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Bezeichnung: Verfahren zur Reduzierung des
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Temperaturverhaltens eines Schwingkreises und nach diesem Verfahren
kompensierter Oszillator.
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"Verfahren zur Reduzierung des Temperaturverhaltens eines Schwingkreises
und nach diesem Verfahren kompensierter Oszillator" Die Erfinduna betrifft ein Verfahren
zur Kompensation des Teri#eraturverhaltens eines Schwingkreises, bestehend aus einer
verlustbehafteten Spule und einem Kondensator, einem nach diesem Verfahren kompensierten
Oszillator sowie die Anwendung dieses oszillators in Näherungsschaltern.
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Oszillatoren, die einen Schwingkreis mit einer verlustbehafteten Spule
der Induktivitët I, und mit einem Kondensator der Kapazität C als frequenzbestimmende
Bauteile enthalten, sind in ihrem Verhalten stark von den Eigenschaften der verwendeten
Bauelemente (Spule L und Kondensator C) des Schwingkreises abhängig.
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Die Güte und das Temperaturverhalten eines Kondensators sind mit modernen
Technologien beherrschbar, so daß eine Spule im wesentlichen die Schwingkreiseiaenschaften
bestimmt, d. h.
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die Güte und den Temperaturgamg des Schwingkreises und damit des Oszillators.
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Die wichtigsten berührungslosen Signalgeber bzw.
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Initiatoren zur Prozeßsteuerung und Anlagenüberwachung sind induktive
Näherungsschalter bzw.
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Näherungsinitiatoren und Abstandssensoren.
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Ein induktiver Näherungssensor enthält einen Hochfrequenz-Oszillator
mit einem LC-Schwingkreis. Die Induktivität L ist dabei i. a. als Spule mit einem
gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeld ausgebildet; hierzu verwendet man
sehr häufig handelsübliche zylinderförmige Halbschalenkerne aus ferromagnetischem
Ferritmaterial.
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Dadurch entsteht an den offen liegenden Schenkeln dieser rotationssymmetrischen
Halbschalenkerne eine Vorzugsrichtung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes.
Wird in dieses gerichtete Hochfrequenzfeld ein leitendes bzw. ferromagnetisches
Material eine sogenannte Steuerfahne -gebracht, tritt eine Dämpfung der magnetischen
Komponente des gerichteten Hochfrequenzfeldes und damit eine Dämpfung im Schwingkreis
auf.
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Dadurch nimmt die Amplitude der Hochfrequenzschwingungen des Oszillators
ab. Bei genügend großer Dämpfung reißt die Schwingung des Oszillators schließlich
ab, weil die Schwingbedingung des Oszillators nicht mehr erfüllt ist.
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Die Amplituden der Oszillator-Hochfrequenzschwingungen kann als Maß
für die Dämpfung des gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenz feldes verwendet
werden, also als Maß für den Abstand einer Steuerfahne.
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Zur Auswertung der Dämpfung wird die Amplitude des Oszillator-Hochfrequenzsignals
i. a. gleichgerichtet. Dieses gleichgerichtete Hochfrequenz-Amplituden-Signal kann
entweder direkt in ein analoges Signal zur Anzeige des Abstandes einer Steuerfahne
verstärkt oder mit Hilfe einer nachfolaenden
Auswertesch2ltung
in ein Schaltsianal umgesetzt werden, wobei das Scbaltsignal bei einem definierten
Abstand der Steuerfahne seinen Schaltzustand mindert. Besonders induktive Naherungsschalter,
die nach der zuletzt beschriehenen Funktion arbeiten, dienen in zahlreichen Ausführuncrsformen
und in großer Anzahl zur Anlagensteuenlnq und Bnlagenfiberwachung.
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Als Schaltung zur Erzeugung der Hochfrequenz-Schwingungen wird sehr
häufig eine eißner-Oszillator-Schaltung verwendet, meist mit einer zusätzlichen
Diode im Basis-Einganqskreis des Transistors zur Temperaturkompensation der Basis-Emitter-Strecke
dieses Transistors.
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Bei einem induktiven Näherungsschalter hängt der erzielbare und nutzbare
Schaltabstand, d. h. die Entferung der Dämpfungsfahne von der "aktiven" Fläche (mit
dem gerichteten Hochfrequenzfeld) der Spule bei einem Wechsel des Schaltzustandes,
im wesentlichen von der Größe und den Eigenschaften dieser Hochfrequenz-Spule ab.
Wie schon erläutert, wird eine Spule durch Annähern eines leitenden bzw.
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ferromagnetischen Materials bzw. einer Steuerfahne gedämpft.
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Diese Dämpfung bewirkt eine Änderung der Güte Q der Spule. Bei Annähern
einer Steuerfahne wird die Güte von einem maximalen Wert in Form einer S-Kurve auf
einen minimalen Wert reduziert. Den Schaltpunkt legt man zweckmäßigerweise in den
steilsten Teil der S-Kurve, i. a. ist das der Wendepunkt. Will man
den
Schaltabstand vergrößern, so muß man den Schaltpunkt in den flachen Teil der S-Kurve
der Güte Q legen; der Schaltpunkt ist nur noch mit einer größeren Unsicherheit auswertbar,
da bei einer flacheren Gütekurve eine bestimmte auswertbare Güteänderuno eine größere
Änderung im Abstand der Steuerfahne bedeutet.
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Die Güte Q einer Spule ist gegeben durch das Verhältnis aus dem Blindwiderstand
XL = U L der Spule mit der Induktivität L und dem Wechselstrom-Verlustwiderstand
RL bei der Frequenz on
Der Hauptanteil des Verlustwiderstandes Rij sind die Gleichstrom-Verluste der Kupferwicklung.
Bei höheren Frequenzen (größer als etwa 50 kHz) werden noch zusätzlich dielektrische
Verluste durch die Eigenkapazität der Spule und Wirbelstromverluste in der Kupferwicklung
der Spule wirksam. Da für das gerichtete magnetische Hochfrequenzfeld i. a. Ferrit-Spulenkerne
verwendet werden, entstehen noch zusätzlich Kernverluste, z. B. Hysterese-Verluste
und Wirbelstromverluste im Kern.
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Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die Güte einer Spule zeigt,
daß die Güte mit steigender Temperatur abnimmt, da sowohl die Induktivität L als
auch der Verlustwiderstand Rt temperaturabhängig sind.
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Im wesentlichen wird die Temperaturabhängigkeit der Spulengüte vom
Temperaturkoeffizienten 4 des
Gleichstromwiderstandes der Kurferwicklung
der Spule bestimmt, wobei y etwa 4 ~ 10 3/N beträgt.
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Der Temperatureinfluß auf die Spulenaiite schränkt den nutzbaren Schaltabstand
bei induktiven läherungsschaltern wesentlich ein, da die Güteänderung infolge des
Temperatureinflusses in einem vorgegebenen Temperaturarheitvsbereich größer werden
kann, als die durch eine Steuerfahne bewirkte Änderung.
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Bei vielen Anwendungen und in vielen Ausführungsformen wird der Schaltabstand
so niedrig gewählt, daß keine besonderen Maßnahmen zu einer Temperaturkompensation
notwendig sind.
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Bei kritischen Einsatzfällen verwendet man temperaturabhängige Widerstände,
z. B. Heißleiter oder Kaltleiter, um den Temperaturgang des Schaltabstandes zu kompensieren.
Dieser zusätzliche Aufwand führt jedoch nur in einem beschränkten Temperaturbereich
zu befriedigenden Ergebnissen. Eine wesentliche Vergrößerung des nutzbaren Schaltabstandes
kann damit nicht erreicht werden, da hierzu die Güte der Spule erhöht werden müßte.
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Die Güte und damit auch der Temperaturgang einer Spule ist eine komplex
zusammengesetzte Größe, die bei verschiedenen Bauarten und sogar von Exemplar zu
Exemplar starken Schwankungen unterworfen ist.
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Deshalb muß eine Kompensation bzw. Reduzierung des Temperaturganges
mindestens für jede Bauart einer Spule getrennt vorgenommen werden.
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Weil Exemplarstreuungen während einer Serienfertigung nie ganz zu
vermeiden sind, müßte bei hohen Anforderungen jedes Spulenexemplar individuell ausgemessen
und kompensiert werden. Diese Methode ist bei einer Großserienfertigung wegen des
hohen Aufwandes und der damit verbundenen Kosten nicht zu rechtfertigen.
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Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und
eine Vorrichtung anzugeben, die die Temperaturabhängigkeit der Spulengüte und damit
der Schwingkreisgüte in einem Hochfrequenzoszillator wesentlich reduziert, so daß
in einem Anwendungsbeispiel der Schaltabstand eines Näherungsschalters sehr stabil
über einen weiten Temperaturbereich eingehalten wird.
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Das erfindungsgemäße Verfahren ist dadurch gkennzeichnet, daß der
Temperaturkoeffizient des Verlustwiderstandes einer zweiten Spule zur Fompensation
des Temperaturkoeffizienzen des Gütefaktors einer ersten Spule in einem L-C-Schwingkreis
ausgenutzt wird. Es wird ein durch den Verlustwiderstand der zweiten Spule fließender
Wechselstrom so nachgeführt, daß die Güte des Schwingkreises (L1, C1) mit der ersten
Spule bei Temperaturänderungen konstant bleibt. Dadurch ergibt sich eine nahezu
ideale Temperaturkompensation, welche auch dann wirksam ist, wenn Temperatureinflüsse
einer angeschlossener. Oszillator-Schaltung vorhanden sind, im Gegensatz zu den
Verhältnissen, die sich dann ergeben, wenn Bauelemente zur Temperaturkompensation
- wie Heißleiter oder Kaltleiter - außerhalb der Spule angeschlossen werden.
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In einer weiteren Aus@estaltung dieser Frfindtunv wird ein Oszillator,
aufgebaut mit einem Schwingkreis (1,1, C1)' mit einer temperaturkompensierten Spule
L1 nach diesem Verfahren anae#eben, indem die Rückkopplungsenergie iiDer diese zweite
Spule geführt wird.
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Die erfindungscemaßen Vorrichtungen sollen anhand von Zeichnungen
nnher erlbutert werden: Figur 1 zeigt einen temperaturkompensierten L-C-Schwingkreis,
gebildet aus einer ersten Spule mit der Induktivität L1 und einem Kondensator mit
der Kapazität C1, wobei die erste Spule L1 in der Gegenreihenschaltung mit einer
zweiten Spule mit der Induktivität L2 gekoppelt ist.
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Figur 1a zeigt das Schaltbild, Figur 1b das Ersatzschaltbild mit der
Gegenreihenschaltung und Figur 1c das Ersatzschaltbild der Gegenreihenschaltung,
wenn die Induktivität L1 gleich der Induktivität L2 ist.
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Figur 2 zeigt einen Oszillator, gebildet aus einem Verstärker mit
der Verstärkung A, aus einem temperaturkompensierten Schwingkreis (L1,C1) und aus
einer Rückkopplung über einen Kondensator C2 und einer in Gegenreihenschaltung mit
der ersten Spule L1 gekoppelten zweiten Spule L2.
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Figur 3 zeigt einen Oszillator, bei dem der temperaturkompensierte
Schwingkreis (L1, C1) und die Rückkopplung L2, C2 und R eine Brückenschaltung bilden.
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Figur 4 zeigt einen Oszillator nach Figur 3 mit einem Transistor-Verstärker.
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Im einfachsten Fall eines Schwingkreizses (L1, C1) benötigt man eine
Spule (Induktivität L1) mit einer einzige Draht-Wicklung. Um nun eine zusätzliche
Information über die Güte der Spule bzw. eine Einwirkungsmöglichkeit auf die Güte
der Spule zu erhalten, bringt man zweckmäßigerweise eine zweite Wicklung (Induktivität
L2) auf dem Spulenkörper an.
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Will man ein Ersatzschaltbild erhalten, das möglichst einen Zweig
enthält, in dem nur der Verlustwiderstand R1 der Spule L1 wirksam ist, so muß man
die Gegenreihenschaltung mit zwei Wicklungen wählen. Bei der Gegenreihenschaltung
nach Figur 1a erfolgt die elektrische Anordnung der beiden Wicklungen in Reihe,
während die induktive Kopplung entgegengesetzt ist, d. h. der Wickelsinn der beiden
Spulenwicklungen ist gegensinnig, so daß die Gegeninduktivität
die wirksame Induktivität L1 bzw. L2 in den beiden
Spulenzweigen
reduziert. Das Ersatzschaltbild der Gegenreihenschaltung zeigt Figur 1b.
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Sind die beiden Induktivit#ten L1 und L2 der beiden Spulenwicklungen
gleich groß, so ist auch die Gegeninduktivität M gleich groß.
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= = 1= L2 Dadurch verschwindet nach Figur 1c die jeweils wirksame
Induktivität L1 PI bzw. L2 - M in den beiden Zweigen (1) und (2), so daß in diesen
Zweigen nur noch die Verlustwiderstände R1 und R2 wirksam sind.
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Im gemeinsamen Ableitungszweig (3) ist nur die Gegeninduktivität M
= L1 = L2 wirksam.
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Dieses Ersatzschaltbild nach Figur 1c beschreibt die Gegenreihenschaltung
von zwei Spu lenwicklungen L1 und L2 mit gleicher Induktivität auf einem Spulenkern
mit hinreichender Genauigkeit, da auch die Resonanzfrequenz des Schwingkreises (L1,
C1) richtig wiedergegeben wird.
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In der praktischen Ausführung erhält man ein solches Spulensystem
mit zwei in Gegenreihenschaltung gekoppelten Spulen L1 und L2, wenn man die beiden
Wicklungen bifilar auf einem gemeinsamen Spulenkern aufbringt und beide Wicklungen
auf der einen Seite elektrisch verbindet. Dieser Verbindungspunkt ist dann der Knotenpunkt(3)nach
Figur 1.
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Unter Vernachla#ssigung des Temteratureinflusses des Kondensators
C1 wird die Güte des Schwinakreises (L1, C1) hauptsächlich vom Verlustwiderstand
R1 der Spule L1 bestimmt. Entsprechend der Definition der Güte eines Schwinqkreises
als Verhältnis aus im Schwingkreis pro Periode umgesetzter Blindenergie zu umgesetzter
Verlustenergie ergibt sich aus dem Ersatzschaltbild nach Figur lc für die Güte.
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Macht man die Gegeninduktivität rt gleich der Induktivität L1 der
ersten Spule, und unter Berücksichtigung der Knotenaleichunq i3 = i + i2 nach Figur
1c, erhält man für die Güte des Schwingkreises (L1, C1)
Mit dem von außen in den Schwingkreis (L1, C1) eingespeisten Wechselstrom i2 hat
man nun die Möglichkeit, die Güte Q des Schwing-kreises infolge des Temperaturganges
des Verlustwiderstandes R1 und eventuell auch infolge des Temperaturganges der Induktivität
L1 konstant zu halten.
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Hierzu muß der in den Schwingkreis eingespeiste Wechselstrom i2 eine
geeignete Größe, Richtung, Phasenlage und Frequenz haben und entsprechend dem Temperaturgang
des Schwingkreises nachgeführt werden. Der Strom i2 wird entsprechend dem Ersatzschaltbild
nach Figur lc über den Verlustwiderstand R2
der zweiten Spule L2,
(d. h. über die zweite Spule L2) in den Schwingkreis eingespeist.
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Da i. a. die Spulen L1 und L2 aus dem gleichen Material, d. h. aus
Kupfer-Draht oder Kupfer-Litze, hergestellt sind, haben auch die Temneraturange
beider Verlustwiderstande R1 und R2 nahezu der gleichen Verlauf. Daraus folgt, daß
mit dem Verlustwiderstand R2 der zweiten Spule ein ideales Fühlelement zur Nachfü'hrung
und Steuerung des eingespeisten Stromes i2 zur verfügung steht.
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Die Größe und Richtung des eingespeisten Stromes i2 muß so eingestellt
werden, daß der Temn#eraturgang der Güte des Schwingkreises zu Null wird, d. h.
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daß die Güte mit sich ändernder Temperatur konstant bleibt. Damit
die Phasenlage zwischen i1 und i2 zu allen Zeitpunkten konstant bleibt, muß die
Frequenz von i1 gleich der Frequenz von i2 sein.
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Die Bestimmung des Stromes i2 nach Vorzeichen und Größe kann auf zwei
Arten erfolgen.
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- Der Strom wird experimentell bestimmt.
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- Der Strom wird aus der mathematischen Anweisung für die Temperaturunabhängigkeit
des Temperaturganges der Güte berechnet, d. h. die Güte Q soll möglichst konstant
bleiben.
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Aus beiden Verfahren ergibt sich die Anweisung, daß die Größenordnung
des über den Verlustwiderstand R2 (bzw. der Spule L2) eingespeisten Wechselstromes
i2 etwa gleich der Größenordnung des über den Verlustwiderstand R1 (bzw. der Spule
I1) fließenden Wechselstromes i sein muß.
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Diese Erkenntnis wird sofort einsichtig, wenn man das Ersatzschaltbild
nach Figur lc betrachtet. Das Potential des virtuellen Knotens(4)sollte konstant
bleiben gegenüber dem Potential an Punkt(1)und Punkt(31 um die Güte im Schwingkreis
(T,1, C1) konstant zu halten.
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Eine Änderung des Verlustwiderstandes R1 im Schwingkreis (L1, C1)
bewirkt eine Änderung eines Spannungsabfalls an diesem Verlustwiderstand w1. Diese
Änderung des Spannungsabfalls am Verlustwiderstand muß durch eine gleichgroße Änderung
des#Spannungsabfalls am Verlustwiderstand R2 ausgeglichen werden, so daß das Potential
am virtuellen Rnotenpunkt(4) konstant bleibt.
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#u1 = aU2 #R1 ~ i1 =a n2 i2 Unter der Annahme, daß beide Spulen L1
und L2 aus gleichem Material bestehen und sich auf dem selben Kern befinden, kann
angenommen werden, daß das effektive Temperaturverhalten der beiden Spulen und damit
der beiden Verlustwiderstände gleich ist, d. h.
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#R1 = R1 . α.## und #R2 = R2 .α.## mit dem Temperaturkoeffizienten
α und der Temperaturdifferenz a # . Man erkennt also, daß sich die beiden
Wechselströme ; und i2 umgekehrt verhalten wie die beiden Verlustwiderstände R1
und R2.
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Da i. a. die Verlustwiderstände R1 und R2 in derselben GröMenordnuna
linsen, haben auch die beiden Wechselströme i und i2 dieselbe Größenordnung.
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Aus dieser Dimensionierungsanweisung ergibt sich ein weiterer Vorteil
dieser Anordnen. Gegenüber einem einfachen Schwingkreis aus einer Spule L mit dem
Verlustwiderstand R1 und einem Kondensator C1 vergrößert sich mit der obigen Größenordnung
der Wechselströme il und i2 die Güte des oben beschriebenen Verfahrens maximal um
den Faktor 4 bei i1=i2.
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Dieser zusätzliche Giitegewinn gegenüber einem nichtkompensierten
Schwingkreis bewirkt eine wesentliche Verbesserung der Eigenschaften des Schwingkreises.
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Bei einer Anwenduna in einem induktiven Näherungsschalter bedeutet
das eine Erhöhung des Schaltahstandes in ähnlicher Größenordnung.
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Die Resonanzfrequenz eines in der oben beschriebenen Weise betriebenen
Schwingkreises (L1, C1) mit einer Kompensationsspule tL2, 92) ist
mit der Gegeninduktivität
Ein weiterer wesentlicher Vorteil dieses Kompensationsverfahrens liegt darin, daß
der Komnensationszweig (2) nach Figur 1 gleichzeitig als Rückkopplungszweig in einer
Oszillatorschaltung verwendet werden kann, indem der Schwingkreis aus der Induktivität
tal
und der Kapazität C1 zur Resonanzschwingung der Eigenfrequenz
des Schwingkreises angeregt wird.
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In Ausgestaltung des oben beschriebenen Verfahrens zur Kompensation
des Temperaturganges eines Schwingkreises wird ein nach diesem Verfahren kompensierter
Oszillator in Figur 2 dargestellt. Ein konventionell aufgebauter elektronischer
Wechselspannungsverstärker verstärkt die am Schwingkreis-Kondensator C1 abfallende
Wechselspannung ue auf die Ausgangswechselspannung ua mit dem Verstärkungsfaktor
A.
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Um eine selbstschwingende Oszillatorschaltung zu erhalten, muß ein
Teil der Hochfrequenzenergie vom Ausgang des Verstärkers auf den Eingang zurückgekoppelt
werden. Die Rückkopplung erfolgt in diesem Ausführungsbeispiel induktiv mit der
zweiten Spule L2 auf die erste Spule L1.
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Verwendet man einen Verstärker, bei dem die Eingangswechselspannung
u e in Phase mit der Ausgangswechselspannung ua des Verstärkers ist, muß zusätzlich
der Wechselstrom i2 durch die Spule L2 mit einem Kondensator C2 in der Phase um
900 gedreht werden.
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Die Größe des Kondensators C2 ist abhängig von der Verstärkung A,
vom Kondensator C1 im Schwingkreis (L1, C1) und von den beiden Verlustwiderständen
R1 und R2.
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Die Eingangswechselspannuna u des Wechsel spannungse verstärkers kann
am Kondensator C1 des Schwingkreises abgenommen werden In einer weiteren Rusvestaltuna
der Erfindung nach Figur 3 wird vom Ausgang des verstärkers A auf seinen Eingang
ein zusätzlicher P.ückkopplungszweig mit einem hochohmigen, ohmschen Widerstand
D ausgeführt, so daß eine solche Brückenschaltung entsteht, daß die Ströme i1 und
i2 in der in Figur 3 dargestellten Weise gegeneinander fließen. Durch diese Anordnung
wird in der oben dargestellten Weise der Temperaturt gang des Verluswidertandes
R1 der Spulenwicklung L1 durch den Temperaturgang des Verlustwiderstandes der Spulenwicklung
L2 kompensiert. Für diese (nicht abgestimmte) Brückenschaltung bestimmt sich dieser
Rückkopplungswiderstand R zu etwa
Wobei hier die Erkenntnis zugrunde liegt, daß das Verhältnis der Wechselstromimpedanzen
der vier Brückenzweige das Verhältnis der beiden Wechselströme i1 und i2 bestimmt.
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Dabei wurde der Verlustwiderstand R2 der Spule L2 gegenüber dem hochohmigen
Scheinwiderstand 1/#C2 vernachlässigt. In der Berechnungsformel für den
hochohmigen
Rückkopplungswiderstand R wurde angenommen, daß das Verhältnis der Ströme i1/i2
in der Größenordnung von eins liegt, d. h. daß die Ströme etwa gleich groß sind.
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Es zeigt sich nun, daß man durch geringfügige Änderung des Verhältnisses
iz mit der obigen Dimensionierungsvorschrift für die Bauelemente C1, C2 und R ein
ideales Mittel zur Verfügung hat, um auch solche Temperaturgänge der Güte der Spule
L1 bzw. des Schwingkreises (L1, C1) auszugleichen, die nicht nur vom Wechselstromverlustwiderstand
R1 der Spule L1, sondern auch von zusätzlichen Verlustwiderständen der Spuleninduktivität
L1 des Kernmaterials usw. bewirkt werden.
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Unter der sofort einsichtigen Annahme, daß der Rückkopplungszweig,
d. h. der Rückkopplungswiderstand R und der Scheinwiderstand des Kondensators C2
für die Resonanzfrequenz w , hochohmig gegenüber dem Scheinwiderstand des Schwingkreises
(L1, C1) und den Verlustwiderständen R1 und R2 sein muß, vereinfacht sich die Bestimmung
des Kondensators C2 zu der folgenden Berechnungsvorschrift.
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bzw. für große Werte der Verstärkung A zu
Weiterhin zeigt es sich, daß das Verhältnis der beiden Verlustwiderstände
R1 und R2 der Verstärkung A des Verstärkers angepaßt werden muß, wenn die beiden
Verlustwiderstände R1 und R2 nicht in aeeigneter Weise verschieden groß sind, läßt
sich dies durch Reihenschaltung eines zusätzlichen niederohmigen Widerstandes R'2
erreichen, so daß jetzt im Rückkopplungszweig mit dem Kondensator C2 insgesamt ein
Verlustwiderstand von R2 + R'2 wirksam ist.
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In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung zeigt Figur 4 ein Schaltungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Oszillators mit einem Verstärker mit zwei Transistoren,
wobei dieser Oszillator besonders gut für Näherungsinitiatoren und Näherungssensoren
geeignet ist. In einem Ausführungsbeispiel wurde eine Resonanzfrequenz von etwa
1 MHz gewählt, wobei die Spuleninduktivität L1 = L2 etwa 23 zeaund die Kapazität
des Schwingkreiskondensators etwa 1 nF betrug.
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Die Verstärkung A des Transistorverstärkers wurde zu etwa 3,5 gewählt.
Hieraus ergab sich ein Rückkopplungskondensator C2 von etwa 160 pF und ein Rückkopplungswiderstand
R von etwa 250 k0hm. Ein konventioheller induktiver Näherungsschalter, der einen
hier verwendeten Halbschalenkern von 12 mm enthält, hat i. a. einen Schaltabstand
von 4 mm und einen Temperaturgang des Schaltabstandes von etwa 2 %/mm. In dem erfindungsgemäßen
Ausführungsbeispiel konnte ein Temperaturgang des Schaltabstandes von etwa 0,5 %/mm
bei einem Schaltabstand von 6 mm erreicht werden.