JPH0691744B2 - 周波数制御共振レギユレータ - Google Patents
周波数制御共振レギユレータInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明はスイツチングレギユレータ電源に関する。
切換型電源は未調整入力電圧から供給電圧を生成するの
に用いられるが、この電源は電力変成器の１次巻線に結
合されてその変成器の２次巻線に出力電圧を発生する切
換段を含むもので、また例えばフライバツク変換器型の
切換式電源の切換段をパルス幅変調することにより出力
電圧を調整することが知られている。
に用いられるが、この電源は電力変成器の１次巻線に結
合されてその変成器の２次巻線に出力電圧を発生する切
換段を含むもので、また例えばフライバツク変換器型の
切換式電源の切換段をパルス幅変調することにより出力
電圧を調整することが知られている。
例えば50〜150KHzのような比較的高周波数の切換式電源
を動作させて電力変成器のような関連する磁気的回路部
品を小型化することが望ましいが、このように比較的高
い周波数ではパルス幅変調系がいくつかの欠点を呈す
る。すなわち、切換損失の増大により効率が低下する
が、この欠点は何れも矩形波出力により多数の高調波が
発生することに由来する。その上フライバツク変換器型
のスイツチングレギユレータでは、２次巻線出力整流器
に比較的大ピークの逆電圧が印加されるが、このピーク
逆電圧は、高周波数で動作し、低電圧の２次電源から大
電流を供給する切換電源には不都合である。このような
切換電源は大きなピーク逆電圧を支え切れないシヨツト
キ出力整流器を用いることが多い。
を動作させて電力変成器のような関連する磁気的回路部
品を小型化することが望ましいが、このように比較的高
い周波数ではパルス幅変調系がいくつかの欠点を呈す
る。すなわち、切換損失の増大により効率が低下する
が、この欠点は何れも矩形波出力により多数の高調波が
発生することに由来する。その上フライバツク変換器型
のスイツチングレギユレータでは、２次巻線出力整流器
に比較的大ピークの逆電圧が印加されるが、このピーク
逆電圧は、高周波数で動作し、低電圧の２次電源から大
電流を供給する切換電源には不都合である。このような
切換電源は大きなピーク逆電圧を支え切れないシヨツト
キ出力整流器を用いることが多い。
高動作周波数におけるパルス幅変調器の欠点を除くため
に、正弦波共振電力変換器が用いられて来た。この変調
器では電力変成器が比較的緊密に結合された１次および
２次巻線を含み、その１次巻線に直列に個別誘導子が接
続され、２次巻線に並列に共振用コンデンサが結合され
ている。この共振用コンデンサは本質的にその個別誘導
子と同調して２次巻線にほぼ正弦波の出力電圧を生ずる
同調回路を形成する。この出力電圧の振幅は１次巻線と
個別誘導子に結合された電圧発生器の動作周波数により
決まるが、調整を行うためにこの出力電圧振幅を感知し
てその電圧発生器に帰還し、その動作周波数を変える。
に、正弦波共振電力変換器が用いられて来た。この変調
器では電力変成器が比較的緊密に結合された１次および
２次巻線を含み、その１次巻線に直列に個別誘導子が接
続され、２次巻線に並列に共振用コンデンサが結合され
ている。この共振用コンデンサは本質的にその個別誘導
子と同調して２次巻線にほぼ正弦波の出力電圧を生ずる
同調回路を形成する。この出力電圧の振幅は１次巻線と
個別誘導子に結合された電圧発生器の動作周波数により
決まるが、調整を行うためにこの出力電圧振幅を感知し
てその電圧発生器に帰還し、その動作周波数を変える。
この発明の特徴は電力変成器にレギユレータ同調回路の
誘導部を組込んだ周波数制御共振レギユレータである。
電力変成器の第１の巻線が未調整電圧源と出力切換手段
とに結合され、その出力切換手段に可制御切換信号源が
結合されて、その切換手段を可変周波数で動作させ、電
力変成器の第２の巻線に第１の交番出力電圧を発生す
る。その電力変成器はその２つの巻線間に相当な漏洩イ
ンダクタンスを有し、第２巻線に共振用キヤパシタンス
が結合されてその変成器のインダクタンスと同調回路を
形成する。出力電圧の振幅は切換手段の動作周波数を変
えることにより変えられる。可制御信号源には上記第１
の交番出力電圧の値を表わす感知信号が供給され、その
出力周波数を変えて出力電圧の調整を行う制御信号を発
生させるようになつている。
誘導部を組込んだ周波数制御共振レギユレータである。
電力変成器の第１の巻線が未調整電圧源と出力切換手段
とに結合され、その出力切換手段に可制御切換信号源が
結合されて、その切換手段を可変周波数で動作させ、電
力変成器の第２の巻線に第１の交番出力電圧を発生す
る。その電力変成器はその２つの巻線間に相当な漏洩イ
ンダクタンスを有し、第２巻線に共振用キヤパシタンス
が結合されてその変成器のインダクタンスと同調回路を
形成する。出力電圧の振幅は切換手段の動作周波数を変
えることにより変えられる。可制御信号源には上記第１
の交番出力電圧の値を表わす感知信号が供給され、その
出力周波数を変えて出力電圧の調整を行う制御信号を発
生させるようになつている。
この発明の１観点により、同調回路のインダクタンスは
主としてまたは全面的に電力変成器の漏洩インダクタン
スから得られる。個別誘導子のような他のインダクタン
スはすべてこの共振回路の同調に何等の顕著なインダク
タンスを与えない。この構成では個別誘導子の必要がな
いため、１次巻線と２次巻線の緊密な結合が不要で、電
力変成器の構造が簡単になり、実質的な原価低減が達せ
られる。
主としてまたは全面的に電力変成器の漏洩インダクタン
スから得られる。個別誘導子のような他のインダクタン
スはすべてこの共振回路の同調に何等の顕著なインダク
タンスを与えない。この構成では個別誘導子の必要がな
いため、１次巻線と２次巻線の緊密な結合が不要で、電
力変成器の構造が簡単になり、実質的な原価低減が達せ
られる。
同調回路の出力電圧と周波数特性の関係は動作周波数の
関数である。即ち、同調回路の出力電圧はその共振周波
数より遥かに高い動作周波数において著しく低下する。
この発明を実施する場合、この同調回路の出力電圧対周
波数特性を有利に使用して、主調整出力電圧がなくなつ
たときでも得られる予備または補助の電圧を供給するこ
ともできる。この発明の共振レギユレータは高漏洩変成
器を組込んであるため、１次巻線には緊密に結合されて
いるが共振用コンデンサにより同調中の被調整２次巻線
には緩く結合された補助巻線を設けることもできる。電
源を動作準備完了モードにするには、電圧発生器の動作
周波数を、同調回路の動作点が共振点より充分上に来る
ような値に引上げるのであるが、補助巻線が１次巻線に
緊密に結合されているため、その巻線の供給する矩形波
の補助電圧は動作周波数の上昇に全く影響されない。こ
の補助電圧は予備電圧源として用いることができる。
関数である。即ち、同調回路の出力電圧はその共振周波
数より遥かに高い動作周波数において著しく低下する。
この発明を実施する場合、この同調回路の出力電圧対周
波数特性を有利に使用して、主調整出力電圧がなくなつ
たときでも得られる予備または補助の電圧を供給するこ
ともできる。この発明の共振レギユレータは高漏洩変成
器を組込んであるため、１次巻線には緊密に結合されて
いるが共振用コンデンサにより同調中の被調整２次巻線
には緩く結合された補助巻線を設けることもできる。電
源を動作準備完了モードにするには、電圧発生器の動作
周波数を、同調回路の動作点が共振点より充分上に来る
ような値に引上げるのであるが、補助巻線が１次巻線に
緊密に結合されているため、その巻線の供給する矩形波
の補助電圧は動作周波数の上昇に全く影響されない。こ
の補助電圧は予備電圧源として用いることができる。
この発明を実施する第１図の共振レギユレータ20は出力
切換段30に１次巻線を結合した高漏洩変成器T4を含み、
その切換段30は出力切換用電界効果トランジスタQ6とこ
れに並列の逆極性のダイオードD5から成る上方の切換装
置S1と、出力切換用電界効果トランジスタQ7とこれに並
列の逆極性のダイオードD6から成る下方の切換装置S2と
を含んでいる。１次巻線W1と出力切換用トランジスタQ
6、Q7には未調整直流電圧源70が結合されている。
切換段30に１次巻線を結合した高漏洩変成器T4を含み、
その切換段30は出力切換用電界効果トランジスタQ6とこ
れに並列の逆極性のダイオードD5から成る上方の切換装
置S1と、出力切換用電界効果トランジスタQ7とこれに並
列の逆極性のダイオードD6から成る下方の切換装置S2と
を含んでいる。１次巻線W1と出力切換用トランジスタQ
6、Q7には未調整直流電圧源70が結合されている。
未調整電圧源70は単極単投スイツチ22と限流抵抗R1を介
して全波ブリツジ整流器27の入力端子23、24間に結合さ
れた交流主供給電圧源21を含み、主電源21とは導通上隔
離されていないブリツジ整流器27の出力端子25と接地40
の記号で示す電流帰還端子26の間に未調整直流電圧が発
生する。この未調整直流電圧はブリツジ出力端子25と接
地端子40の間に直列接続されたコンデンサC5、C6により
濾波される。
して全波ブリツジ整流器27の入力端子23、24間に結合さ
れた交流主供給電圧源21を含み、主電源21とは導通上隔
離されていないブリツジ整流器27の出力端子25と接地40
の記号で示す電流帰還端子26の間に未調整直流電圧が発
生する。この未調整直流電圧はブリツジ出力端子25と接
地端子40の間に直列接続されたコンデンサC5、C6により
濾波される。
ブリツジの出力端子25は上方の切換装置S1に結合され、
下方の切換装置S2は接地端子40に結合されている。変成
器T4の１次巻線W1の上側の端子はコンデンサC5、C6の接
続点の端子28に結合され、下端の端子は直流阻止用コン
デンサC10を介して切換装置S1、S2の接続点の切換出力
端子31に結合されている。
下方の切換装置S2は接地端子40に結合されている。変成
器T4の１次巻線W1の上側の端子はコンデンサC5、C6の接
続点の端子28に結合され、下端の端子は直流阻止用コン
デンサC10を介して切換装置S1、S2の接続点の切換出力
端子31に結合されている。
１次巻線W1がコンデンサC5、C6の接続点に接続されてい
るため、切換装置S1、S2が交互に導通する間正負の供給
電圧＋Vin、−Vinが交互に巻線に印加される。このよう
に両極性の入力電圧±Vinを供給することによりセンタ
ータツプのない１本の１次巻線を用いて半導体切換装置
S1、S2に対する逆電圧応力を減ずることができる。
るため、切換装置S1、S2が交互に導通する間正負の供給
電圧＋Vin、−Vinが交互に巻線に印加される。このよう
に両極性の入力電圧±Vinを供給することによりセンタ
ータツプのない１本の１次巻線を用いて半導体切換装置
S1、S2に対する逆電圧応力を減ずることができる。
ブリツジ整流器27およびコンデンサC5、C6により両極性
の電圧を発生すると、共振レギユレータ20を相異る２つ
の交流幹線電圧レベルに接続することができる。例え
ば、交流幹線電圧が220Vのときは前述の全波ブリツジ整
流回路が用いられるが、交流幹線電圧が例えば120Vのよ
うに低いときはジヤンパ導線29を用いて端子28がブリツ
ジ入力端子28で交流幹線電源21に直結される。このジヤ
ンパ導線29の使用中はダイオードD1〜D4が半ブリツジ型
電圧２逓倍器を形成して実質的に同じ両極性の電圧を生
ずる。
の電圧を発生すると、共振レギユレータ20を相異る２つ
の交流幹線電圧レベルに接続することができる。例え
ば、交流幹線電圧が220Vのときは前述の全波ブリツジ整
流回路が用いられるが、交流幹線電圧が例えば120Vのよ
うに低いときはジヤンパ導線29を用いて端子28がブリツ
ジ入力端子28で交流幹線電源21に直結される。このジヤ
ンパ導線29の使用中はダイオードD1〜D4が半ブリツジ型
電圧２逓倍器を形成して実質的に同じ両極性の電圧を生
ずる。
可制御出力切換段30の出力切換装置S1、S2の動作の周波
数を制御するため、電圧制御発振器（VCO）50が例えば
公称周波数ｆ＝f0＝64KHzのデユーテイサイクル50％の
高周波切換信号を発生する。この切換信号32は互いに逆
導電型の信号トランジスタQ1、Q2のベースに印加され、
そのトランジスタを交互に導通させる。このトランジス
タQ1、Q2の交番切換により結合用変成器T2の巻線W1、W2
に矩形波電圧が生成するが、この電圧は、各巻線の黒丸
印のない端子を基準としたとき互いに180゜離相した関
係にある。この巻線W1、W2の矩形波電圧は変成器T2の巻
線W3、W4に変成器結合され、遮断トランジスタQ4、Q5を
交互に導通させる。トランジスタQ4、Q5のコレクタ電極
は出力スイツチングトランジスタQ6、Q7の各ゲート電極
に結合されている。
数を制御するため、電圧制御発振器（VCO）50が例えば
公称周波数ｆ＝f0＝64KHzのデユーテイサイクル50％の
高周波切換信号を発生する。この切換信号32は互いに逆
導電型の信号トランジスタQ1、Q2のベースに印加され、
そのトランジスタを交互に導通させる。このトランジス
タQ1、Q2の交番切換により結合用変成器T2の巻線W1、W2
に矩形波電圧が生成するが、この電圧は、各巻線の黒丸
印のない端子を基準としたとき互いに180゜離相した関
係にある。この巻線W1、W2の矩形波電圧は変成器T2の巻
線W3、W4に変成器結合され、遮断トランジスタQ4、Q5を
交互に導通させる。トランジスタQ4、Q5のコレクタ電極
は出力スイツチングトランジスタQ6、Q7の各ゲート電極
に結合されている。
VCO50により発生された切換信号32により出力切換装置S
1、S2の被制御切換中に、トランジスタQ4、Q5の交番導
通により出力スイツチングトランジスタQ6、Q7が交互に
遮断される。例えば上方の切換装置S1が導通していると
すると、コンデンサC5に生じた未調整電圧Vinは切換装
置S1を介して電力変成器T4の１次巻線W1に印加され、そ
の下側の黒丸印端子を正とする。従つて電力変成器T4の
帰還巻線W3に１次巻線Waが結合された駆動変成器T3の巻
線Wbから出力スイツチングトランジスタQ6に順方向ゲー
ト駆動電圧が供給される。
1、S2の被制御切換中に、トランジスタQ4、Q5の交番導
通により出力スイツチングトランジスタQ6、Q7が交互に
遮断される。例えば上方の切換装置S1が導通していると
すると、コンデンサC5に生じた未調整電圧Vinは切換装
置S1を介して電力変成器T4の１次巻線W1に印加され、そ
の下側の黒丸印端子を正とする。従つて電力変成器T4の
帰還巻線W3に１次巻線Waが結合された駆動変成器T3の巻
線Wbから出力スイツチングトランジスタQ6に順方向ゲー
ト駆動電圧が供給される。
切換装置S1を遮断するために、変成器T2の巻線W3の矩形
波電圧はトランジスタQ4を導通させ、巻線W4の逆位相の
矩形波電圧はトランジスタQ5を遮断する。トランジスタ
Q4が導通すると、出力スイツチングトランジスタQ6の順
方向ゲート電圧がなくなつてこのトランジスタQ6は遮断
される。
波電圧はトランジスタQ4を導通させ、巻線W4の逆位相の
矩形波電圧はトランジスタQ5を遮断する。トランジスタ
Q4が導通すると、出力スイツチングトランジスタQ6の順
方向ゲート電圧がなくなつてこのトランジスタQ6は遮断
される。
トランジスタQ6が遮断されると、変成器T4の１次巻線W1
に逆極性の電圧が誘起され、その１次巻線W1と帰還巻線
W3の黒丸印のない端子が正になる。変成器T4の巻線W1の
極性が逆転するため、切換装置S2のダイオードD6が導通
して巻線W1の電流を流す。コンデンサC6に発生する電圧
−Vinは変成器T4の１次巻線W1に印加される。変成器T4
の巻線W3の電圧の極性の反転したものは変成器T3の巻線
Waを介してその２次巻線Wcに結合され、その巻線Wcの上
側の黒丸印のない端子を正として出力スイツチングトラ
ンジスタQ7を順方向に駆動する。後刻巻線W1の電流の方
向が反転したとき、電流の導通がダイオードD6からトラ
ンジスタQ7に転ずる。
に逆極性の電圧が誘起され、その１次巻線W1と帰還巻線
W3の黒丸印のない端子が正になる。変成器T4の巻線W1の
極性が逆転するため、切換装置S2のダイオードD6が導通
して巻線W1の電流を流す。コンデンサC6に発生する電圧
−Vinは変成器T4の１次巻線W1に印加される。変成器T4
の巻線W3の電圧の極性の反転したものは変成器T3の巻線
Waを介してその２次巻線Wcに結合され、その巻線Wcの上
側の黒丸印のない端子を正として出力スイツチングトラ
ンジスタQ7を順方向に駆動する。後刻巻線W1の電流の方
向が反転したとき、電流の導通がダイオードD6からトラ
ンジスタQ7に転ずる。
このようにしてVCO50は出力切換段30と共に共振電力変
成器T4の１次巻線W1に印加されるデユーテイサイクルの
矩形波入力電圧を発生する電圧発生器80を構成する。こ
の電圧発生器80の動作周波数はVCO50の動作周波数ｆに
より制御される。
成器T4の１次巻線W1に印加されるデユーテイサイクルの
矩形波入力電圧を発生する電圧発生器80を構成する。こ
の電圧発生器80の動作周波数はVCO50の動作周波数ｆに
より制御される。
電力変成器T4は１次側巻線W1〜W3が互いに比較的緊密に
結合され、２次側巻線W4〜W7も互いに緊密に結合されて
いるが１次側巻線とは緩く結合されている高漏洩インダ
クタンス変成器として構成されている。出力切換段30の
動作により１次巻線W1に矩形波の極性交番電圧が発生さ
れ、これによつて１次側巻線W2、W3と２次側巻線W4〜W7
に極性交番電圧が発生する。
結合され、２次側巻線W4〜W7も互いに緊密に結合されて
いるが１次側巻線とは緩く結合されている高漏洩インダ
クタンス変成器として構成されている。出力切換段30の
動作により１次巻線W1に矩形波の極性交番電圧が発生さ
れ、これによつて１次側巻線W2、W3と２次側巻線W4〜W7
に極性交番電圧が発生する。
２次側巻線は接地点40とは導電的に絶縁されたシヤーシ
60を基準とした整流濾波済直流供給電圧＋V0、＋V1、＋
V2、−V3を生成する。この共振レギユレータ20をビデオ
モニタやテレビジヨン受像機用の電源として用いるとき
は、２次側直流供給電圧が＋V0直流電源から給電される
水平偏向回路および高電圧回路、＋V1直流電源から給電
される垂直偏向回路および＋V2、−V3直流電源から給電
される小信号回路網のような負荷に電力を供給する。
60を基準とした整流濾波済直流供給電圧＋V0、＋V1、＋
V2、−V3を生成する。この共振レギユレータ20をビデオ
モニタやテレビジヨン受像機用の電源として用いるとき
は、２次側直流供給電圧が＋V0直流電源から給電される
水平偏向回路および高電圧回路、＋V1直流電源から給電
される垂直偏向回路および＋V2、−V3直流電源から給電
される小信号回路網のような負荷に電力を供給する。
２次側の出力電圧を負荷変化やブリツジ整流器の出力端
子の未調整電圧の変動に対して調整するため、２次側巻
線の１つ、例えばW7の両端間に共振用または同調用のコ
ンデンサCrが結合されている。この共振コンデンサCrは
電力変成器T4の漏洩インダクタンスと共に直列同調回路
10を形成し、緊密に結合された２次側巻線のすべてにほ
ぼ正弦波の交番出力電圧を生成する。各交番出力電圧の
振幅は電圧発生器80の制御可能な動作周波数によつて設
定される。
子の未調整電圧の変動に対して調整するため、２次側巻
線の１つ、例えばW7の両端間に共振用または同調用のコ
ンデンサCrが結合されている。この共振コンデンサCrは
電力変成器T4の漏洩インダクタンスと共に直列同調回路
10を形成し、緊密に結合された２次側巻線のすべてにほ
ぼ正弦波の交番出力電圧を生成する。各交番出力電圧の
振幅は電圧発生器80の制御可能な動作周波数によつて設
定される。
第２図は１次側を基準にした高漏洩インダクタンス電力
変成器T4とキヤパシタンスCr′として１次側に反映され
る共振コンデンサの簡略等価回路を示す。変成器T4のイ
ンダクタンスは直列誘導子L1、L2とその接続点に結合さ
れた分路誘導子Ｌとから成るＴ型回路網として表すこと
ができる。この第２図の等価回路に交流入力電圧Vinを
印加すると、コンデンサCr′と負荷インピーダンスRLに
交流出力電圧Voutが発生する。ここでRLは２次側巻線W4
〜W7に結合された負荷回路の１次側に反映された等価負
荷インピーダンスを表す。インピーダンスRSは電源Vin
の電源インピーダンスと変成器T4の巻線抵抗を表す。
変成器T4とキヤパシタンスCr′として１次側に反映され
る共振コンデンサの簡略等価回路を示す。変成器T4のイ
ンダクタンスは直列誘導子L1、L2とその接続点に結合さ
れた分路誘導子Ｌとから成るＴ型回路網として表すこと
ができる。この第２図の等価回路に交流入力電圧Vinを
印加すると、コンデンサCr′と負荷インピーダンスRLに
交流出力電圧Voutが発生する。ここでRLは２次側巻線W4
〜W7に結合された負荷回路の１次側に反映された等価負
荷インピーダンスを表す。インピーダンスRSは電源Vin
の電源インピーダンスと変成器T4の巻線抵抗を表す。
説明を簡単にするため、入力電圧Vinを振幅Viの正弦波
電圧で、電源のある公称動作状態において抵抗性負荷イ
ンピーダンスRL＝RLOの両端間に公称振幅V0の正弦波出
力電圧Voutを生ずるものとする。
電圧で、電源のある公称動作状態において抵抗性負荷イ
ンピーダンスRL＝RLOの両端間に公称振幅V0の正弦波出
力電圧Voutを生ずるものとする。
共振コンデンサCr′は第２図の変成器T4の等価回路のＴ
型インダクタンス（Ｌ、L1、L2）と直列同調回路を形成
する。第３図は第２図の変成器T4の等価回路における出
力電圧特性α＝Vout/V0を動作周波数ｆの関数としてdB
で示したものである。この第３図に一群の曲線で表され
るように、第２図の共振回路10の共振周波数fLは負荷の
関数として僅かに変り、負荷が増すほど上昇する。例え
ば、負荷抵抗RL1に関係する共振周波数fL1はそれより低
い負荷抵抗RL3に関係する共振周波数fL3より僅かに高
い。
型インダクタンス（Ｌ、L1、L2）と直列同調回路を形成
する。第３図は第２図の変成器T4の等価回路における出
力電圧特性α＝Vout/V0を動作周波数ｆの関数としてdB
で示したものである。この第３図に一群の曲線で表され
るように、第２図の共振回路10の共振周波数fLは負荷の
関数として僅かに変り、負荷が増すほど上昇する。例え
ば、負荷抵抗RL1に関係する共振周波数fL1はそれより低
い負荷抵抗RL3に関係する共振周波数fL3より僅かに高
い。
電圧利得αまたはこれと等価の出力電圧Voutの振幅は、
電圧Vinの動作周波数を含め第２図の変成器電源の等価
回路の動作特性に依存する。例えばVin＝Vi、RL＝RLOの
公称動作特性では、ｆ＝f0の公称動作周波数で出力電圧
はVout＝V0である。これらの特性値を与えられた変成器
と同調回路の動作点は第３図の曲線23の点P0にある。
電圧Vinの動作周波数を含め第２図の変成器電源の等価
回路の動作特性に依存する。例えばVin＝Vi、RL＝RLOの
公称動作特性では、ｆ＝f0の公称動作周波数で出力電圧
はVout＝V0である。これらの特性値を与えられた変成器
と同調回路の動作点は第３図の曲線23の点P0にある。
出力電圧Voutの振幅を負荷RLと入力電圧Vinの振幅変化
とに対して調整するために、動作周波数ｆを変えること
により同調回路10の動作点を変える。例えば、負荷抵抗
RL0〜RL1からの負荷の低下を仮定するとき、動作周波数
がｆ＝f0のままであれば、第２図の同調回路10の動作点
は第３図の曲線123の点P0から曲線122の動作点P1に変
り、出力電圧の振幅に不都合な増大を生ずる。負荷が低
下しとき出力電圧振幅を一定に保つには、動作周波数を
f0からf01に低下させる。すると新しい動作点が曲線122
の点P01に移動して、出力電圧を不変に維持する。
とに対して調整するために、動作周波数ｆを変えること
により同調回路10の動作点を変える。例えば、負荷抵抗
RL0〜RL1からの負荷の低下を仮定するとき、動作周波数
がｆ＝f0のままであれば、第２図の同調回路10の動作点
は第３図の曲線123の点P0から曲線122の動作点P1に変
り、出力電圧の振幅に不都合な増大を生ずる。負荷が低
下しとき出力電圧振幅を一定に保つには、動作周波数を
f0からf01に低下させる。すると新しい動作点が曲線122
の点P01に移動して、出力電圧を不変に維持する。
同様にして、入力電圧振幅が変つたとき動作周波数が変
えられる。第３図の曲線121はRL＝RL1およびVin＝Vi′
（但しVi′は曲線122に関連するViより低い）のときの
第２図の変成器電源の電圧利得α対周波数ｆ特性を示
す。従つて、出力電圧振幅を一定に保つには、同調回路
10の動作周波数をf01からf02に低下させて動作点をP01
から出力電圧振幅の同じP02に移動させる。
えられる。第３図の曲線121はRL＝RL1およびVin＝Vi′
（但しVi′は曲線122に関連するViより低い）のときの
第２図の変成器電源の電圧利得α対周波数ｆ特性を示
す。従つて、出力電圧振幅を一定に保つには、同調回路
10の動作周波数をf01からf02に低下させて動作点をP01
から出力電圧振幅の同じP02に移動させる。
第１図の共振レギユレータ20では、変成器T4の同調回路
の動作点を変えて未調整入力電圧の変動や２次側負荷回
路による負荷の変化に対してその２次側の直流供給電圧
を比較的一定に保つようになつている。第１図におい
て、調整済直流出力電圧＋V0を表わす感知電圧Vfはレギ
ユレータ制御回路55の分圧抵抗R34、R35の接合点に発生
し、比較器U4Bの反転入力端子に供給される。この比較
器U4Bの非反転入力端子は接地されている。非反転端子
が接地されているときに比較器U4Bの基準電位を与える
ため、ツエナーダイオードZ3の両端間の負バイアス電圧
がその比較器U4Bの反転入力端子の帰還電圧Vfと合計さ
れる。
の動作点を変えて未調整入力電圧の変動や２次側負荷回
路による負荷の変化に対してその２次側の直流供給電圧
を比較的一定に保つようになつている。第１図におい
て、調整済直流出力電圧＋V0を表わす感知電圧Vfはレギ
ユレータ制御回路55の分圧抵抗R34、R35の接合点に発生
し、比較器U4Bの反転入力端子に供給される。この比較
器U4Bの非反転入力端子は接地されている。非反転端子
が接地されているときに比較器U4Bの基準電位を与える
ため、ツエナーダイオードZ3の両端間の負バイアス電圧
がその比較器U4Bの反転入力端子の帰還電圧Vfと合計さ
れる。
比較器U4Bの誤差電圧出力Veは増幅器U4Aで増幅され、抵
抗R22とコンデンサC18から成るRC回路網で低域濾波さ
れ、制御電圧Vcとして印加されてVCO50および電圧発生
器80の動作周波数ｆを制御する。比較器U4Aのバイアス
は、公称条件で零誤差電圧VeによりVCO50の動作周波数
がf0になるように選ぶ。
抗R22とコンデンサC18から成るRC回路網で低域濾波さ
れ、制御電圧Vcとして印加されてVCO50および電圧発生
器80の動作周波数ｆを制御する。比較器U4Aのバイアス
は、公称条件で零誤差電圧VeによりVCO50の動作周波数
がf0になるように選ぶ。
直流出力供給電圧＋V0は例えば負荷の増大または未調整
入力電圧の低下により低下するため、制御電圧が上昇し
てVCO50と電圧発生器80の動作周波数ｆを上昇させる。
従つて、同調回路10の動作点は第３図の電圧利得対周波
数特性の右に移動して出力電圧を一定に保つ。
入力電圧の低下により低下するため、制御電圧が上昇し
てVCO50と電圧発生器80の動作周波数ｆを上昇させる。
従つて、同調回路10の動作点は第３図の電圧利得対周波
数特性の右に移動して出力電圧を一定に保つ。
この発明の特徴により、共振レギユレータ20はその周波
数制御回路により自動的に過負荷保護が与えられてい
る。共振電力変成器T4は直列共振回路として設計されて
いるため、その共振出力電圧は、動作周波数ｆが同調回
路の共振周波数fLより著しく大きくなると急激に低下す
る。例えば、映像管の放電により最終陽極が大地に短絡
されたような動作電流過大状態を考えると、＋V0の直流
供給端子から過負荷電流が引出されて供給電圧＋V0を低
下させる。出力電圧＋V0の低下のために、レギユレータ
制御回路55はVCO50の動作周波数ｆを上げて同調回路10
の動作点を右に移動するように設計されているが、過負
荷状態では負荷抵抗RLが実質的に低下して動作曲線が第
３図の曲線123のような曲線から曲線125のような曲線に
変つて、最大出力電圧振幅が公称動作点P0における出力
電圧V0の振幅より実質的に低くなる。
数制御回路により自動的に過負荷保護が与えられてい
る。共振電力変成器T4は直列共振回路として設計されて
いるため、その共振出力電圧は、動作周波数ｆが同調回
路の共振周波数fLより著しく大きくなると急激に低下す
る。例えば、映像管の放電により最終陽極が大地に短絡
されたような動作電流過大状態を考えると、＋V0の直流
供給端子から過負荷電流が引出されて供給電圧＋V0を低
下させる。出力電圧＋V0の低下のために、レギユレータ
制御回路55はVCO50の動作周波数ｆを上げて同調回路10
の動作点を右に移動するように設計されているが、過負
荷状態では負荷抵抗RLが実質的に低下して動作曲線が第
３図の曲線123のような曲線から曲線125のような曲線に
変つて、最大出力電圧振幅が公称動作点P0における出力
電圧V0の振幅より実質的に低くなる。
この過負荷状態における電圧利得曲線の同調回路応答特
性のため、レギユレータ制御回路55は出力電圧＋V0の低
下を克服する試みで動作周波数ｆを第３図の曲線125の
共振周波数fL4以上に引上げる。動作周波数が共振周波
数を超えると、出力電圧が共振点以上の周波数ｆの上昇
の関数として急速に低下する。レギユレータ制御回路55
は最大周波数fmaxに達するまで動作周波数をさらに引上
げるか、それに達すると、共振制御回路55の周波数動作
の極限に達し、電圧発生器80の動作周波数がこの周波数
に保たれる。過負荷動作周波数fmaxでは出力電圧Voutが
その公称値V0より実質的に低く、第３図では20dB以上に
低い。
性のため、レギユレータ制御回路55は出力電圧＋V0の低
下を克服する試みで動作周波数ｆを第３図の曲線125の
共振周波数fL4以上に引上げる。動作周波数が共振周波
数を超えると、出力電圧が共振点以上の周波数ｆの上昇
の関数として急速に低下する。レギユレータ制御回路55
は最大周波数fmaxに達するまで動作周波数をさらに引上
げるか、それに達すると、共振制御回路55の周波数動作
の極限に達し、電圧発生器80の動作周波数がこの周波数
に保たれる。過負荷動作周波数fmaxでは出力電圧Voutが
その公称値V0より実質的に低く、第３図では20dB以上に
低い。
過負荷動作に対する周波数限度fmaxは第１図の比較器U4
Bの反転入力端子７と出力端子11の間に挿入されたダイ
オードD12、D18により設定される。帰還電圧Vfが過負荷
状態より実質的に低くなると、ダイオードD12、D18が順
バイアスされて比較器U4Bの誤差電圧Veを反転入力端子
７の電圧にクランプし、これによつて誤差電圧Veと動作
周波数ｆが著しく増大しないようにする。
Bの反転入力端子７と出力端子11の間に挿入されたダイ
オードD12、D18により設定される。帰還電圧Vfが過負荷
状態より実質的に低くなると、ダイオードD12、D18が順
バイアスされて比較器U4Bの誤差電圧Veを反転入力端子
７の電圧にクランプし、これによつて誤差電圧Veと動作
周波数ｆが著しく増大しないようにする。
共振レギユレータ20の行う自動高周波数過負荷型動作
は、そのレギユレータを正規電圧下の同調回路10の動作
点が第３図の動作曲線群の共振点以下になるように設計
することにより有利に生成される。動作点が正常動作で
共振点以下になるように設計すると、レギユレータ制御
回路55は負荷の増大に対して動作周波数を右方向に引上
げねばならない。従つて、過負荷状態が起ると、動作周
波数が共振周波数より右へ引上げられ、正帰還型の効果
により過負荷限界周波数fmaxに達するまで右に引続いて
引上げられる。
は、そのレギユレータを正規電圧下の同調回路10の動作
点が第３図の動作曲線群の共振点以下になるように設計
することにより有利に生成される。動作点が正常動作で
共振点以下になるように設計すると、レギユレータ制御
回路55は負荷の増大に対して動作周波数を右方向に引上
げねばならない。従つて、過負荷状態が起ると、動作周
波数が共振周波数より右へ引上げられ、正帰還型の効果
により過負荷限界周波数fmaxに達するまで右に引続いて
引上げられる。
さらにダイオードD13が設けられていて、レギユレータ
制御回路55がVCO50を駆動し得る最低動作周波数fminを
制限するようになつている。このダイオード13はダイオ
ードD12とは逆極性に接続され、その陽極が比較器U4Bの
反転入力端子７に、陰極が出力端子11に結合されてい
る。始動中または不良動作中に比較器U4Bの反転端子７
の電圧が大幅に低下する。その比較器U4Bの出力端子11
の誤差電圧Veも充分低下してダイオードD13を順バイア
スする。ダイオードD13が導通すると誤差電圧Veと動作
周波数ｆはそれ以上著しく低下し得ない。最低動作周波
数fminは出力スイツチS1、S2および変成器T4の１次巻線
W1の電流を安全レベルに保つように選ばれる。
制御回路55がVCO50を駆動し得る最低動作周波数fminを
制限するようになつている。このダイオード13はダイオ
ードD12とは逆極性に接続され、その陽極が比較器U4Bの
反転入力端子７に、陰極が出力端子11に結合されてい
る。始動中または不良動作中に比較器U4Bの反転端子７
の電圧が大幅に低下する。その比較器U4Bの出力端子11
の誤差電圧Veも充分低下してダイオードD13を順バイア
スする。ダイオードD13が導通すると誤差電圧Veと動作
周波数ｆはそれ以上著しく低下し得ない。最低動作周波
数fminは出力スイツチS1、S2および変成器T4の１次巻線
W1の電流を安全レベルに保つように選ばれる。
この発明の他の特徴によれば、同調回路10に対する共振
インダクタンスとして高漏洩変成器中のインダクタンス
を主としてまたは専用に与えることにより、補助巻線W2
のように１次巻線W1に緊密に結合された補助巻線は、２
次側の巻線W4〜W7に顕著な電圧が発生していないときで
も、出力電圧を生じることができる。電圧発生器80が動
作して１次巻線W1に矩形波電圧を発生している限り、巻
線W2にもその発生器80の動作周波数で決まる周波数の補
助矩形波電圧が発生する。この補助２次巻線電圧の振幅
は発生器80の動作周波数にも同調回路10の動作点にも顕
著に影響されないが、この補助発生電圧の振幅は未調整
で、ブリツジ整流器の出力端子25に生ずる未調整電圧の
振幅の変動と共に変る。
インダクタンスとして高漏洩変成器中のインダクタンス
を主としてまたは専用に与えることにより、補助巻線W2
のように１次巻線W1に緊密に結合された補助巻線は、２
次側の巻線W4〜W7に顕著な電圧が発生していないときで
も、出力電圧を生じることができる。電圧発生器80が動
作して１次巻線W1に矩形波電圧を発生している限り、巻
線W2にもその発生器80の動作周波数で決まる周波数の補
助矩形波電圧が発生する。この補助２次巻線電圧の振幅
は発生器80の動作周波数にも同調回路10の動作点にも顕
著に影響されないが、この補助発生電圧の振幅は未調整
で、ブリツジ整流器の出力端子25に生ずる未調整電圧の
振幅の変動と共に変る。
補助巻線W2の矩形波電圧はダイオードD9で整流され、コ
ンデンサC11で濾波され、ツエナーダイオードZ1により
調整されて調整済補助供給正電圧＋Vssとなる。同様に
して巻線W2に発生した補助矩形波電圧からダイオードD1
0による整流、コンデンサC12による濾波およびツエナー
ダイオードZ2による調整を経て調整済補助供給負電圧−
Vssが生成される。
ンデンサC11で濾波され、ツエナーダイオードZ1により
調整されて調整済補助供給正電圧＋Vssとなる。同様に
して巻線W2に発生した補助矩形波電圧からダイオードD1
0による整流、コンデンサC12による濾波およびツエナー
ダイオードZ2による調整を経て調整済補助供給負電圧−
Vssが生成される。
前述のように、出力電圧＋V0のような２次側の出力電圧
が発生していないときでも補助供給電圧±Vssは発生す
る。従つて、過負荷状態で電圧発生器80の動作周波数が
その上限fmaxまで引上げられたとき、補助供給電圧±Vs
sを発生器の電圧需要を満たすために利用される。＋Vss
電源はVCO50、比較器U4B、増幅器U4Aおよび信号スイツ
チングトランジスタQ1、Q2に電圧を供給し、−Vss電源
は比較器U4Bの反転入力端子７のバイアスに必要なツエ
ナーダイオードZ3のバイアス電圧を供給する。
が発生していないときでも補助供給電圧±Vssは発生す
る。従つて、過負荷状態で電圧発生器80の動作周波数が
その上限fmaxまで引上げられたとき、補助供給電圧±Vs
sを発生器の電圧需要を満たすために利用される。＋Vss
電源はVCO50、比較器U4B、増幅器U4Aおよび信号スイツ
チングトランジスタQ1、Q2に電圧を供給し、−Vss電源
は比較器U4Bの反転入力端子７のバイアスに必要なツエ
ナーダイオードZ3のバイアス電圧を供給する。
この発明の今１つの特徴は、電源スイツチ22を投入して
から動作が安定するまでの電源の始動時の信頼度と安全
性を確保するために共振レギユレータ20に始動回路を設
けたことである。最初電源スイッチ22を投入すると、ブ
リッジ整流器の出力端子25に電圧が発生し始める。２次
側の供給電圧および補助電圧±Vssは存在しない。VCO50
は、まだ出力切換段30に対する切換信号30を発生するよ
うな動作状態にはない。
から動作が安定するまでの電源の始動時の信頼度と安全
性を確保するために共振レギユレータ20に始動回路を設
けたことである。最初電源スイッチ22を投入すると、ブ
リッジ整流器の出力端子25に電圧が発生し始める。２次
側の供給電圧および補助電圧±Vssは存在しない。VCO50
は、まだ出力切換段30に対する切換信号30を発生するよ
うな動作状態にはない。
出力切換段30の切換動作を開始させるために、少量の電
流がブリツジ整流器の出力端子25から例えば出力スイツ
チングトランジスタQ6のゲートに抵抗R10を介して供給
される。するとトランジスタQ6が導通して変成器T4の１
次巻線W1の黒丸印端子に電圧が印加され、帰還巻線W3が
飽和変成器T3の巻線Wa、Wbを介してトランジスタQ6のゲ
ートに正帰還を行い、そのトランジスタQ6を完全に導通
させる。
流がブリツジ整流器の出力端子25から例えば出力スイツ
チングトランジスタQ6のゲートに抵抗R10を介して供給
される。するとトランジスタQ6が導通して変成器T4の１
次巻線W1の黒丸印端子に電圧が印加され、帰還巻線W3が
飽和変成器T3の巻線Wa、Wbを介してトランジスタQ6のゲ
ートに正帰還を行い、そのトランジスタQ6を完全に導通
させる。
それぞれ巻線Wa、Wbを介してトランジスタQ7、Q6のゲー
トに与えられる巻線W3の正帰還は、出力切換段30を付勢
して例えば16〜20KHzの比較的低周波数で自走する自走
発振器を形成する。スイツチS1とS2の切換は帰還巻線W3
により巻線Waに印加される電圧によって、飽和変成器T3
の磁心内に蓄積されたボルト・秒がその磁心を飽和され
たときに生ずる。導通中の出力スイツチングトランジス
タQ6またはQ7への順方向ゲート電圧は必要に応じて除か
れ、変成器T4の１次巻線W1と帰還巻線W3の極性が反転さ
れて他方のスイツチングトランジスタに順方向ゲート電
圧が印加される。
トに与えられる巻線W3の正帰還は、出力切換段30を付勢
して例えば16〜20KHzの比較的低周波数で自走する自走
発振器を形成する。スイツチS1とS2の切換は帰還巻線W3
により巻線Waに印加される電圧によって、飽和変成器T3
の磁心内に蓄積されたボルト・秒がその磁心を飽和され
たときに生ずる。導通中の出力スイツチングトランジス
タQ6またはQ7への順方向ゲート電圧は必要に応じて除か
れ、変成器T4の１次巻線W1と帰還巻線W3の極性が反転さ
れて他方のスイツチングトランジスタに順方向ゲート電
圧が印加される。
この始動の第１段階で出力切換段30が比較的低周波数で
自走しているとき、変成器T4の１次巻線W1に対する補助
巻線W2の緊密な結合のため、補助供給電圧±Vssが供給
されるが、出力切換段30が動作している低い自走周波数
では２次側の出力供給電圧が著しく低下してその各負荷
回路に給電し得なくなる。これに対し正規の制御回路55
とVCO50は補助巻線W2からその供給電圧を取出して始動
期間の最初の自走段階で動作を始める。
自走しているとき、変成器T4の１次巻線W1に対する補助
巻線W2の緊密な結合のため、補助供給電圧±Vssが供給
されるが、出力切換段30が動作している低い自走周波数
では２次側の出力供給電圧が著しく低下してその各負荷
回路に給電し得なくなる。これに対し正規の制御回路55
とVCO50は補助巻線W2からその供給電圧を取出して始動
期間の最初の自走段階で動作を始める。
供給電圧±Vssが形成されたとき切換信号32の切換周波
数に不都合な過渡変化が生ずるのを防ぐため、信号阻止
トランジスタQ8が導通化され、VCO50の出力を接地点に
分路して信号切換用トランジスタQ1、Q2から絶縁する。
出力切換段30は安定な補助供給電圧±VssとVCO50葉の安
定な自走周波数が得られるまで自走を続ける。
数に不都合な過渡変化が生ずるのを防ぐため、信号阻止
トランジスタQ8が導通化され、VCO50の出力を接地点に
分路して信号切換用トランジスタQ1、Q2から絶縁する。
出力切換段30は安定な補助供給電圧±VssとVCO50葉の安
定な自走周波数が得られるまで自走を続ける。
VCO50の出力を接地点に分路するため、トランジスタQ8
がそのベース端子とシヤーシ接地点および＋Vss電源端
子との間にそれぞれ挿入された抵抗R39および直列抵抗R
38とコンデンサC30を含むRC回路網を介して＋Vss補助電
源端子からベース電流を受けることにより導通する。抵
抗R38、R39およびコンデンサC30に関する時定数は阻止
用コンデンサQ8の導通時間を決定するが、この時間はス
イツチングトランジスタ32に安定な自走周波数を与える
に足るだけ長い。トランジスタQ8のエミツタは直接接地
せずに、ダイオードD20、D21、D22を介して接地し、ト
ランジスタの導通時間をさらに制御するようになつてい
る。
がそのベース端子とシヤーシ接地点および＋Vss電源端
子との間にそれぞれ挿入された抵抗R39および直列抵抗R
38とコンデンサC30を含むRC回路網を介して＋Vss補助電
源端子からベース電流を受けることにより導通する。抵
抗R38、R39およびコンデンサC30に関する時定数は阻止
用コンデンサQ8の導通時間を決定するが、この時間はス
イツチングトランジスタ32に安定な自走周波数を与える
に足るだけ長い。トランジスタQ8のエミツタは直接接地
せずに、ダイオードD20、D21、D22を介して接地し、ト
ランジスタの導通時間をさらに制御するようになつてい
る。
VCO50の動作が安定した後、阻止用トランジスタQ8が遮
断されて切換信号32が出力切換段30の動作を同期し得る
ようになつたとき、始動の第２段階に入る。この第２段
階では出力切換段30が例えば64KHzの公称自走周波数で
切換えられる。
断されて切換信号32が出力切換段30の動作を同期し得る
ようになつたとき、始動の第２段階に入る。この第２段
階では出力切換段30が例えば64KHzの公称自走周波数で
切換えられる。
共振変成器T4の２次側巻線W4〜W7には振幅を増す２次側
出力電圧の発生が始まり、最初その２次側巻線から大き
な負荷電流が引出されて各負荷回路の濾波器のキヤパシ
タンスを充電する。この初期大負荷電源により変成器T4
の同調回路10が＋V0電圧を含む出力供給電圧の過渡発振
を起す。
出力電圧の発生が始まり、最初その２次側巻線から大き
な負荷電流が引出されて各負荷回路の濾波器のキヤパシ
タンスを充電する。この初期大負荷電源により変成器T4
の同調回路10が＋V0電圧を含む出力供給電圧の過渡発振
を起す。
レギユレータ制御回路55がこのような過渡発振に応じて
誤つてVCO50の周波数を変えないように、比較器U4Bの発
生する誤差電圧Veが増幅器U4Aの入力に達するのが阻止
用トランジスタQ3によって防止される。トランジスタQ3
は始動期間中に＋Vss電源端子がそれにコンデンサC29と
抵抗R36を介して充分なベース電流を供給し得るように
なると直ちに導通する。このトランジスタQ3が導通する
と、比較器U4Bの出力端子11が接地され、接地電位が増
幅器U4Aの非反転入力端子に印加される。増幅器U4Aの非
反転入力端子が接地電位のとき、制御電圧Vcの値は直流
供給電圧＋V0の初期過渡発振の有無に拘わずVCO50がそ
の公称周波数f0で動作し得るようになる。
誤つてVCO50の周波数を変えないように、比較器U4Bの発
生する誤差電圧Veが増幅器U4Aの入力に達するのが阻止
用トランジスタQ3によって防止される。トランジスタQ3
は始動期間中に＋Vss電源端子がそれにコンデンサC29と
抵抗R36を介して充分なベース電流を供給し得るように
なると直ちに導通する。このトランジスタQ3が導通する
と、比較器U4Bの出力端子11が接地され、接地電位が増
幅器U4Aの非反転入力端子に印加される。増幅器U4Aの非
反転入力端子が接地電位のとき、制御電圧Vcの値は直流
供給電圧＋V0の初期過渡発振の有無に拘わずVCO50がそ
の公称周波数f0で動作し得るようになる。
トランジスタQ3は２次側の供給電圧の過渡発振が停止し
て動作状態が安定するまで充分長時間導通を続けるが、
始動期間の２段階が終つて安定動作状態に達すると、遮
断され、正規の誤差電圧Veが増幅器U4Bに印加されてVCO
50の周波数を正規の帰還方式で制御し得るようになる。
このトランジスタQ3の導通時間はコンデンサC29と抵抗R
36、R37の呈する時定数で決まり、その時定数は動作状
態が安定するまでトランジスタQ3がQ8より長く導通する
ように選ばれている。
て動作状態が安定するまで充分長時間導通を続けるが、
始動期間の２段階が終つて安定動作状態に達すると、遮
断され、正規の誤差電圧Veが増幅器U4Bに印加されてVCO
50の周波数を正規の帰還方式で制御し得るようになる。
このトランジスタQ3の導通時間はコンデンサC29と抵抗R
36、R37の呈する時定数で決まり、その時定数は動作状
態が安定するまでトランジスタQ3がQ8より長く導通する
ように選ばれている。
第４図はこの発明を実施する周波数制御共振レギユレー
タ120で、遠隔制御テレビジヨン受像機に待機型と動作
型の電力を供給するものを示す。第１図と第４図で同じ
記号で表される各素子は同様の機能または量を有する。
タ120で、遠隔制御テレビジヨン受像機に待機型と動作
型の電力を供給するものを示す。第１図と第４図で同じ
記号で表される各素子は同様の機能または量を有する。
第４図では、幹線電源21からの交流電圧がブリツジ整流
器27により全波整流され、コンデンサC31で濾波されて
未調整直流電圧Vunとなる。この未調整電圧は共振レギ
ユレータ120の出力切換段30に印加されて共振電力変成
器T4の１次巻線W1に50％のデユーテイサイクルの未調整
矩形波電圧を発生する。巻線W7には共振コンデンサCrと
高漏洩変成器T4のインダクタンスを含む同調回路10に設
定された動作点によつて調整済の２次側交流電圧が発生
される。
器27により全波整流され、コンデンサC31で濾波されて
未調整直流電圧Vunとなる。この未調整電圧は共振レギ
ユレータ120の出力切換段30に印加されて共振電力変成
器T4の１次巻線W1に50％のデユーテイサイクルの未調整
矩形波電圧を発生する。巻線W7には共振コンデンサCrと
高漏洩変成器T4のインダクタンスを含む同調回路10に設
定された動作点によつて調整済の２次側交流電圧が発生
される。
この巻線W7の調整済電圧はダイオード42、43により全波
整流され、LC濾波回路網44で濾波されてＢ＋端子に調整
済直流電圧を生成する。このＢ＋電圧は水平偏向回路45
に印加されて第４図には示されないテレビジヨン受像機
の水平偏向巻線に走査電流を発生する。Ｂ＋端子はまた
水平偏向回路45とフライバツク変成器46を介して高電圧
回路47に電力を供給する。高電圧回路47は第４図に示さ
れないテレビジヨン受像機の映像管の端子Ｕに陽極電圧
を供給する。テレビ受像機の垂直偏回路、音声回路、小
信号回路等の他の回路には第４図に示されない追加の２
次側巻線により低い電圧が供給される。
整流され、LC濾波回路網44で濾波されてＢ＋端子に調整
済直流電圧を生成する。このＢ＋電圧は水平偏向回路45
に印加されて第４図には示されないテレビジヨン受像機
の水平偏向巻線に走査電流を発生する。Ｂ＋端子はまた
水平偏向回路45とフライバツク変成器46を介して高電圧
回路47に電力を供給する。高電圧回路47は第４図に示さ
れないテレビジヨン受像機の映像管の端子Ｕに陽極電圧
を供給する。テレビ受像機の垂直偏回路、音声回路、小
信号回路等の他の回路には第４図に示されない追加の２
次側巻線により低い電圧が供給される。
２次側供給電圧を調整するために、分圧抵抗48、49によ
りＢ＋電圧から帰還電圧Vf′が生成され、比較器51の反
転入力端子に印加されてモードスイツチ39の接点Ａに印
加される誤差電圧Ve′を発生する。
りＢ＋電圧から帰還電圧Vf′が生成され、比較器51の反
転入力端子に印加されてモードスイツチ39の接点Ａに印
加される誤差電圧Ve′を発生する。
動作モードまたは全電力モードのテレビジヨン受像機動
作では、モードスイツチ39に結合された信号線路54にオ
ンオフ指令信号のオン状態が生じ、このオン状態中モー
ドスイツチ39が端子Ａに接触して誤差信号Ve′を低域濾
波器（LPF）41に通過させるようになる。低域濾波器41
はこの誤差電圧Ve′に従つて変化する制御電圧Vcを発生
してこれをVCO50に供給する。
作では、モードスイツチ39に結合された信号線路54にオ
ンオフ指令信号のオン状態が生じ、このオン状態中モー
ドスイツチ39が端子Ａに接触して誤差信号Ve′を低域濾
波器（LPF）41に通過させるようになる。低域濾波器41
はこの誤差電圧Ve′に従つて変化する制御電圧Vcを発生
してこれをVCO50に供給する。
VCO50は帰還電圧Vf′によつて制御される周波数の切換
信号32を発生する。この切換信号32は絶縁信号変成器T2
を介して変成器結合され、出力切換段30の切換をその信
号32の周波数に同期させる。２次側出力電力の調整は切
換信号32の周波数を帰還電圧Vf′により変えることによ
り行う。
信号32を発生する。この切換信号32は絶縁信号変成器T2
を介して変成器結合され、出力切換段30の切換をその信
号32の周波数に同期させる。２次側出力電力の調整は切
換信号32の周波数を帰還電圧Vf′により変えることによ
り行う。
指令信号Ｒの信号状態は通常の遠隔待機回路37の出力に
より制御される。利用者はテレビジヨン受像機の電源を
投入してその回路に全電力を供給するとき通常の遠隔送
信機38を操作して、例えば赤外線を送り、これをその待
機回路37で復合して指令信号Ｒの状態をオン状態に切換
え、また受像機を遮断してこれを待機モードにするとき
は待機回路37にコードの異る赤外線信号を送つて指令信
号Ｒをオフ状態に切換える。
より制御される。利用者はテレビジヨン受像機の電源を
投入してその回路に全電力を供給するとき通常の遠隔送
信機38を操作して、例えば赤外線を送り、これをその待
機回路37で復合して指令信号Ｒの状態をオン状態に切換
え、また受像機を遮断してこれを待機モードにするとき
は待機回路37にコードの異る赤外線信号を送つて指令信
号Ｒをオフ状態に切換える。
この発明の特徴により、信号線路54に指令信号のオフ状
態が生ずると、モードスイツチ39の接片が端子Ｂ側に移
動して誤差電圧Ve′を低域濾波器41から切離す。モード
スイツチ端子Ｂには＋Vss補助電源端子とシヤーシ接地
点の間の分圧抵抗52、53によりバイアス電圧Vbが発生さ
れるが、このバイアス電圧Vbの値は、モードスイツチ39
により低域濾波器41に印加されたとき、VCO50を第３図
のその動作周波数の上限ｆ＝fmaxで動作させる様な制御
電圧Vcを生ずるように選ばれる。
態が生ずると、モードスイツチ39の接片が端子Ｂ側に移
動して誤差電圧Ve′を低域濾波器41から切離す。モード
スイツチ端子Ｂには＋Vss補助電源端子とシヤーシ接地
点の間の分圧抵抗52、53によりバイアス電圧Vbが発生さ
れるが、このバイアス電圧Vbの値は、モードスイツチ39
により低域濾波器41に印加されたとき、VCO50を第３図
のその動作周波数の上限ｆ＝fmaxで動作させる様な制御
電圧Vcを生ずるように選ばれる。
共振レギユレータ120が周波数fmaxで待機中動作してい
るときは、同調回路10の動作点が共振点より遥かに上
で、Ｂ＋電圧のような２次側出力電圧の損失を生ずるた
め、この２次側電圧で給電されているテレビジヨン受像
機回路はすべて動作しなくなり、その受像機は待機低電
力状態におかれる。
るときは、同調回路10の動作点が共振点より遥かに上
で、Ｂ＋電圧のような２次側出力電圧の損失を生ずるた
め、この２次側電圧で給電されているテレビジヨン受像
機回路はすべて動作しなくなり、その受像機は待機低電
力状態におかれる。
この発明の他の特徴により、共振電力変成器T4はテレビ
ジヨン受像機の待機状態またはオフ状態に待機回路37に
必要な供給電圧を生成する。この変成器は待機中極めて
高周波数で動作していても、１次巻線W1に緊密に結合し
た補助巻線W2から交流電圧が発生されている。
ジヨン受像機の待機状態またはオフ状態に待機回路37に
必要な供給電圧を生成する。この変成器は待機中極めて
高周波数で動作していても、１次巻線W1に緊密に結合し
た補助巻線W2から交流電圧が発生されている。
巻線W2の補助出力電圧はブリツジ整流器33で全波整流さ
れ、コンデンサ34で濾波されて幹線から取出した電圧Vu
nの変化に対し未調整の補助直流電圧＋Vsとなる。この
補助電圧Vsは抵抗35を介してツエナーダイオード36に供
給され、テレビジヨン受像機のオン状態の動作中だけで
なく待機動作中も調整済補助直流電圧＋Vssとして発生
する。従つてこの補助供給電圧＋Vssは動作中も待機中
も利用し得る。すなわち、遠隔指令信号Ｒのオンオフ両
状態で利用し得る電源として遠隔待機回路に用いるのに
適している。
れ、コンデンサ34で濾波されて幹線から取出した電圧Vu
nの変化に対し未調整の補助直流電圧＋Vsとなる。この
補助電圧Vsは抵抗35を介してツエナーダイオード36に供
給され、テレビジヨン受像機のオン状態の動作中だけで
なく待機動作中も調整済補助直流電圧＋Vssとして発生
する。従つてこの補助供給電圧＋Vssは動作中も待機中
も利用し得る。すなわち、遠隔指令信号Ｒのオンオフ両
状態で利用し得る電源として遠隔待機回路に用いるのに
適している。
この発明の他の観点からすると、高漏洩電力変成器T4を
カツプ型または壷型磁心変成器として構成することもで
きる。壷型磁心は閉鎖型のため高漏洩変成器からの無線
周波数干渉輻射が比較的低く保たれるため、２次側巻線
により発生される出力電圧が矩形波特性でなく正弦波特
性である場合に与えられる以上に輻射がさらに低下す
る。
カツプ型または壷型磁心変成器として構成することもで
きる。壷型磁心は閉鎖型のため高漏洩変成器からの無線
周波数干渉輻射が比較的低く保たれるため、２次側巻線
により発生される出力電圧が矩形波特性でなく正弦波特
性である場合に与えられる以上に輻射がさらに低下す
る。
第５図は電力変成器T4の壷型磁心の分解斜視図である。
この磁心は２つのフエライト壷型磁心素子から成り、そ
の一方の素子PCPは例えば第１図の１次側巻線W1、W2、W
3が巻かれる中心軸柱62pを有し、他方の素子PCSは第５
図には見えないが２次側巻線W4〜W7が巻かれる中心軸柱
62sを有する。
この磁心は２つのフエライト壷型磁心素子から成り、そ
の一方の素子PCPは例えば第１図の１次側巻線W1、W2、W
3が巻かれる中心軸柱62pを有し、他方の素子PCSは第５
図には見えないが２次側巻線W4〜W7が巻かれる中心軸柱
62sを有する。
各磁心素子は中心軸柱62p、62sの他にその軸柱を包囲す
る円筒壁またはスカート部61と丈夫な端壁64を有すると
共に、その円筒壁61は各１次および２次側巻線の導線を
磁心外に引出して第１図のレギユレータ20の適当な回路
素子に接続し得るようにするための間隙63を有する。
る円筒壁またはスカート部61と丈夫な端壁64を有すると
共に、その円筒壁61は各１次および２次側巻線の導線を
磁心外に引出して第１図のレギユレータ20の適当な回路
素子に接続し得るようにするための間隙63を有する。
第６図は組立てられた状態の壷型磁心変成器T4で、全体
を巻線Ｐで示す１次側巻線と、全体を巻線Ｓで示す２次
側巻線を有する。第６図にはまた間隙63を介して変成器
磁心外に引出した代表的導線65が示されているが、変成
器をその取付け位置に固定したり、回路板やシヤーシに
固定するに要する通常の固定用金具は示されていない。
を巻線Ｐで示す１次側巻線と、全体を巻線Ｓで示す２次
側巻線を有する。第６図にはまた間隙63を介して変成器
磁心外に引出した代表的導線65が示されているが、変成
器をその取付け位置に固定したり、回路板やシヤーシに
固定するに要する通常の固定用金具は示されていない。
第７図は第６図の切断線７−７に沿う組立済変成器T4の
断面図である。第７図の断面図では、１次側磁心の中心
軸柱62pと２次側磁心の中心軸柱62sとの間に間隙Ｇがあ
ることが判る。図示されない間隙Ｇを形成する別の方法
は、同じ２つの壷型磁心素子PCP、PCSを組合せ、所要の
間隙幅に等しい厚さの非金属絶縁スペーサにより互いに
分離することである。
断面図である。第７図の断面図では、１次側磁心の中心
軸柱62pと２次側磁心の中心軸柱62sとの間に間隙Ｇがあ
ることが判る。図示されない間隙Ｇを形成する別の方法
は、同じ２つの壷型磁心素子PCP、PCSを組合せ、所要の
間隙幅に等しい厚さの非金属絶縁スペーサにより互いに
分離することである。
間隙Ｇは１次側巻線Ｐと２次側巻線Ｓの間に第１図およ
び第４図の共振回路10の同調漏洩インダクタンスを与え
る所要の緩い結合を形成する。この緩い結合により２次
側巻線電圧が正弦波形になり、１次側巻線電圧が矩形波
形になる。
び第４図の共振回路10の同調漏洩インダクタンスを与え
る所要の緩い結合を形成する。この緩い結合により２次
側巻線電圧が正弦波形になり、１次側巻線電圧が矩形波
形になる。
第１図の共振電力変成器T4の実施例の構造を次に例示す
る。
る。
磁心:2個共それぞれフエロツクスキユーブ社（Ferroxcu
be Corp.）製フエライト壷型磁心系列番号4229、部品番
号4229P−LOO−3C8の円筒壁61を約5mm、中心軸柱62sを
約5mm延長して組合せたとき間隙幅が約5mmになるように
改造したもの。
be Corp.）製フエライト壷型磁心系列番号4229、部品番
号4229P−LOO−3C8の円筒壁61を約5mm、中心軸柱62sを
約5mm延長して組合せたとき間隙幅が約5mmになるように
改造したもの。
１次巻線W1:直径0.10mmのエナメル銅線25本で形成した
リツツ線を45回巻いて総断面積0.203mm2としたもの。
リツツ線を45回巻いて総断面積0.203mm2としたもの。
補助巻線W2:直径0.10mmのエナメル銅線20本で形成した
リツツ線を９回巻いて総断面積0.124mm2としたもの。
リツツ線を９回巻いて総断面積0.124mm2としたもの。
帰還巻線W3:直径0.089mmの銅線20本で形成したリツツ線
を10回巻いて総断面積0.124mm2としたもの。
を10回巻いて総断面積0.124mm2としたもの。
２次巻線W7:直径0.127mmのエナメル銅線60本で形成した
リツツ線を36回巻いて総断面積0.760mm2としたもの。
リツツ線を36回巻いて総断面積0.760mm2としたもの。
２次巻線W6:直径0.127mmのエナメル銅線25本で形成した
リツツ線を２回巻いて総断面積0.317mm2としたもの。
リツツ線を２回巻いて総断面積0.317mm2としたもの。
２次巻線W5:直径0.127mmのエナメル銅線25本で形成した
リツツ線を３回巻いて総断面積0.317mm2としたもの。
リツツ線を３回巻いて総断面積0.317mm2としたもの。
２次巻線W4:直径0.127mmのエナメル銅線25本で形成した
リツツ線を８回巻いて総断面積0.317mm2としたもの。
リツツ線を８回巻いて総断面積0.317mm2としたもの。
上記の変成器仕様により次が得られる。
Ｌ（１次）＝276μＨ Ｌ（２次）＝196μＨ Ｍ（相互結合）＝114μＨ 第１図の回路に対するその他の値は下記の通りである。
Cr＝0.03μＦ、ポリプロピレン fo＝64KHz、公称動作周波数 Vin＝±150VDC 入力電圧＝140W Ｑ＝５、同調回路10において負荷電力140Wで約90％の極
めて高効率を生ずるため。
めて高効率を生ずるため。
第１図（Ａ）、（Ｂ）はこの発明を実施した周波数制御
共振レギユレータの回路図でその一部T4とCrは（Ａ）、
（Ｂ）に重複して示してある、第２図は第１図の共振電
力変成器の電気的等価回路図、第３図は第２図の回路の
出力電圧対周波数特性曲線群を示す図、第４図はテレビ
ジヨン受像機用電源として使用されたこの発明を実施す
る他の周波数制御共振レギユレータの回路図、第５図は
第１図および第４図の電力変成器に有用な壷型磁心の分
解斜視図、第６図は第１図および第４図の電力変成器と
して有用な巻線を含む壷型磁心変成器の側面図、第７図
は第６図の変成器の線７−７に沿う断面図である。 10……同調回路、20……共振レギュレータ、21、22……
直流電源の一部を構成する主電源と単極単投スイッチ、
50……可制御切換信号源、51、52……切換手段、70……
未調整電圧源、T4……電力変成器、W1……第１の巻線、
W2……第３の巻線、W7……第２の巻線、Cr……共振キヤ
パシタンス、U4A、U4B……制御信号発生手段。
共振レギユレータの回路図でその一部T4とCrは（Ａ）、
（Ｂ）に重複して示してある、第２図は第１図の共振電
力変成器の電気的等価回路図、第３図は第２図の回路の
出力電圧対周波数特性曲線群を示す図、第４図はテレビ
ジヨン受像機用電源として使用されたこの発明を実施す
る他の周波数制御共振レギユレータの回路図、第５図は
第１図および第４図の電力変成器に有用な壷型磁心の分
解斜視図、第６図は第１図および第４図の電力変成器と
して有用な巻線を含む壷型磁心変成器の側面図、第７図
は第６図の変成器の線７−７に沿う断面図である。 10……同調回路、20……共振レギュレータ、21、22……
直流電源の一部を構成する主電源と単極単投スイッチ、
50……可制御切換信号源、51、52……切換手段、70……
未調整電圧源、T4……電力変成器、W1……第１の巻線、
W2……第３の巻線、W7……第２の巻線、Cr……共振キヤ
パシタンス、U4A、U4B……制御信号発生手段。
Claims (1)
- 【請求項１】未調整電圧源と、 上記電圧源に結合された第１の巻線と、第２の巻線とを
有し，この第１および第２巻線間に高い漏洩インダクタ
ンスを呈する電力変成器と、 上記第１の巻線に結合された出力切換手段と、 上記出力切換手段に可制御周波数で結合されて上記電力
変成器の第２巻線に第１の負荷回路を付勢する第１の交
番出力電圧を発生する可制御切換信号源と、 上記第２の巻線に結合されていて上記変成器の上記漏洩
インダクタンスと共に同調回路を形成し、上記可制御周
波数に従って上記出力電圧の振幅を設定する共振キャパ
シタンスと、 上記可制御切換信号源に結合され、上記第１の交番出力
電圧の値を表わす感知信号に応じて、上記可制御周波数
を上記感知信号に従って変え、上記第１の交番出力電圧
を調整する制御信号を発生する手段と、 上記変成器の上記第１の巻線には密に結合し上記第２の
巻線には疎に結合していて、上記同調回路の動作点の変
化に実質的に影響されない振幅を持った第２の交番出力
電圧を発生する上記変成器の第３の巻線と、 上記第２の交番出力電圧に応じて、上記同調回路の動作
点の変化に実質的に影響されず、かつ上記動作点が正常
な調整範囲の外にあるとき第２の負荷回路を付勢するた
めに供給できる直流電圧を発生する直流電源と、 を具備して成る周波数制御共振レギュレータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/676,821 US4631652A (en) | 1984-11-30 | 1984-11-30 | Frequency controlled resonant regulator |
| US676821 | 1991-03-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61139267A JPS61139267A (ja) | 1986-06-26 |
| JPH0691744B2 true JPH0691744B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=24716139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60268231A Expired - Lifetime JPH0691744B2 (ja) | 1984-11-30 | 1985-11-27 | 周波数制御共振レギユレータ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4631652A (ja) |
| JP (1) | JPH0691744B2 (ja) |
| KR (1) | KR930000417B1 (ja) |
| CA (1) | CA1263700C (ja) |
| DE (1) | DE3542103C2 (ja) |
| GB (2) | GB2169424B (ja) |
| HK (1) | HK60494A (ja) |
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