentlich größer wird als die Resonanzfrequenz f_L des Schwingkreises. Man betrachte etwa einen Überstrom- Betriebszustand, bei welchem z. B. ein Überschlag an der Bildröhre zu einem Kurzschluß der Endanode nach Masse führt. Es wird dann Überstrom aus dem +V₀-Anschluß gezo gen, was zur Abnahme der Versorgungsgleichspannung +V₀ führt. Die Steuerschaltung 55 des Reglers ist so ausge legt, daß sie bei einer Abnahme der Ausgangsspannung +V₀ die Betriebsfrequenz f des Oszillators 50 erhöht, um den Arbeitspunkt des Schwingkreises 10 nach rechts zu bewegen. Unter Überlastbedingungen ist jedoch der Lastwiderstand R_L wesentlich vermindert, so daß der Betrieb von der bis herigen Kurve auf eine andere Kurve übergeht, z. B. von der Kurve 123 in Fig. 3 auf die Kurve 125, bei welcher die Maximalamplitude der Ausgangsspannung niedriger liegt, wesentlich unterhalb der Amplitude der Ausgangsspannung V₀ beim nominellen Arbeitspunkt P₀.

Wegen dieses Verhaltens des Schwingkreises im Überlast fall treibt die Steuerschaltung 55 des Konstantreglers nun im Bemühen, die Abnahme der Ausgangsspannung +V₀ aus zuregeln, die Betriebsfrequenz f über die Resonanzfrequenz f_L4 der Kurve 125 in Fig. 3 hinaus. Sobald die Betriebs frequenz über die Resonanzfrequenz hinaus gesteuert ist, nimmt mit weiter wachsender Frequenz f die Ausgangsspan nung schnell ab. Die Steuerschaltung 55 fährt fort, die Betriebsfrequenz höher zu treiben, bis die Maximalfre quenz f_max erreicht ist. An diesem Punkt ist der Betriebs bereich der Steuerschaltung 55 zu Ende, und die Betriebs frequenz des Spannungsgenerators 80 wird auf dieser Fre quenz gehalten. Man sieht, daß bei dieser sich im Über lastfalle ergebenden Betriebsfrequenz f_max die Ausgangs spannung V_aus wesentlich unter ihrem Nominalwert V₀ liegt, und zwar um mehr als 20 Dezibel bei der Darstellung in Fig. 3.

Die Frequenzgrenze f_max für den Überlastbetrieb wird in der Anordnung durch Dioden D12 und D18 eingestellt, die zwischen den invertierenden Eingang 7 und den Ausgang 11 des Vergleichers U4B gekoppelt sind. Wenn die Rückkopp lungsspannung V_f unter Überlastbedingungen wesentlich ab nimmt, werden die Dioden D12 und D18 in Durchlaßrichtung gespannt, um die Fehlerspannung V_e des Vergleichers U4B auf die am invertierenden Eingang 7 herrschende Spannung zu klemmen. Dies verhindert, daß die Fehlerspannung V_e und die Betriebsfrequenz f um ein nennenswertes Maß wei ter ansteigen.

Der mit hoher Frequenz arbeitende Überlastschutzbetrieb, den der Resonanz-Konstantregler 20 automatisch annimmt, wird vorteilhafterweise hergestellt, indem der Regler so ausgelegt wird, daß der Arbeitspunkt des Schwingkreises 10 unter normalen Spannungs- und Lastbedingungen an einer Stelle unterhalb der Resonanz in der Kurvenschar nach Fig. 3 liegt. Bei Lage der Normalbetriebs-Arbeitspunkte unterhalb der Resonanzfrequenz muß nämlich im Falle er höhter Belastung die Regler-Steuerschaltung 55 die Be triebsfrequenz nach rechts in Richtung auf höhere Frequen zen treiben. Wenn also Überlastungen auftreten, wird die Betriebsfrequenz nach rechts über die Resonanzfrequenz hinaus getrieben und, durch Wirkung positiver Rückkopp lung, immer weiter nach rechts gesteuert, bis die Über lastungs-Grenzfrequenz f_max erreicht ist.

Zusätzlich ist noch eine Diode D13 vorgesehen, welche die niedrigste Frequenz f_min begrenzt, auf welche die Regler- Steuerschaltung 55 den spannungsgesteuerten Oszillator 50 treiben kann. Die Diode D13 ist in einer Richtung ent gegengesetzt zur Diode D12 gepolt, ihre Anode ist mit dem invertierenden Eingang 7 des Vergleichers U4B gekoppelt, und ihre Kathode ist mit der Ausgangsklemme 11 verbunden. Wenn während des Anlaufens oder während eines Fehlbetriebs die Spannung am invertierenden Eingang 7 des Vergleichers U4B stark abnimmt, vermindert sich auch die Fehlerspan nung V_e an der Ausgangsklemme 11 des Vergleichers U4B genügend weit, um die Diode D13 in Durchlaßrichtung zu spannen. Wenn die Diode D13 leitet, kann keine weitere wesentliche Abnahme der Fehlerspannung V_e und der Be triebsfrequenz f mehr erfolgen. Die Mindest-Betriebsfre quenz f_min wird so gewählt, daß die Ströme in den Aus gangsschaltern S1 und S2 und in der Primärwicklung W1 des Transformators T4 auf sicheren Pegeln gehalten werden.

Dadurch, daß man als Resonanz-Induktivität für den Schwing kreis 10 hauptsächlich oder ausschließlich die Induktivi tät in einem stark streuenden Transformator nimmt, können gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung Hilfswicklun gen, die eng mit der Primärwicklung W1 gekoppelt sind wie z. B. die Hilfswicklung W2, Ausgangsspannungen auch dann erzeugen, wenn keine wesentlichen Spannungen von den sekundärseitigen Wicklungen W4 bis W7 erzeugt werden. Wenn der Spannungsgenerator 80 so betrieben wird, daß er eine Rechteckwellenspannung an der Primärwicklung W1 er zeugt, wird auch an der Wicklung W2 eine Hilfs-Rechteck spannung entwickelt, deren Frequenz durch die Betriebs frequenz des Generators 80 bestimmt ist. Die Amplitude der sekundärseitigen Hilfsspannung jedoch wird weder durch die Betriebsfrequenz des Generators 80, noch durch den Arbeitspunkt des Schwingkreises 10 wesentlich beeinflußt. Die Amplitude der Hilfsspannung ist aber ungeregelt und variiert mit Änderungen in der Amplitude der am Ausgang 25 des Brückengleichrichters entwickelten ungeregelten Spannung.

Die Rechteckwellenspannung an der Hilfswicklung W2 wird durch eine Diode D9 gleichgerichtet, durch einen Konden sator C11 geglättet und durch eine Zenerdiode 21 stabili siert, um eine stabilisierte (also ebenfalls geregelte) positive Hilfs-Versorgungsspannung +V_ss zu erzeugen. In einer ähnlichen Weise wird eine stabilisierte negative Hilfs-Versorgungsspannung -V_ss aus der an der Wicklung W2 entwickelten Hilfs-Rechteckwellenspannung gewonnen, und zwar durch Gleichrichtung mittels einer Diode D10, Glättung mittels eines Kondensators C12 und Stabilisie rung mittels einer Zenerdiode Z2.

Wie bereits erwähnt, werden die Hilfs-Versorgungsspan nungen ±V_ss auch dann entwickelt, wenn keine sekundär seitigen Ausgangsspannungen wie z. B. die Ausgangsspan nung +V₀ erzeugt werden. Somit stehen in Überlastfällen, wenn die Betriebsfrequenz des Spannungsgenerators 80 auf ihren oberen Grenzwert f_max gesteuert ist, Hilfs-Versor gungsspannungen ±V_ss zur Verfügung, um den Spannungsbe darf des Generators zu decken. Die Versorgungsspannung +V_ss versorgt den spannungsgesteuerten Oszillator 50, den Vergleicher U4B, den Verstärker U4A und die Signal schalttransistoren Q1 und Q2 mit Betriebsspannung. Die Versorgungsspannung -V_ss liefert die Vorspannung für die Zenerdiode 23, die zum Vorspannen des invertierenden Ein gangs 7 des Vergleichers U4B benötigt wird.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ist eine An laufschaltung 90 für den Resonanz-Konstantregler 20 vor gesehen, um zu gewährleisten, daß die Versorgungsschal tung ab dem Zeitpunkt des Leitendwerdens des Ein/Aus- Schalters 22 bis zum Erreichen stationärer Betriebszustän de zuverlässig und sicher anläuft. Wenn der Ein/Aus-Schal ter 22 anfänglich leitend wird, beginnt sich am Ausgang 25 des Brückengleichrichters eine Spannung zu entwickeln. Sekundärseitige Versorgungsspannungen und die Hilfsspan nungen ±V_ss fehlen noch. Der spannungsgesteuerte Oszilla tor 50 ist noch nicht wirksam, um das Schaltsignal 32 für die Ausgangsschaltstufe 30 zu erzeugen.

Um den Schaltbetrieb der Ausgangsschaltstufe 30 beginnen zu lassen, wird ein kleiner Betrag an Strom vom Ausgang 25 des Brückengleichrichters zur Gateelektrode z. B. des Ausgangsschalttransistors Q6 geleitet, und zwar über einen Widerstand R10. Der Transistor Q6 schaltet sich ein, um eine Spannung an das mit Punkt markierte Ende der Primärwicklung W1 des Transformators T4 zu legen. Die Rückkopplungswicklung W3 bewirkt über Wicklungen W_a und W_b des Sättigungstransformators T3 eine positive Rückkopplung zur Gateelektrode des Transistors Q6, um diesen Transistor voll leitend zu machen.

Die positive Rückkopplung, die von der Wicklung W3 über die Wicklung W_b zur Gateelektrode des Transistors Q6 und über die Wicklung W_c zur Gateelektrode des Transistors Q7 hergestellt wird, läßt die Ausgangsschaltstufe 30 wie einen freilaufenden Oszillator schwingen, und zwar mit einer relativ niedrigen Frequenz von z. B. 16 bis 20 KHz. Die Umschaltung der Leitfähigkeit zwischen dem Schalter S1 und dem Schalter S2 findet jeweils statt, wenn sich aufgrund der Spannung, die von der Rückkopplungswicklung W3 an die Wicklung W_a gelegt wird, so viel Voltsekunden im Kern des Sättigungstransformators T3 aufgebaut haben, daß dieser Kern gesättigt wird. Die Durchlaß-Gatespannung zum jeweils leitenden Ausgangstransistor Q6 bzw. Q7 wird dann weggenommen. Die Polarität an der Primärwicklung W1 und an der Rückkopplungswicklung W3 des Transformators T4 kehrt sich um, so daß eine Durchlaß-Gatespannung an den jeweils anderen Schalttransistor Q6 bzw. Q7 gelegt wird.

Während der ersten Phase des Anlaufens, wenn die Ausgangs schaltstufe 30 mit einer relativ niedrigen Frequenz frei schwingt, werden wegen der engen Kopplung der Hilfswick lung W2 mit der Primärwicklung W1 des Transformators T4 Hilfs-Versorgungsspannungen ±V_ss entwickelt. Jedoch sind bei der niedrigen freilaufenden Frequenz, mit der die Ausgangsschaltstufe 30 arbeitet, die sekundärseitigen Ausgangs-Versorgungsspannungen stark vermindert und un wirksam, um die jeweils zugeordneten Lastschaltungen mit genügender Energie zu versorgen. Im Gegensatz hierzu emp fangen jedoch die Regler-Steuerschaltung 55 und der span nungsgesteuerte Oszillator 50 ihre Versorgungsspannungen aus der Hilfswicklung W2 und beginnen während der ersten, freilaufenden Phase des Anlaufintervalls zu arbeiten.

Um unerwünschte vorübergehende Änderungen in der Schalt frequenz des Schaltsignals 32 zu vermeiden, wenn die Hilfs- Versorgungsspannungen ±V_ss gebildet werden, wird ein Sig nalsperrtransistor Q8 leitend gemacht, der den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 50 nach Masse neben schließt und somit von den Schalttransistoren Q1 und Q2 abkoppelt. Die Ausgangsschaltstufe 30 läuft freischwin gend weiter, bis sich stabile Hilfs-Versorgungsspannungen ±V_ss und eine stabile Freilauffrequenz für den Oszillator 50 eingestellt haben.

Um den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 50 nach Masse nebenzuschließen, wird der Transistor Q8 durch Basisstrom leitend gemacht, den er vom +V_ss-Hilfsversor gungsanschluß über ein RC-Netzwerk empfängt, das einen zwischen die Basis des Transistors Q8 und die Chassis- Masse geschalteten Widerstand R39 und die Reihenschaltung eines Widerstandes R38 und eines Kondensators C30 enthält, welche zwischen den +V_ss-Versorgungsanschluß und die Basis des Transistors Q8 geschaltet ist. Die sich aus den Werten der Widerstände R38 und R39 und des Kondensators C30 er gebende Zeitkonstante bestimmt die Dauer der Leitfähig keit des Sperrtransistors Q8. Diese Dauer ist genügend lang, um für ein stabiles Schaltsignal 32 mit Freilauf frequenz zu sorgen. Der Emitter des Transistors Q8 ist nicht direkt, sondern über Dioden D20 bis D22 mit Masse verbunden, um die Leitfähigkeitsdauer des Transistors zusätzlich zu kontrollieren.

Nachdem sich ein stabiler Betrieb des spannungsgesteuer ten Oszillators 50 eingestellt hat, wird eine zweite Pha se des Anlaufvorgangs begonnen, wenn der Sperrtransistor Q8 nichtleitend wird, damit das Schaltsignal 32 den Be trieb der Ausgangsschaltstufe 30 synchronisieren kann. In der zweiten Phase des Anlaufvorgangs wird die Ausgangs schaltstufe 30 mit der nominellen Freilauffrequenz f₀ von z. B. 64 KHz umgeschaltet.

An den sekundärseitigen Wicklungen W4 bis W7 des Resonanz- Transformators T4 beginnen sich Ausgangsspannungen zuneh mender Amplitude zu entwickeln. Am Anfang werden starke Lastströme aus den sekundärseitigen Wicklungen gezogen, um die Filterkapazitäten der verschiedenen Lastschaltun gen aufzuladen. Diese anfängliche starke Belastung regt den Schwingkreis 10 des Transformators T4 an, vorüberge hende Schwingungen der Ausgangs-Versorgungsspannungen einschließlich der Spannung +V₀ hervorzurufen.

Um zu vermeiden, daß die Regler-Steuerschaltung 55 die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 50 auf grund dieser vorübergehenden Schwingungen fälschlicher weise ändert, wird die vom Vergleicher U4B erzeugte Fehlerspannung V_e durch einen Sperrtransistor Q3 daran gehindert, den Verstärker U4A zu erreichen. Der Tran sistor Q3 wird während des Anlaufintervalls leitend ge macht, sobald der +V_ss-Hilfsversorgungsanschluß in der Lage ist, hierzu ausreichenden Basisstrom über einen Kon densator C29 und einen Widerstand R36 an den Transistor Q3 zu liefern. Bei leitendem Transistor Q3 ist der Aus gang 11 des Vergleichers U4B mit Masse gekoppelt, und Massepotential wird an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers U4A gelegt. Wenn der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers U4A auf Massepotential liegt, stellt sich die Steuerspannung V_c auf einen Wert ein, der den spannungsgesteuerten Oszillator 50 mit seiner Nominal frequenz f₀ schwingen läßt, ungeachtet der anfänglichen vorübergehenden Schwingungen der Versorgungsgleichspan nung +V₀.

Der Transistor Q3 bleibt genügend lange leitend, damit die vorübergehenden Schwingungen der sekundärseitigen Versorgungsspannungen zu Ende gehen können und sich sta tionäre Betriebszustände durchsetzen können. Nach dem Ende der zweiten Phase des Anlaufintervalls, nachdem der Über gang zu stationären Betriebszuständen stattgefunden hat, wird der Sperrtransistor Q3 nichtleitend, so daß die nor male Fehlerspannung V_e zum Verstärker U4A gelangen kann, um die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 50 in einer normalen Rückkopplungs-Betriebsart zu steuern. Die Dauer der Leitfähigkeit des Transistors Q3 wird durch die Zeitkonstante bestimmt, die sich durch die Werte eines Kondensators C2 und zweier Widerstände R36 und R37 ergibt. Die Zeitkonstante ist so gewählt, daß der Transistor Q3 länger als der Transistor Q8 leitend bleibt, und zwar so lange, bis stationäre Betriebszustände erreicht sind.

Die Fig. 4 zeigt einen erfindungsgemäßen frequenzgesteuer ten Resonanz-Konstantregler 120, der die Versorgungslei stung für einen Bereitschaftszustand und für den Betriebs zustand eines ferngesteuerten Fernsehempfängers liefern kann. Bauteile und Größen, die hinsichtlich Funktion und Quantität einander entsprechen, sind in der Fig. 4 in gleicher Weise wie in Fig. 1 bezeichnet.

Bei der Anordnung nach Fig. 4 wird eine Wechselspannung aus dem Netz 21 mittels eines Brückengleichrichters 27 vollweg-gleichgerichtet um eine ungeregelte Gleichspan nung V_un zu entwickeln, die durch einen Kondensator C31 geglättet wird. Die ungeregelte Spannung wird an die Aus gangsschaltstufe 30 des Resonanz-Konstantreglers 120 ge legt, um an der Primärwicklung W1 des Resonanz-Leistungs transformators T4 eine ungeregelte rechteckwellenförmige Spannung mit einem Tastverhältnis von 50% zu erzeugen. Auf der Sekundärseite des Transformators wird an der Wicklung W7 eine geregelte Ausgangswechselspannung entwickelt, ent sprechend dem eingestellten Arbeitspunkt für einen Schwing kreis 10, der die Resonanzkapazität C_r und die Indukti vität des stark streuenden Transformators T4 enthält.

Die geregelte Spannung an der Wicklung W7 wird mittels Dioden 42 und 43 vollweg-gleichgerichtet und durch ein LC-Filternetzwerk 44 geglättet, um an einer Klemme B+ eine geregelte Gleichspannung zu erzeugen. Die Spannung B+ wird an eine Horizontalablenkschaltung 45 gelegt, um in der Horizontalablenkwicklung des Empfängers (in Fig. 4 nicht dargestellt) einen Ablenkstrom zu erzeugen. Die Klemme B+ liefert außerdem über die Horizontalablenkschal tung 45 und einen Rücklauftransformator 46 Leistung an eine Hochspannungsschaltung 47. Die Hochspannungsschaltung 47 erzeugt an einer Klemme U die Endanodenspannung für die Bildröhre des Fernsehempfängers (ebenfalls in Fig. 4 nicht dargestellt). Weitere sekundärseitige Versorgungswicklun gen, die in Fig. 4 nicht gezeigt sind, liefern niedrige Versorgungsspannungen an andere Schaltungen des Fernseh empfängers, z. B. an die Vertikalablenkschaltung, die Ton schaltung und an Kleinsignalschaltungen.

Um die sekundärseitigen Versorgungsspannungen zu regeln, wird aus der Spannung B+ mittels spannungsteilender Wi derstände 48 und 49 eine Rückkopplungsspannung V'_f abge leitet. Die Rückkopplungsspannung V'_f wird an den inver tierenden Eingang eines Vergleichers 51 gelegt, um eine Fehlerspannung V'_e zu erzeugen, die an einen Kontakt A eines Betriebsarten-Umschalters 39 gelegt wird.

Im Arbeits- oder Vollbetrieb des Fernsehempfängers, d. h. im Betrieb mit voller Leistung, ist ein Ein/Aus-Befehls signal R, das auf einer mit dem Betriebsarten-Umschalter 39 gekoppelten Signalleitung 54 ansteht, im "Ein"-Zustand. Während dieses Zustandes des Befehlssignals R kontaktiert der bewegliche Kontakt oder Arm des Umschalters 39 den Kontakt A, so daß die Fehlerspannung V'_e zum Tiefpaßfil ter 41 gelangen kann. Das Tiefpaßfilter 41 erzeugt für den spannungsgesteuerten Oszillator 50 eine Steuerspannung V_c, die sich im Einklang mit der Fehlerspannung V'_e än dert.

Der spannungsgesteuerte Oszillator 50 erzeugt ein Schalt signal 32 mit einer Frequenz, die durch die Rückkopplungs spannung V'_f gesteuert wird. Das Schaltsignal 32 wird transformatorisch über einen Trenntransformator T2 über tragen, um das Schalten der Ausgangsschaltstufe 30 auf die Frequenz des Schaltsignals 32 zu synchronisieren. Die Regelung der sekundärseitigen Ausgangsspannungen des Trans formators T4 erfolgt durch Änderung der Frequenz des Schaltsignals 32 entsprechend der Rückkopplungsspanung V'_f.

Der Zustand des Befehlssignals R wird durch den Ausgang einer herkömmlichen Fernsteuer-Bereitschaftsschaltung 37 gesteuert. Wenn der Benutzer wünscht, den Fernsehempfän ger einzuschalten und die Empfängerschaltungen mit voller Energie zu versorgen, dann betätigt er einen herkömmli chen Fernsteuersender 38, der z. B. ein Infrarotsignal aus sendet, das von der Bereitschaftsschaltung 37 decodiert wird, um das Befehlssignal R in den "Ein"-Zustand umzu schalten. Wünscht der Benutzer den Fernsehempfänger aus zuschalten und ihn in den Bereitschaftszustand zu brin gen, dann wird von der Bereitschaftsschaltung 37 ein an ders codiertes Infrarotsignal empfangen, wodurch das Be fehlssignal R in den "Aus"-Zustand umgeschaltet wird.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung wird, wenn das Befehls signal R auf der Signalleitung 54 den "Aus"-Zustand an nimmt, der Arm des Betriebsarten-Umschalters 39 so bewegt, daß er sich auf den Kontakt B stellt, wodurch die Fehler spannung V'_e vom Tiefpaßfilter 41 abgekoppelt wird. Am Umschalterkontakt B liegt eine Vorspannung V_b, die durch Spannungsteilerwiderstände 52 und 53 entwickelt wird, welche zwischen die Hilfsversorgungsklemme +V_ss und Chassis-Masse geschaltet sind. Der Wert der Vorspannung V_b ist so gewählt, daß sie bei Kopplung über den Umschal ter 39 zum Tiefpaßfilter 41 eine Steuerspannung V_c her vorruft, die den spannungsgesteuerten Oszillator 50 auf einer Frequenz schwingen läßt, die gleich der oberen Grenzfrequenz f = f_max nach Fig. 3 ist.

Während der Resonanz-Konstantregler 120 im Bereitschafts zustand mit der Frequenz f_max betrieben wird, liegt der Arbeitspunkt des Schwingkreises 10 weit oberhalb der Re sonanz, so daß die sekundärseitigen Ausgangsspannungen wie z. B. die Spannung B+ verschwinden. Alle von den se kundärseitigen Spannungen gespeisten Lastschaltungen des Fernsehempfängers werden unwirksam, so daß der Empfänger in einen wenig Leistung verbrauchenden Bereitschaftszu stand versetzt wird.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung liefert der Resonanz-Leistungstransformator T4 in seinem Bereit schafts- oder ausgeschalteten Zustand die benötigte Ver sorgungsspannung für die Bereitschaftsschaltung 37. Ob wohl der Transformator während des Bereitschaftszustan des mit einer sehr hohen Frequenz betrieben wird, werden Wechselspannungen an der Hilfswicklung W2 entwickelt, die eng mit der Primärwicklung W1 gekoppelt ist.

Die Hilfs-Ausgangsspannung an der Wicklung W2 wird durch einen Brückengleichrichter 33 vollweg-gleichgerichtet und durch einen Kondensator 34 geglättet, um eine Hilfs gleichspannung +V_s zu erhalten, die gegenüber Änderungen der aus dem Netz abgeleiteten Spannung V_un nicht stabili siert ist. Die Hilfsspannung V_s wird über einen Wider stand 35 an eine Zenerdiode 36 gelegt, um die geregelte (d. h. stabilisierte) Hilfsgleichspannung +V_ss zu ent wickeln, die nicht nur während des eingeschalteten Zu standes des Fernsehempfängers, sondern auch während des Bereitschaftszustandes erzeugt wird. Die Hilfsversor gungsspannung +V_ss eignet sich daher zur Speisung der Fernsteuer-Bereitschaftsschaltung 37 als eine Versorgungs spannung, die sowohl während des Bereitschaftszustandes als auch während des Arbeitszustandes zur Verfügung steht, d. h. während beider Zustände des ferngesteuerten Ein/Aus- Befehlssignals R verfügbar ist.

In besonderer Ausführungsform der Erfindung kann der stark streuende Leistungstransformator T4 als Transformator mit Becher- oder Topfkern konstruiert sein. Wegen der geschlos senen Bauform eines Topfkerns wird hochfrequente Störstrah lung aus dem stark streuenden Transformator relativ ge ring gehalten. Dies führt zu einer weiteren Verminderung der Strahlung, zusätzlich zu derjenigen Verminderung, die sich schon dadurch ergibt, daß die von den sekundärseiti gen Wicklungen gelieferten Ausgangsspannungen sinusförmig anstatt rechteckförmig sind.

Die Fig. 5 ist eine auseinandergezogene Darstellung des Topfkerns des Leistungstransformators T4. Der Transfor matorkern besteht aus zwei Ferritelementen, nämlich einem Topfkernelement TKP mit einem Mittelpfosten 62p, um den die primärseitigen Wicklungen gewickelt sind, z. B. die Wicklungen W1 bis W3 nach Fig. 1, und einem Topfkernele ment TKS mit einem Mittelpfosten 62s, der in der per spektivischen Darstellung der Fig. 5 nicht zu erkennen ist und um den die sekundärseitigen Wicklungen W4 bis W7 gewickelt sind.

Neben dem jeweiligen Mittelpfosten 62p bzw. 62s enthält jedes der beiden Topfkernelemente eine den betreffenden Mittelpfosten umrundende zylindrische Seitenwandung 61 und eine solide Stirnwand 64. Jedes der Topfkernelemente ist mit einem Spalt 63 in der zylindrischen Wand 61 ver sehen, um die Anschlußdrähte der verschiedenen Primär- und Sekundärwicklungen aus dem Topfkern herauszuführen, damit sie an die jeweils zugeordneten Schaltungselemente im Konstantregler 20 nach Fig. 1 angeschlossen werden können.

Die Fig. 6 zeigt den Topfkerntransformator T4 im zusam mengesetzten Zustand mit den darin befindlichen Primär wicklungen, die allgemein mit P bezeichnet sind und Se kundärwicklungen, die allgemein mit S bezeichnet sind. Außerdem sind in der Fig. 6 einige repräsentative An schlußdrähte 65 dargestellt, die durch den Schlitz 63 aus dem Transformatorkern herausgeführt sind. Nicht ge zeigt in Fig. 6 sind die notwendigen Befestigungsmittel, die den Transformator in seinem zusammengebauten Zustand halten und zur Befestigung des Transformators an einer Schaltungsplatte oder am Chassis benötigt werden.

Die Fig. 7 zeigt den zusammengesetzten Transformator T4 in Schnittansicht gemäß der Linie 7-7 der Fig. 6. In der Schnittansicht erkennt man, daß sich zwischen dem Mittel pfosten 62p des primärseitigen Topfkernelementes und dem Mittelpfosten 62s des sekundärseitigen Topfkernelementes ein Spalt G befindet. Ein anderer (in den Figuren nicht gezeigter) Weg zur Realisierung eises Spaltes G besteht darin, zwei einander gleiche Topfkernelemente TKP und TKS zu verwenden, die unter Zwischenlegung eines isolie renden und nicht-magnetisierbaren Abstandsstückes zusam mengefügt sind, dessen Dicke gleich der gewünschten Länge des Spaltes ist.

Der Spalt G bewirkt die geforderte lose Kopplung, die zwischen den Primärwicklungen P und den Sekundärwicklun gen S bestehen soll, um die Streuinduktivität zu erhal ten, die im Resonanzkreis 10 der Fig. 1 oder 4 wirkt. Die lose Kopplung macht es möglich, daß die Sekundär wicklungsspannungen sinusförmig und die Primärwicklungs spannungen rechteckförmig sein können.

Nachstehend sind als Beispiel Konstruktionsdaten für eine erfindungsgemäße Ausführungsform des Resonanz-Leistungs transformators T4 nach Fig. 1 angegeben:
Kern: Zwei Ferrit-Topfkernelemente des Herstellers Ferroxcube Corp., Saugerties, New York, Serien-Nr. 4229, Bauteil-Nr. 4229P-L00-3C8, modifiziert durch Verlänge rung der zylindrischen Wand 61 um jeweils 5 mm und durch Verlängerung des Mittelpfostens 62s um 5 mm, so daß im zusammengesetzten Transformatorkern ein Spalt G von 5 mm bleibt.
Primärwicklung W1: 45 Windungen einer Litze, die einen Gesamtquerschnitt von 0,203 mm² hat (400 circular mills) und aus 25 einzelnen emaillierten Kupferdrähten von jeweils 0,10 mm Durchmesser besteht.
Hilfswicklung W2: 9 Windungen einer Litze, die einen Gesamtquerschnitt von 0,124 mm² hat (245 circular mills) und aus 20 einzelnen emaillierten Kupferdrähten von jeweils 0,089 mm Durchmesser besteht.
Rückkopplungswicklung W3: 10 Windungen einer Litze, die einen Gesamtquerschnitt von 0,124 mm² hat (245 circular mills) und aus 20 einzelnen emaillierten Kupferdrähten von jeweils 0,089 mm Durchmesser besteht.
Sekundärwicklung W7: Mittelangezapfte Wicklung aus 36 Windungen einer Litze, die einen Gesamtquerschnitt von 0,760 mm² hat (1500 circular mills) und aus 60 einzel nen emaillierten Kupferdrähten von jeweils 0,127 mm Durchmesser besteht.
Sekundärwicklung W6: Zwei Windungen einer Litze, die einen Gesamtquerschnitt von 0,317 mm² hat (625 circular mills) und aus 25 einzelnen emaillierten Kupferdrähten von jeweils 0,127 mm Durchmesser besteht.
Sekundärwicklungen W5: Drei Windungen einer Litze, die einen Gesamtquerschnitt von 0,37 mm² hat (625 circular mills) und aus 25 einzelnen emaillierten Kupferdrähten von jeweils 0,127 mm Durchmesser besteht.
Sekundärwicklung W4: Acht Windungen einer Litze, die einen Gesamtquerschnitt von 0,317 mm² hat (625 circu lar mills) und aus 25 einzelnen emaillierten Kupfer drähten von jeweils 0,127 mm Durchmesser besteht.

Mit den vorstehenden Konstruktionsdaten erhält der Trans formator folgende elektrische Kenngrößen:
L (primärseitig) = 276 Mikrohenry
L (sekundärseitig) = 196 Mikrohenry
M (gegenseitige Kopplung) = 114 Mikrohenry
k (Kopplungsfaktor) = 0,49.

Weitere typische Kennwerte für einige Teile der in Fig. 1 dargestellten Anordnung sind:
C_r = 0,03 Mikrofarad, Polypropylen
f₀ = 64 KHz, nominelle Betriebsfrequenz
V_in = ±150 Volt Gleichspannung
Eingangsleistung = 140 Watt
Q = 5, für einen Betrieb des Schwingkreises 10 bei 140 Watt Lastleistung, um einen extrem hohen Wirkungsgrad von etwa 90% zu erhalten.

Claims

1. Mit Frequenzregelung arbeitender Resonanz-Spannungs regler, der aus einer ungeregelten Spannungsquelle (70) ge speist wird,

- mit einem Leistungstransformator (T4), der mit einer ersten Wicklung (W1) über eine Schalteranordnung (30) an die Span nungsquelle (70) angeschlossen ist und eine mit einer Resonanzkapazität (C_r) gekoppelte zweite Wicklung (W7) hat, die eine geregelte erste Ausgangswechselspannung für eine erste Lastschaltung liefert,
- mit einer Schaltsignalquelle (50), die Schaltsignale regel barer Frequenz an die Schalteranordnung (30) liefert,
- und mit einer Fühlschaltung (U4A, U4B), die ein Fühlsignal als Maß für Abweichungen der geregelten Spannung von einem Soll wert liefert, das der Schaltsignalquelle (50) zur Regelung der Schaltfrequenz der Schaltsignale zugeführt wird,

dadurch gekennzeichnet,

- daß der Leistungstransformator (T4) eine hohe Streuinduktivi tät hat, die mit der Resonanzkapazität (C_r) einen Resonanz kreis (10) bildet, über dessen Resonanzkurve die erste Aus gangswechselspannung in Abhängigkeit von der Schaltsignal frequenz geregelt wird,
- und daß der Leistungstransformator (T4) eine dritte Wicklung (W2) hat, die eng mit der ersten Wicklung (W1) und lose mit der zweiten Wicklung (W2) gekoppelt ist und an der eine zwei te Ausgangswechselspannung entsteht, deren Amplitude durch wesentliche Änderungen des Arbeitspunktes des Schwingkreises (10) im allgemeinen unbeeinflußt bleibt und die einer Gleich richterschaltung (33, 34, 35, 36) zur Erzeugung einer Ver sorgungsgleichspannung (V_ss) zugeführt wird, deren Amplitude durch wesentliche Änderungen des Arbeitspunktes des Schwing kreises im allgemeinen unbeeinflußt bleibt und die zur Ver sorgung einer zweiten Lastschaltung (37) dient, wenn der Arbeitspunkt außerhalb des normalen Regelbereiches liegt.

2. Spannungsregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Lastschaltung (37) einen in der Schaltsignal quelle enthaltenen steuerbaren Oszillator (50) steuert und daß während eines Überlastzustandes dieser Oszillator mit einer Frequenz betrieben wird, bei welcher der Arbeitspunkt des Schwingkreises (10) außerhalb des normalen Regelbereiches liegt und die Amplitude der ersten Ausgangswechselspannung wesentlich vermindert ist, und daß die Gleichspannung (V_ss) den steuer baren Oszillator (50) während des Überlastzustandes versorgt.

3. Spannungsregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kern des Leistungstransformators (T4) als Topfkern mit zwei Topfhälften (TKP, TKS) ausgebildet ist und die erste Wick lung (W1) auf dem Mittelkern (62P) der ersten Topfhälfte (TKP) und die zweite Wicklung (W7) auf dem Mittelkern (62S) der zweiten Topfhälfte (TKS) sitzt.

4. Spannungsregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Lastschaltung eine Bereitschaftsschaltung (37) ist, die ein Ein/Aus-Befehlssignal erzeugt, das derart auf die Schaltsignalquelle (50) gekoppelt wird, daß sie während des Aus-Zustandes des Befehlssignals Schaltsignale mit einer Fre quenz liefert, bei welcher der Arbeitspunkt des Schwingkreises (10) zur Versetzung der Bereitschaftsschaltung in den Bereit schaftszustand außerhalb des normalen Regelbereiches liegt.

5. Spannungsregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß während des normalen Betriebs die Schaltsignalquelle (50) die Schaltsignalfrequenz in einem Frequenzbereich ändert, bei welchem der Arbeitspunkt des Schwingkreises (10) unterhalb des Resonanzpunktes bleibt.

6. Spannungsregler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß während eines Überlastzustandes die Schaltsignalquelle (50) die Schaltsignale mit einer Frequenz liefert, bei welcher der Arbeitspunkt des Schwingkreises (10) wesentlich über dem Resonanzpunkt liegt und die Amplitude der ersten Ausgangs wechselspannung wesentlich vermindert ist.