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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Näherungsschalter, insbesondere
einen induktiven Näherungsschalter,
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Ein
gattungsgemäßer Näherungsschalter weist
einen Oszillator mit einem durch ein zu detektierendes Target beeinflussbaren,
wenigstens teilweise eigenkompensierten Rückkopplungsnetzwerk und mit
einem Oszillatorverstärker
auf, wobei das Rückkopplungsnetzwerk
eine bifilare Spule mit einer ersten und einer zweiten Wicklung
aufweist und die erste Wicklung und die zweite Wicklung aus Mehrfach-Litzen
mit unterschiedlicher Zahl der Litzendrähte gebildet sind. So kann
zumindest eine linear nominale Eigenkompensation des Rückkopplungsnetzwerks
erreicht werden.
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Ein
gattungsgemäßer Näherungsschalter
ist in
EP 0 070 796 offenbart.
Außerdem
ist dort ein besonders elegantes Verfahren zur Kompensation einer
Hauptkomponente der erwähnten
Temperaturabhängigkeiten,
nämlich
des Temperaturkoeffizienten des Kupferwiderstandes der Schwingkreisspule,
angegeben. Das beschriebene Mitkopplungsnetzwerk, das insbesondere
zwei antiserielle, induktiv gekoppelte Spulen beinhaltet, kann deshalb
auch als eigenkompensiertes Mitkopplungsnetzwerk bezeichnet werden,
d.h. dessen Transmission wird bei gegebener Frequenz und Bauteilparametrierung
idealerweise nur noch durch die Bedämpfung der Spulen durch ein
zu erkennendes Target bestimmt.
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Als
Messgröße dient
bei Näherungsschaltern
im Allgemeinen eine Änderung
der Resonanzimpedanz des Schwingkreises bei Annäherung des zu überwachenden
Targets an den Näherungsschalter.
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Da
diese Änderungen
der Resonanzimpedanz vergleichsweise klein sind, können hierbei
bisher nur geringe Schaltabstände
erzielt werden. Beispielsweise ändert
sich bei der Bauform "M
18, shielded" die
Resonanzimpedanz bei Annäherung
des Targets aus großer
Entfernung nur noch um etwa 0,3 %, wenn zum Dreifachen des Normschaltabstands übergegangen
wird. Demgegenüber
beträgt
bei dieser Bauform die Änderung
bei Annäherung
bis zum Normschaltabstand immerhin ca. 30 % der Resonanzimpedanz.
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Die
Größe der beobachteten Änderung
der Resonanzimpedanz ist für
den maximal erzielbaren Schaltabstand begrenzend, da die Temperaturabhängigkeiten
der relevanten physikalischen Eigenschaften der eingesetzten Komponenten
zu erheblichen, nicht vernachlässigbaren Änderungen
der Resonanzimpedanz führen.
Aus diesem Grund sind bisher nur vergleichsweise kleine Schaltabstände realisierbar,
wobei die Schaltabstände
grundsätzlich
von der Bauform abhängen.
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Hierbei
spielen Bauteile-Toleranzen, insbesondere elektrische und mechanische
Absolut-Toleranzen sowie Fertigungs-Toleranzen, d.h. relative Toleranzen,
eine Rolle. Abweichungen ergeben sich außerdem durch die Abhängigkeit
elektrischer Parameter von den Fertigungs-Toleranzen, beispielsweise
von z.B. Positionierungstoleranzen der Wicklung relativ zum Kern.
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Beachtet
werden muss außerdem
die Qualität
der verwendeten Komponenten. Beispielsweise kann es aufgrund der
Alterung von Bauteilen und Stoffen zu Driften elektrischer Parameter
kommen. Schließlich
können
Alterungsprozesse auch eventuelle Verbindungen, beispielsweise Fügungen,
verändern
und/oder verschlechtern, was wiederum zu Änderungen bzw. Driften der
relevanten elektrischen Parameter führt. Beispielsweise kann es
in der elektronischen Schaltung zu Ablösungen kommen und es können Stoffe
aus der Umgebung resorbiert werden.
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Zwar
wurde bereits eine Reihe von Maßnahmen
vorgeschlagen, mit denen Temperatureffekte bei Näherungsschaltern kompensiert
werden können. Diese
sind jedoch verfahrensmäßig und/oder
schaltungstechnisch sehr aufwändig
und lassen darüber hinaus
auch im Hinblick auf die erzielten Resultate zu wünschen übrig. Insbesondere
hat sich der hergebrachte Exemplar-Abgleich bei Raumtemperatur als unzureichend
erwiesen. Weiterhin genügt
es nicht, nur die Temperaturabhängigkeiten
erster Ordnung zu kompensieren, da mitunter erhebliche Beiträge der zweiten
und dritten Ordnung bestehen, die minimiert oder wenigstens teilweise
kompensiert werden sollen. Bisher wurde hierzu beispielsweise ein NTC-Netzwerk
verwendet. Weitere Verbesserungen, die jedoch jeweils mit erheblichem
Aufwand verbunden sind, beinhalten eine mehrstufige oder mehrfache
Kompensation bzw. einen mehrstufigen Abgleich. Darüber hinaus
kann neben einem Temperaturabgleich über eine vorzusehende Schnittstelle nach
Endmontage des Näherungsschalters
ein Abgleich bzw. eine Kompensation erfolgen.
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Bei
einem konventionellen System sind höhere Schaltabstände bisher
im Wesentlichen aus folgenden Gründen
nicht möglich.
Zunächst
führen Temperaturgradienten
zwischen dem Spulensystem und dem Verstärker einerseits sowie zwischen
dem Spulensystem und einem eventuell vorhandenen Kompensationsnetzwerk
andererseits zu Fehlern bei Temperaturwechseln. Weiterhin kann die
Anpassung zwischen dem Kompensationsnetzwerk und dem Verstärker/Spulensystem
nur begrenzt gut durchgeführt
werden. Schließlich
ist aufgrund von Parameterstreuungen und Fertigungstoleranzen sowohl
der verwendeten Komponenten im Spulensystem als auch des Gesamtaufbaus
nur eine begrenzte Reproduzierbarkeit erzielbar.
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Bei
einer aufwändigen
Variante eines nur bei Raumtemperatur durchgeführten elektronischen Exemplar-Abgleichs
wird ein Widerstandsnetzwerk digital eingestellt bzw. programmiert.
Entsprechend können
auch Steuerungsströme
digital eingestellt oder programmiert werden. Eine Kommunikation
kann dabei über die
Versorgungsleitungen erfolgen. Ein Beispiel hierfür findet
sich in
DE 197 02
059 C2 .
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Eine
Weiterentwicklung der in
EP 0
070 796 beschriebenen Schaltung ist in
EP 0 319 470 A1 offenbart.
Um Verluste mit kupferungleichem Temperaturkoeffizienten ausgleichen
zu können,
wird der Gegenkopplungspfad in zwei Teilpfade aufgeteilt. Der erste
dieser Teilpfade weist dabei eine solche Temperaturabhängigkeit
auf, dass dadurch die Schwingkreisverluste mit kupfergleichen Temperaturkoeffizienten
ausgeglichen werden. Der zweite Gegenkopplungspfad, im einfachsten
Fall über
einen ohmschen Widerstand, ermöglicht
die Kompensation des Temperaturgangs, hervorgerufen durch die Verlustanteile mit
nicht kupfergleichen Temperaturkoeffizienten, feldinduzierte Verluste
im Gehäuse
oder Proximityverluste in der Spule.
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Ein
relativ aufwändiges
Verfahren ist außerdem
aus
DE 100 46 147 bekannt.
Hierbei wird durch Kommunikation über die Versorgungsleitungen
ein dreistufiges Einstellverfahren durchgeführt. Zunächst werden unter Verwendung
eines Summenstroms aus gewichteten Stromquellen mit verschiedenen
Kennlinien typspezifische Einstellungen für die Oszillator-Kennlinie
vorgenommen. Sodann wird zur Kompensation von Exemplar-Streuungen
bei Raumtemperatur ein Abgleich durch Programmierung eines digitalen
Widerstands-Netzwerks durchgeführt. Schließlich erfolgt
außerdem
zur Kompensation von Exemplar-Streuungen ein Temperaturabgleich über eine
digital einstellbare Komparator-Schwelle.
Noch nicht geklärt
ist wohl, inwieweit der dort beschriebene Aufbau bzw. das dort beschriebene
Verfahren für eine
gute Ausbeute ausreichend ist. Weiterhin handelt es sich um ein
aufwändiges
Verfahren, welches insbesondere eine Definition der Kennlinien erfordert.
Auch der Bauelemente-Aufwand ist erheblich, beispielsweise werden
zwei ASICs benötigt.
Schließlich
ergeben sich aufgrund der notwendigen thermischen Kopplung mechanische
und bauliche Einschränkungen.
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Aufgabe
der Erfindung ist es, einen Näherungsschalter
zu schaffen, der besonders unaufwändig hergestellt werden kann.
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Diese
Aufgabe wird durch den Näherungsschalter
mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
des erfindungsgemäßen Näherungsschalters
sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Der
Näherungsschalter
der oben angegebenen Art ist erfindungsgemäß dadurch weitergebildet, dass
die Litzendrähte
der ersten und der zweiten Wicklung unterschiedliche Litzendrahtdicken
aufweisen.
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Als
Kerngedanke der vorliegenden Erfindung kann angesehen werden, die
bifilare Spule gezielt so aufzubauen, dass die erste und die zweite
Wicklung aus unterschiedlichen Drähten gebildet sind.
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Die
Drähte
der ersten und der zweiten Wicklung können dann gezielt im Hinblick
auf Montierbarkeit und Proximity-Verluste ausgewählt werden.
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Bei
einer besonders bevorzugten Variante des erfindungsgemäßen Näherungsschalters
ist die erste Wicklung aus einem Einzeldraht und die zweite Wicklung
aus einer Mehrfachlitze gebildet. Mit einer solchen Anordnung kann
eine hervorragende Eigenkompensation des Spulensystems, insbesondere
der Temperaturabhängigkeit
der Kupferverluste, erzielt werden.
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Ein
weiterer Vorteil der bifilaren Spule besteht darin, dass keine zusätzlichen
Verluste in das System durch Maßnahmen
zur Temperaturkompensation eingebracht werden müssen.
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Um
Nachteile bei der Fertigung zu vermeiden, ist in diesem Zusammenhang
bei der bevorzugten Variante außerdem
von Vorteil, wenn der Einzeldraht oder die Litzendrähte der
ersten Wicklung einen größeren Querschnitt
aufweisen als die Litzendrähte
der Mehrfachlitze der zweiten Wicklung. Hierdurch kann die Handhabbarkeit,
insbesondere die Lötbarkeit,
des Einzeldrahts verbessert werden.
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Auf
diese Weise wird als wesentlicher Vorteil erreicht, dass der Einzeldraht
der ersten Wicklung bei noch tolerierbaren Proximity-Verlusten erheblich leichter
zu montieren, insbesondere leichter zu verlöten ist.
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Bei
der Mehrfachlitze der zweiten Wicklung können die Einzeldrähte bei
gleichwohl guter Verlötbarkeit
dünner
gehalten werden, so dass hier die Proximity-Verluste noch geringer
sind.
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Grundsätzlich ist
man bei einer Spule immer bestrebt, die Einzeldrähte der Litze möglichst
dünn zu
wählen,
um die so genannten Proximity-Verluste, die auf Wirbelstromverluste
in angrenzenden Drähten
zurückgehen,
möglichst
gering zu halten. Aus Gründen
der Handhabbarkeit können
aber die Einzeldrähte
nicht beliebig dünn
gewählt
werden, da sie sonst beispielsweise beim Löten verbrennen würden.
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Eine
gute Handhabbarkeit des Einzeldrahts der ersten Wicklung bei der
bevorzugten Variante bei noch tolerierbaren Proximity-Verlusten kann erzielt werden,
wenn die Dicke des Einzeldrahts der ersten Wicklung zwischen 60
und 100 μm,
bevorzugt etwa 70 μm,
beträgt.
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Bei
der Mehrfachlitze der zweiten Wicklung sind im Hinblick auf die
Verarbeitbarkeit auch kleinere Durchmesser möglich aber nicht zwingend.
Eine noch hinreichend zuverlässig
verarbeitbare Mehrfachlitze bei tolerierbaren Proximity-Verlusten
wird erzielt, wenn die Dicke der Einzeldrähte der Mehrfachlitze der zweiten
Wicklung zwischen 20 und 50 μm,
bevorzugt etwa 30 μm,
beträgt.
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Bei
einer besonders bevorzugten Variante ist der Oszillatorverstärker steuerbar
ausgebildet, ein Temperaturfühler
ist zur Bestimmung der Temperatur zumindest des Oszillatorverstärkers vorgesehen
und der Oszillatorverstärker
ist auf Grundlage der von dem Temperaturfühler bestimmten Temperatur
so steuerbar, dass temperaturbedingte Variationen der Oszillator-Eigenschaften
zumindest teilweise kompensierbar sind.
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Bevorzugt
ist auch der Oszillatorverstärker weitestgehend
eigenkompensiert. Beispielsweise können das Rückkopplungsnetzwerk und/oder
der Oszillatorverstärker
zumindest linear nominal eigenkompensiert sein.
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Temperaturbedingte
Transmissionsvariationen des Rückkoppelnetzwerks
oder des Oszillatorverstärkers
können
bei dem erfindungsgemäßen Näherungsschalter
weitestgehend, insbesondere in erster Ordnung, kompensiert werden.
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Temperaturbedingte
Transmissionsvariationen des Rückkoppelnetzwerks
können
beispielsweise aufgrund von individuellen Unterschieden der Einbauverhältnisse
des Spulensystems oder auch aufgrund von Parametersteuerungen und
Fertigungstoleranzen entstehen.
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Damit
kann ein Oszillatorverstärker
erhalten werden, der steuerbar ausgebildet ist, einen Temperaturfühler zur
Bestimmung seiner Temperatur vorsieht und auf Grundlage der von
dem Temperaturfühler
bestimmten Temperatur so steuerbar ist, dass temperaturbedingte
Transmissionsvariationen des Rückkopplungsnetzwerks,
die aus den individuellen Einbauverhältnissen des Spulensystems
oder Parameterstreuungen und Fertigungstoleranzen herrühren, zumindest
großteils
und insbesondere in linearer Näherung
kompensierbar sind.
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Temperaturbedingte
Variationen können
bei Oszillatorverstärkern,
die zwar nominal eigenkompensiert sind, ebenfalls auf grund von Parameterstreuungen
innerhalb des Oszillatorverstärkers
auftreten.
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Beim
Betrieb des erfindungsgemäßen Näherungsschalters
wird mit einem Temperaturfühler
eine Temperatur zumindest des Oszillatorverstärkers bestimmt, als Oszillatorverstärker wird
ein Verstärkerbaustein
mit einem steuerbaren Netzwerk verwendet und eine Übertragungsfunktion
des steuerbaren Netzwerks wird mittels eines Steilheitsverstärkers gesteuert
und die Übertragungsfunktion
des steuerbaren Netzwerks wird in Abhängigkeit zumindest von der
von dem Temperaturfühler
gemessenen Temperatur durch Verstärkungsvariation am Steilheitsverstärker so
gesteuert, dass temperaturbedingte Variationen des Oszillators wenigstens
teilweise kompensiert werden.
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Als
Steilheitsverstärker
kann bevorzugt ein steuerbarer Differenzverstärker verwendet werden.
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Als
Kerngedanke dieser Variante kann angesehen werden, bei einem Aufbau
mit einem Oszillatorverstärker
und einem weitestgehend eigenkompensierten Rückkopplungsnetzwerk zum Ausgleich von
Bauteilestreuungen und/oder zum Ausgleich von Temperaturabhängigkeiten
höherer
Ordnung ein steuerbares Netzwerk im Oszillatorverstärker vorzusehen,
das so gesteuert wird, dass noch verbliebene temperaturbedingte
Variationen von Eigenschaften des Rückkopplungsnetzwerks, die von
den individuellen Einbauverhältnissen
des Spulensystems herrühren,
also etwa der Schwingkreisimpedanz und/oder sonstiger Komponenten,
weitestgehend kompensiert werden.
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Ein
erster wesentlicher Vorteil dieses Ausführungsbeispiels kann darin
gesehen werden, dass der Näherungsschalter
im Vergleich zu den aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen sehr
einfach aufgebaut und deshalb kostengünstig herstellbar ist.
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Der
Betrieb des erfindungsgemäßen Näherungsschalters
beinhaltet nur wenige Verfahrensschritte, so dass auch auf diesem
Weg Kosten eingespart werden können.
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Schließlich können bei
dieser Variante deutlich erhöhte
Schaltabstände
erzielt werden.
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Auch
ein kostengünstiger
Chargenabgleich ist bei dem erfindungsgemäßen Näherungsschalter prinzipiell
möglich.
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Bei
einer besonders bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Näherungsschalters weist
der Oszillatorverstärker
einen Verstärkerbaustein
und ein steuerbares Netzwerk zum Steuern der Verstärkung des
Oszillatorverstärkers
auf.
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Grundsätzlich ist
es möglich,
dass das durch das Target beeinflussbare Rückkoppelnetzwerk im Gegenkopplungszweig
und das steuerbare Netzwerk im Mitkopplungszweig des Verstärkerbausteins
vorgesehen ist. Bevorzugt ist aber eine Variante, bei der das durch
das Target beeinflussbare Rückkoppelnetzwerk
im Mitkopplungszweig und das steuerbare Netzwerk im Gegenkopplungszweig
des Verstärkerbausteins
vorgesehen ist. Das Rückkoppelnetzwerk kann
dann auch als Mitkoppelnetzwerk und das steuerbare Netzwerk auch
als Gegenkopplungsnetzwerk bezeichnet werden.
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Ein
Aufbau, bei dem das durch das Target beeinflussbare Rückkopplungsnetzwerk
in den Gegenkopplungszweig des Verstärkers geschaltet wird und das
steuerbare Netzwerk inklusive aktivem Shunt im Mitkopplungszweig
des Verstärkers
angeordnet wird, würde
an der prinzipiellen Funktion nichts ändern. Lediglich die Wirkungsrichtung
wäre umgekehrt.
Führt also
bei der hier als bevorzugt beschriebenen Variante eine Bedämpfung durch
Verringerung der Transmission zu einem Zusammenbrechen der Schwingung
oder zumindest einer Verkleinerung der Schwingungsamplitude, würde sich
bei der wie vorstehend beschrieben modifizierten Variante gerade
das umgekehrte Verhalten zeigen.
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Bei
einer schaltungsmäßig unaufwändig zu realisierenden
Variante weist das steuerbare Netzwerk ein passives Kopplungsnetzwerk,
insbesondere ein Gegenkopplungsnetzwerk, und eine steuerbare aktive
Beeinflussungsvorrichtung auf. Besonders bevorzugt wird das passive
Gegenkopplungsnetzwerk ebenfalls temperaturstabil ausgebildet.
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Als
steuerbare aktive Beeinflussungsvorrichtung kann ein steuerbarer
Steilheitsverstärker
verwendet werden, der insbesondere mit Hilfe einer Steuerspannung
und/oder mittels eines Steuerstroms steuerbar ist. Hierbei kann
auf bekannte Komponenten zurückgegriffen
werden.
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Grundsätzlich ist
es auch denkbar, dass bei Annäherung
des Targets eine Variation der Transmission des Mitkopplungsnetzwerks
durch eine Änderung
der Schwingkreiskapazität
herbeigeführt
wird, es sich also um einen kapazitiven Näherungsschalter handelt. Bevorzugt
ist der Näherungsschalter
jedoch als induktiver Näherungsschalter
ausgebildet.
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Zum
Aufbau des weitestgehend eigenkompensierten Oszillatorverstärkers wird
bevorzugt ein Verstärkerbaustein
mit möglichst
hoher Leerlaufverstärkung
kombiniert mit einer starken Gegenkopplung, bestehend aus einem
passiven Gegenkopplungszweig und einem parallelen steuerbaren aktiven Gegenkopplungszweig
verwendet. Der Oszillatorverstärker
kann dann aufgrund der starken Gegenkopplung als nahezu idealer
Verstärker
angesehen werden, dessen Eingangsimpedanz und Transmission und damit
dessen Schleifen- und Spannungsverstärkung weitgehend unabhängig von
Aussteuerung und Temperatur ist. Bevorzugt weist der Oszillatorverstärker weiterhin
eine durch eine Steuerspannung oder einen Steuerstrom veränderbare
Verstärkungskennlinie
auf, welche durch die Steuergröße im wesentlichen
parallel verschiebbar ist. Bevorzugt ist hierbei außerdem ein
praktisch linearer Zusammenhang zwischen Verschiebung und Steuergröße gegeben, so
dass sich die Steuerung der Verstärkung schaltungstechnisch besonders
einfach bewerkstelligen lässt.
Schließlich
ist es von Vorteil, wenn der Zusammenhang zwischen Verschiebung
der Verstärkungskennlinie
und der Steuergröße weitestgehend
temperaturunabhängig
ist, d.h. wenn die Änderung
der Verstärkung
praktisch unabhängig
von Aussteuerung und Temperatur ist.
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Der
Oszillatorverstärker
kann insbesondere ein stark gegengekoppelter Verstärker mit
definiertem Zusammenhang zwischen Verstärkung und Aussteuerung sein.
Alternativ kann auch ein definierter Zusammenhang zwischen Spannungsverstärkung oder
Verstärkungsänderung
und Aussteuerung vorliegen.
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Vorteilhaft
ist weiterhin, wenn der gegengekoppelte Verstärker eine definierte Kennlinie
bezüglich
Temperatur und Verstärkung,
insbesondere eine lineare bzw, konstante Kennlinie im nichtbeeinflussten
Betrieb aufweist. Hierunter soll eine Situation verstanden werden,
bei welcher keine Beeinflussung durch die Regelspannung vorliegt,
d.h. dass im Gegen- bzw. Mitkopplungszweig die Nominalimpedanzen
vorliegen.
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Zweckmäßig kann
schließlich
ein Oszillator mit einer definierten Impedanz-Kennlinie über Temperatur
und Frequenz verwendet werden.
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Eine Änderung
der Verstärkung
des Oszillatorverstärkers
kann grundsätzlich
durch eine aktive oder passive Beeinflussung der Impedanz im Gegenkopplungszweig
des Oszillatorverstärkers
erfolgen. Beispielsweise kann eine Beeinflussung der Gegenkoppelimpedanz
durch HF-taugliche schaltbare Impedanz-Arrays oder Impedanzketten
bewerkstelligt werden.
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Bei
einer vorteilhaften Variante erfolgt die Beeinflussung der Impedanz
aber steuerbar durch eine Steuergröße mit Hilfe einer geeigneten
Steuerschaltung, beispielsweise einem so genannten Steilheitsverstärker (transconductance
amplifier). Diese Ausführung
kann auch als aktiver Shunt bezeichnet werden.
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Grundsätzlich kann
die Spannung in den Schwingkreis über eine beliebige Impedanz,
beispielsweise also auch einen ohmschen Widerstand eingekoppelt
werden. Besonders elegant, da dann keine weiteren Bauteile zur Bereitstellung
der richtigen Phasenlage notwendig sind, ist es aber, wenn zur Einkopplung
der Spannung in den Schwingkreis eine Koppelkapazität vorgesehen
ist. Zur Impedanzanpassung kann zweckmäßig ein ohmscher Widerstand
in Reihe zur Koppelkapazität
geschaltet werden.
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Bei
einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
sind dem Oszillatorverstärker
ein Gleichrichter und ein Komparator mit fester Schaltschwelle nachgeschaltet.
Der Einsatz eines Komparators mit fester Schaltschwelle ist insbesondere
dann möglich und
nutzbringend, wenn der eingesetzte Verstärker über einen besonders großen Bereich
der Aussteuerung eine konstante Verstärkung aufweist. Der Übergang
der nahe bei 0 liegenden minimalen Amplitude und der maximalen Amplitude
erfolgt dann über
eine besonders kleine Wegstrecke des das Spulensystem beeinflussenden
Targets, so dass im Hinblick auf die konkrete Schaltschwelle keine
hohe Genauigkeitsanforderung gestellt ist. Hierdurch können der
schaltungstechnische Aufwand gesenkt und Kosten gespart werden.
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Ein
weiterer Vorteil eines aktiven Shunts besteht außerdem darin, dass die Verstärkung des
Oszillatorverstärkers
geändert
wird, im wesentlichen ohne in die Linearitätseigenschaften dieses Verstärkers einzugreifen.
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Als
Temperaturfühler
können
grundsätzlich alle
bekannten Varianten, insbesondere auch Thermoelemente oder speziell
hierfür
vorgesehene Halbleiterbauelemente, eingesetzt werden. Zweckmäßig wird
bei einer bevorzugten Variante des erfindungsgemäßen Näherungsschalters aber ein NTC-Netzwerk
als Temperaturfühler
eingesetzt. NTC-Netzwerke weisen bei vertretbaren Kosten eine ausreichende Linearität auf.
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Um
ein rasches Anschwingen des Oszillators zu ermöglichen, hat sich darüber hinaus
als zweckmäßig erwiesen,
wenn die Verstärkung
des Oszillatorverstärkers
aussteuerungsabhängig
verändert
wird. Konkret wird dabei die Verstärkung gezielt bei kleinen Aussteuerungen
bzw. Schwingamplituden angehoben. Schaltungsmä ßig kann dies beispielsweise
dadurch realisiert werden, dass ein Ausgang des Gleichrichters mit
dem steuerbaren Oszillatorverstärker,
insbesondere mit dem Verstärkerbaustein,
verbunden wird, so dass die Verstärkung aussteuerungsabhängig, nämlich in
Abhängigkeit
der von dem Gleichrichter gelieferten Spannung, verändert wird.
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Besonders
bevorzugt wird die Verstärkung des
Oszillatorverstärkers über Temperatur
stückweise
linear nachgeführt.
Hierunter wird eine Verfahrensweise verstanden, bei welcher bei
einer Mehrzahl von Punkten ein Abgleich der Verstärkung vorgenommen
und anschließend
zwischen diesen Punkten eine lineare Interpolation der Verstärkungskennlinie
durchgeführt
wird. Bei einer besonders einfachen, gleichwohl sehr effektiven
Variante wird bei beispielsweise drei Temperaturen ein Abgleich
der Verstärkung
vorgenommen und zwischen diesen drei Punkten erfolgt anschließend eine
lineare Interpolation. Die Verstärkungskennlinie
besteht in diesem Fall aus zwei linearen Teilbereichen. Diese ökonomische Verfahrensweise,
die auch als Drei-Punkt-Abgleich bezeichnet wird, hat sich für zahlreiche
Anwendungen als völlig
ausreichend erwiesen.
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Auch
eine nichtlineare Interpolation, z.B. mittels Bezier-Kurve, ist möglich und
sinnvoll.
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Ein
weiterer Vorteil einer stückweise
linearen Verstärkungskennlinie
ist außerdem
darin zu sehen, dass die Berechnung der einzelnen Kennlinienpunkte
besonders einfach erfolgen kann.
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Auch
eine chargenbezogene Einprägung
der Verstärkungskennlinie
ist nach stichprobenmäßiger Bestimmung
der Bauteileigenschaften möglich.
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Der
erfindungsgemäße Näherungsschalter gestattet
außerdem
für eine
bestimmte Baugröße des Näherungsschalters
eine Dimensionierung und/oder eine Optimierung der verwendeten Komponenten
einmalig mit Hilfe einer Simulation durchzuführen.
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Weitere
Vorteile und Merkmale des erfindungsgemäßen Näherungsschalters werden nachstehend
unter Bezugnahme auf die beigefügten schematischen
Figuren erläutert.
Hierin zeigt:
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1 schematisch
einen konventionellen Näherungsschalter
mit Kompensationsnetzwerk;
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2 eine
Darstellung, anhand derer Temperatureffekte auf den Schaltabstand
erläutert
werden;
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3 eine
schematische Ansicht eines für ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der Erfindung verwendeten Spulennetzwerks;
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4 eine
schematische Darstellung des Verlaufs von Verstärkungskurven eines für den erfindungsgemäßen Näherungsschalter
einzusetzenden Verstärkers;
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5 eine
schematische Darstellung eines für
den erfindungsgemäßen Näherungsschalter
einzusetzenden Verstärkers;
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6 eine
schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Näherungsschalters;
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7 eine
schematische Darstellung des Verlaufs des Schaltabstands in Abhängigkeit
der Temperatur vor gezielter Veränderung
der Verstärkung;
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8 eine
schematische Darstellung einer Verstärkungskennlinie, die aus dem
Verlauf nach 7 gewonnen wurde;
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9 eine
schematische Darstellung des Abgleich-Verfahrens;
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10 eine
schematische Darstellung der Nachführung der Verstärkung; und
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11 den
Verlauf des Schaltabstands für einen
konkreten Prototypen.
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Zunächst wird
die grundlegende Problemstellung anhand der schematischen Skizze
eines konventionellen Systems 50 in 1 erläutert. Dieses
System 50 besteht im Wesentlichen aus einem Spulensystem 51,
einem Verstärker 52 und
einem Kompensationsnetzwerk 54 zur Kompensation von Temperaturabhängigkeiten
des Spulensystems und des Verstärkers.
Eine räumliche
Trennung dieser Teilkomponenten ist durch Pfeile 56 angedeutet.
Aus prinzipiellen Gründen
ist nun der mit einem Näherungsschalter
erzielbare maximale Schaltabstand begrenzt. Zunächst bestehen aufgrund der
räumlichen
Trennung immer gewisse Temperaturdifferenzen zwischen den einzelnen
Komponenten, beispielsweise zwischen Spulensystem und Verstärker/Kompensationsnetzwerk.
Diese nicht vollständig eliminierbaren
Temperaturdifferenzen führen
zu Nachführfehlern
bei Temperaturänderungen.
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Weiterhin
kann eine Anpassung oder ein "matching" zwischen dem Kompensationsnetzwerk, dem
Verstärker
und dem Spulensystem nur mit begrenzter Präzision durchgeführt werden.
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Schließlich weisen
die verwendeten Bauelemente, insbesondere des Spulensystems aber
auch des Verstärkers,
Parameterstreuungen und Fertigungstoleranzen auf, die die Reproduzierbarkeit
der Teilkomponenten begrenzen.
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Der
Einfluss dieser Parameterstreuungen ist schematisch in 2 dargestellt.
Aufgetragen ist dort der Schaltabstand S gegenüber der Temperatur. Ein nominaler
Schaltabstand Sr ist dabei durch eine horizontale
Gerade 58 dargestellt. Durch gestrichelte horizontale Geraden 60 ist
darüber
hinaus ein Bereich einer 10%-Abweichung von diesem nominalen Schaltabstand
Sr gekennzeichnet. Der Einfluss von Störgrößen auf
den tatsächlichen
Schaltabstand hängt
näherungsweise
exponentiell vom nominalen Schaltabstand ab.
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Wenn
man nun zu höheren
Schaltabständen übergeht,
beobachtet man aus diesem Grund rasch anwachsende Abweichungen vom
nominalen Schaltabstand mit zunehmendem Abstand von der Raumtemperatur.
Dies ist in 2 schematisch durch die Geraden 64 dargestellt,
die bereits deutlich oberhalb der unteren Betriebstemperatur TU und bereits deutlich unterhalb der oberen
Betriebstemperatur TO die als tolerierbar
erachtete 10%-Umgebung
verlassen. Ein Verlauf, der noch akzeptabel wäre und somit anzustreben ist,
ist durch die Geraden 62 dargestellt.
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Um
deutlich erhöhte
Schaltabstände
zu erzielen, wird deshalb erfindungsgemäß als erster Schritt vorgeschlagen,
ein linear nominal eigenkompensiertes Mitkopplungsnetzwerk und einen
weitestgehend eigenkompensierten Oszillatorverstärker zu verwenden. Die Eigenkompensation
soll dabei möglichst
wenig durch typische Parameterstreuungen bzw. Fertigungstoleranzen
beeinflussbar sein und außerdem
sollen Temperatureinflüsse
höherer
Ordnung minimiert werden.
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Ein
Beispiel eines erfindungsgemäßen eigenkompensierten
Oszillators, bestehend aus Oszillatorverstärker und Mitkopplungsnetzwerk,
wird mit Bezug auf die 3 bis 5 erläutert.
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In 3 ist
schematisch ein bezüglich
der Temperatur eigenkompensiertes Netzwerk dargestellt. Es handelt
sich dabei im Wesentlichen um ein Bifilar-Spulensystem mit einer
externen Beschaltung, dessen Transmission bei entsprechender Auslegung zumindest
in erster Näherung
temperaturunabhängig gemacht
werden kann, und dann lediglich von der Bedämpfung der Spule 20 z.B.
durch ein zu detektierendes Target abhängt. Kernbestandteil dieses
Spulensystems ist eine bifilare Spule 20, die aus einer ersten
Wicklung 22 und einer zweiten Wicklung 24 aufgebaut
ist. Die erste und die zweite Teilwicklung sind antiseriell und
innig verbunden angeordnet, so dass eine praktisch vollständige induktive
Kopplung zwischen diesen Teilwicklungen vorliegt. Im Hinblick auf
die Herstellung dieses Spulensystems ist es von Vorteil, wenn die
Teilwicklungen einen unterschiedlichen Aufbau haben. Insbesondere
wird die erste Teilwicklung 22 bevorzugt aus einem Einzeldraht
und die zweite Teilwicklung 24 bevorzugt aus einer Mehrfach-Litze
gebildet. Dabei ist außerdem
der Einzeldraht der ersten Wicklung erfindungsgemäß dicker gewählt als
die Einzeldrähte
der Mehrfach-Litze. Auf diese Weise können Lötprobleme vermieden und die Proximity-Verluste in einem
akzeptablen Rahmen gehalten werden. Als weitere Komponente des eigentlichen
Schwingkreises 14 ist eine Kapazität 30 parallel zur
zweiten Wicklung 24 der bifilaren Spule 20 geschaltet.
Eine Eingangsspannung wird über
eine Koppelkapazität 26 über die
erste Wicklung 22 auf den Schwingkreis 14 gegeben.
Durch die Koppelkapazität 26 wird
außerdem
die richtige Phasenlage der anregenden Spannung bereitgestellt.
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Durch
entsprechende Gewichtung der Koppelkapazität 26 und eines Shunt-Widerstands 28 ist eine
Temperaturkompensation realisierbar. Die Optimierung der externen
Beschaltung wird dabei mit einer Soll-Transmission als Randbedingung
durchgeführt.
Voraussetzung hierfür
ist, dass das Spulensystem unterhalb der Eigenkompensationsfrequenz
betrieben wird.
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Mit
diesem eigenkompensierten Mitkopplungsnetzwerk können gegenüber einer konventionellen Realisierung
zahlreiche Vorteile erzielt werden. Zum einen erfolgt eine inhärente Temperaturkompensation
durch eine Parametrierung der externen Beschaltung. Außerdem können parasitäre Verluste,
wie beispielsweise "Proximity-Verluste", minimiert werden,
da die beiden Spulenwicklungen prinzipiell völlig unabhängig von den der Kompensation dienenden
Komponenten gewählt
werden können. Weiterhin
weist dieser Aufbau nur sehr kleine Temperaturkoeffizienten höherer Ordnung
auf. Ein Vorteil dieses Netzwerks besteht schließlich auch darin, dass der
resultierende Temperaturkoeffizient eine sehr geringe Frequenzabhängigkeit
hat. Insgesamt liegt bei diesem Netzwerk, welches in dem Oszillator als
Mitkopplungsnetzwerk fungiert, wie oben beschrieben, eine inhärente Eigenkompensation
der Transmission vor.
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Die
weitere wesentliche Komponente des Oszillators ist der Oszillatorverstärker. Um
induktive Sensoren mit deutlich erhöhten Schaltabständen, bei denen
der Target-Effekt im Bereich nur einiger tausend ppm liegt, realisieren
zu können,
sollten die verwendeten Oszillatorverstärker im Wesentlichen drei Anforderungen
genügen.
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Zunächst ist
eine hohe Stabilität
der Spannungs-Verstärkung über die
Temperatur erwünscht. Die
maximale relative Verstärkungsvariation
sollte möglichst
weit unterhalb des Target-Effekts
liegen.
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Weiterhin
sollte eine möglichst
hohe Linearität
gegeben sein, d.h. die Grundwellenverstärkung sollte über einen
großen
Aussteuerungsbereich unabhängig
von der jeweiligen Verstärkung
möglichst konstant
sein. Kleine Transmissionsänderungen
im Mitkopplungszweig, die sich durch die Bedämpfung der Spule durch das
Target ergeben, werden dann auf einen möglichst großen Amplitudenhub abgebildet.
Auf diese Weise wird der Störabstand
maximiert. Dies bezieht sich insbesondere auf den Störabstand im
Hinblick auf Störeinflüsse des
Gleichrichters und des Komparators, also den Störabstand bezüglich der
Signalauswertung.
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Schließlich sollte
der Verstärker
eine möglichst
hohe und über
die Temperatur möglichst
konstante Eingangsimpedanz, möglichst
größer als
1 Megaohm, aufweisen.
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Diese
Forderungen können
mit einem stark gegengekoppelten Verstärker erreicht werden. Grundlage
ist dabei ein Verstärkerbaustein
mit einer hohen Leerlaufverstärkung,
der gedanklich zunächst über ein
passives Netzwerk gegengekoppelt wird. Bei genügend großer Leerlaufverstärkung wird
das Verhalten dieses Systems nahezu ausschließlich vom passiven Gegenkopplungsnetzwerk
bestimmt, d.h. Halbleiterparameter und deren Temperaturabhängigkeiten
treten in den Hintergrund.
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Ausgehend
von einem massiv gegengekoppelten Verstärker mit einem fest vorgegebenen
passiven Gegenkopplungsnetzwerk, der als Kernoszillator bezeichnet
werden kann, erfolgt die Steuerung der Verstärkung durch eine parallele
Erweiterung des Gegenkopplungsnetzwerks mit einem "aktiven Shunt" in Form eines linearisierten
und temperaturkompensierten Differenzverstärkers. Durch direkte oder spannungsgesteuerte
Variation des Differenzverstärkerstroms
wird proportional dessen Übertragungssteilheit
und damit der Einfluss auf das Gegenkopplungsnetzwerk des Kernoszillators
verändert. Dies
bewirkt wiederum eine Änderung
der Verstärkung
des Gesamtsystems. Das Prinzip arbeitet unabhängig von der konkreten Realisierung
des Kernoszillators, sofern es sich um einen gegengekoppelten Verstärker handelt.
Auf diese Weise wird ein Oszillatorverstärker realisiert, der den oben
genannten Anforderungen genügt
und gleichzeitig die Möglichkeit einer
Verstärkungsvariation
mit Hilfe einer Steuergröße bietet.
Dadurch kann prinzipiell ein softwarebasierender Abgleich des Näherungsschalters
zur Eliminierung der Einflüsse
mangelnder Reproduzierbarkeit von Spulen- und Bauteilparametern erzielt werden.
Verstärkungsstabilität, Linearität und Eingangsimpedanz
sind dabei weitgehend unabhängig
von der jeweils vorliegenden Verstärkung.
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4 zeigt
schematisch drei verschiedene Verläufe der Verstärkung bei
vorgegebenem Gegenkopplungsnetzwerk, erzeugt durch drei verschiedene Werte
der Steuergröße, hier
der Steuerspannung, für die
Steilheit des Differenzverstärkers.
Die Verläufe weisen
jeweils, wie durch den Doppelpfeil 41 dargestellt, einen
ausgedehnten Linearitätsbereich
auf, der sich über
einen großen
Aussteuerungsbereich erstreckt. Durch diesen ausgedehnten Linearitätsbereich
wird gewährleistet,
dass kleine Transmissionsänderungen
im Mitkopplungszweig auf einen großen Amplitudenhub abgebildet
werden und auf diese Weise der Störabstand minimiert wird. Außerdem kann
hierdurch erreicht werden, dass im Hinblick auf die Komparatorschwelle
keine sehr strengen Genauigkeitsanforderungen zu stellen sind. Wie
aus 4 außerdem
ersichtlich, steigt die Verstärkung
bei geringen Aussteuerungen für
die drei dargestellten Verläufe
jeweils an. Dies ist ein erwünschtes
und vorteilhaftes Verhalten, da auf diese Weise ein Zusammenbrechen
der Amplitude bei geringen Targetabständen verhindert und ein An-
bzw. Aufschwingen des Oszillators erleichtert wird. Bei hohen Aussteuerungen sinkt
die Verstärkung
jeweils ab, wodurch die Amplitude des Oszillators begrenzt wird.
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In 5 ist
schematisch ein Ausführungsbeispiel
eines bei dem erfindungsgemäßen Näherungsschalter
einzusetzenden Oszillatorverstärkers 16 gezeigt.
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Wesentlicher
Bestandteil dieses Oszillatorverstärkers 16 ist ein Kernoszillator 17,
bestehend aus einem Verstärkerbaustein 21 und
einem fest vorgegebenen passiven Gegenkopplungsnetzwerk aus den
Impedanzen Z1 und Z2.
Eingebaut in das Gegenkopplungsnetzwerk ist darüber hinaus ein Steilheitsverstärker 36,
der mit Hilfe einer Spannung UPWM angesteuert
wird. Durch den Steilheitsverstärker 36 wird
ein Strom Sua in das Gegenkopplungsnetzwerk eingeprägt, wobei
die Steilheit S eine Funktion der Steuerspannung UPWM ist.
Durch diese Anordnung ergibt sich die in 5 dargestellte
Abhängigkeit
der Verstärkung νu von
der Steilheit S des Steilheitsverstärkers 36.
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Der
Verstärker
kann beispielsweise so konfiguriert werden, dass die Verstärkungsvariation über die
Steuerspannung ca. +/-2%
beträgt.
Die Rest-Temperatureinflüsse
sind im Idealfall deutlich kleiner als das Nutzsignal, d.h. kleiner
als typischerweise 0,3%.
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In 6 ist
ein Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters 10 in
einer schematischen Teildarstellung gezeigt. Kernbestandteil dieses
induktiven Näherungsschalters 10 ist
der zuvor beschriebene linear eigenkompensierte Oszillator 12 mit
Mitkopplungsnetzwerk 15 und Oszillatorverstärker 16.
Der Oszillatorverstärker 16 besteht, wie
oben im Zusammenhang mit 5 beschrieben, aus dem eigentlichen
Verstärkerbaustein 21,
einem vorgegebenen passiven Gegenkopplungsnetzwerk 38 sowie
dem Steilheitsverstärker 36,
mit dem die Ver stärkung
des Verstärkers 16 insgesamt
eingestellt werden kann. Der Verstärkerbaustein 21 ist über das Mitkopplungsnetzwerk 15 mitgekoppelt.
Dem Steilheitsverstärker 36 wird
direkt oder aus einem Spannungs-/Strom-Konverter 40 ein
Steuersignal zugeführt.
Dieses Steuersignal leitet sich ab von einem Ausgangssignal eines
erfindungsgemäß vorgesehenen
Temperaturfühlers 18,
der direkt oder über
Zwischenkomponenten mit einem Eingang 42 des Konverters 40 verbunden
ist oder direkt mit dem Steilheitsverstärker verbunden ist. Bei dem
Temperaturfühler 18 handelt
es sich im dargestellten Fall um ein NTC-Netzwerk 19.
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Das
Ausgangssignal des Verstärkerbausteins 21 wird
mit Hilfe eines Gleichrichters 32 gleichgerichtet und anschließend einem
Komparator 34 zugeführt,
der den gleichgerichteten Spannungswert mit einer festen Komparatorschwelle
vergleicht und als Ergebnis dieses Vergleichs ein Ausgangssignal 44 abgibt.
Der Ausgang des Gleichrichters 32 ist im gezeigten Beispiel
außerdem über eine
schematisch gezeigte Leitung 33 zu dem Verstärkerbaustein 21 zurückgeführt. Die
Schaltung ist im Einzelnen so aufgebaut, dass bei niedriger Aussteuerung
des Verstärkerbausteins 21 bzw.
kleiner Schwingungsamplitude gezielt eine Erhöhung der Verstärkung herbeigeführt wird,
um das Zusammenbrechen der Schwingungsamplitude zu verhindern und
um das Aufschwingen des Oszillators 12 zu erleichtern.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren,
insbesondere die Gewinnung des Zusammenhangs zwischen Verstärkung und
Temperatur wird nachstehend mit Bezug auf die 7 bis 10 erläutert.
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In 7 ist
ein typischer Verlauf des Schaltabstands in Abhängigkeit der Temperatur dargestellt. Wie
ersichtlich, ergeben sich im Bereich einer unteren Betriebstemperatur
TU und einer oberen Betriebstemperatur TO bereits erhebliche, den 10%-Rahmen deutlich übersteigende
Abweichungen von einem Soll-Schaltabstand
Sn. Bei der tiefen Betriebstemperatur TU beobachtet man einen deutlich zu großen Schaltabstand.
Das bedeutet, dass die Bedämpfung des
Oszillators durch das Target bereits bei einem Abstand, der erheblich
größer ist
als der Soll- Schaltabstand,
ausreicht, um die Schwingung des Oszillators zum Erliegen zu bringen
bzw. unter die Komparatorschaltschwelle abzusenken. Folglich muss
für diese
Temperatur eine höhere
Verstärkung
gewählt werden.
Andererseits ist bei der oberen Betriebstemperatur TO der
beobachtete Schaltabstand zu gering, d.h., dass das Target deutlich
näher als
bis zum Schaltabstand an den Näherungsschalter
herangeführt
werden muss, um eine hinreichende Dämpfung des Oszillators zu bewirken.
Das bedeutet, dass für diese
Temperatur TO die Verstärkung zu groß war, demgemäß also abgesenkt
werden muss. In ähnlicher
Weise muss die Verstärkung
auch bei Raumtemperatur TRT geringfügig abgesenkt
werden. Auf diese Weise erhält
man die drei in 8 dargestellten Abgleichpunkte
für die
Verstärkung.
Eine Verstärkungskurve über den
gesamten Bereich der Betriebstemperaturen von TU bis
TO kann, wie durch die Pfeile 92 angedeutet,
in einfacher Weise durch lineare Interpolation zwischen den bei
den drei genannten Temperaturen ermittelten Werten erreicht werden.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Verfahren
werden also an wenigen, vorzugsweise drei Stützpunkten im gewünschten
Temperaturbereich die Werte für die
Regelspannung ermittelt und die entsprechenden Korrekturwerte werden
in einem nichtflüchtigen
Speicher abgelegt. Auf Grundlage des Messsignals des Temperaturfühlers 18 können dann
die konkreten Steuerwerte der Regelspannung bzw. des Regelstroms
z.B. mit Hilfe eines Mikroprozessors oder Mikrocontrollers jeweils
punktweise errechnet werden. Die Regelspannung wird dann generiert
durch einen Digital-Analog-Wandler oder durch Tiefpass-Filterung
einer PWM-Quelle
unter Verwendung dieser Steuerwerte. Die Nachführung der Regelspannung erfolgt
dann im Temperaturbereich als Interpolation unter Verwendung der
gefundenen Korrekturwerte oder wahlweise auch mit einer parametrierbaren Funktion
höherer
Ordnung, beispielsweise mit Hilfe der Beziers-Näherung. Eine Kommunikation
mit dem Mikroprozessor oder Mikrocontroller kann beispielsweise über die
Versorgungsleitungen erfolgen, wobei eine bidirektionale Übertragung
der Korrektur- oder Steuerwer te und anderer Informationen und Befehle durchgeführt werden
kann.
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Alternativ
kann prinzipiell auch die gesamte Verstärkungskurve in einem Speicher
abgelegt werden. Eine punktweise Berechnung der Steuerwerte kann
dann entfallen.
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Alternativ
ist auch eine Steuerung des Steilheitsverstärkers über einen Steuerstrom möglich.
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In 9 ist
die Bestimmung der Korrekturwerte schematisch dargestellt. Hierbei
wird das Target im Schaltabstand positioniert und die Verstärkung wird,
ausgehend von einem Wert, bei dem der Oszillator jedenfalls schwingt,
nach und nach abgesenkt. Auf der Y-Achse ist in 9 die
Spannung UPWM aufgetragen, die mit sinkender
Verstärkung
anwächst.
In Richtung des Pfeils 91 nimmt also die Verstärkung ab.
Man bewegt sich auf diese Weise bis zu einem Punkt B, bei dem der
Zustand "bedämpft" erreicht ist. Anschließend wird
die Verstärkung
wieder so weit erhöht,
bis der Oszillator gerade wieder schwingt, also ein Zustand "entdämpft" im Punkt E erreicht
ist. Dieser Korrekturwert A(T) wird zusammen mit der entsprechenden
Temperatur (T) in einem EEPROM abgelegt.
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Aus
den bei insgesamt drei Temperaturen ermittelten Korrekturwerten
wird dann, wie in 10 durch die Pfeile 92 angedeutet,
durch lineare Interpolation der Verlauf für den gesamten Betriebstemperaturbereich
ermittelt. An der X-Achse in 10 ist
ein Temperaturparameter T aufgetragen, der mit steigender Temperatur
abfällt.
Deshalb erscheint dort TU oberhalb der "Raumtemperatur" RT.
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11 schließlich zeigt
einen für
einen konkreten Prototypen ermittelten Verlauf des Schaltabstands
im Bereich einer Betriebstemperatur von –25 bis +70° C. Wie ersichtlich, kann bei
einem Schaltabstand von etwa 15 mm die maximale Abweichung unter
10 % gehalten werden.
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Durch
die vorliegende Erfindung wird ein neuartiger Näherungsschalter und ein neuartiges Verfahren
zum Betrieb eines Näherungsschalters
bereitgestellt, durch die erhebliche Verbesserungen im Bereich der
Herstellung, des Schaltabstands und der Temperaturstabilität erzielt
werden können.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Näherungsschalter
kann ein Komparator mit fester Schwelle eingesetzt werden. Als Oszillatorverstärker wird
bevorzugt ein driftarmer Verstärker
mit einstellbarer Steilheit oder Verstärkung im Gegenkopplungszweig
eingesetzt. Hieraus ergibt sich ein einstufiges Verfahren, welches
die Aufnahme einer nur kleinen Anzahl von Stützpunkten erfordert. Auf diese
Weise können
statische Toleranzen, temperaturbedingte Toleranzen und temperaturbedingte
Parameteränderungen
in einem einstufigen Verfahren kompensiert werden.
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Die
Temperaturabhängigkeiten
höherer
Ordnung können
darüber
hinaus reduziert werden, wenn weitgehend temperaturstabile Komponenten,
insbesondere für
den eigenkompensierten Oszillator und den driftarmen Verstärker, eingesetzt
werden.