DE102017128471A1

DE102017128471A1 - Induktiver Näherungsschalter und Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters

Info

Publication number: DE102017128471A1
Application number: DE102017128471.0A
Authority: DE
Inventors: Christoph Braunsmann; Thomas Kühn
Original assignee: Pepperl and Fuchs SE
Current assignee: Pepperl and Fuchs SE
Priority date: 2017-11-30
Filing date: 2017-11-30
Publication date: 2019-06-06

Abstract

Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungsschalter, der folgende Komponenten aufweist: einen Schwingkreis mit einer Schwingkreisspule, einen Oszillatorverstärker und eine Ausgangsstufe, die mit dem Schwingkreis und/oder dem Oszillatorverstärker zusammenwirkt, zum Bereitstellen eines Ausgangssignals abhängig von einer Beeinflussung, insbesondere einer Dämpfung, des Schwingkreises durch ein nachzuweisendes Target. Der induktive Näherungsschalter ist erfindungsgemäß dadurch weitergebildet, dass eine Stromquelle vorhanden ist zum Beaufschlagen des Schwingkreises mit einem zeitlich veränderlichen Teststrom, dass eine Messeinrichtung vorhanden ist zum Messen des Teststroms und zum Messen der Schwingkreisimpedanz auf Grundlage eines von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls und dass eine Kompensationseinrichtung vorhanden ist, die mit der Messeinrichtung zusammenwirkt und dazu eingerichtet ist, den Schwingkreis, den Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit eines gemessenen Werts der Schwingkreisimpedanz einzustellen, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Schwingkreisimpedanz zurückgehen, auszugleichen. Die Erfindung bezieht sich außerdem auf ein Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft in einem ersten Gesichtspunkt einen induktiven Näherungsschalter nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. In einem zweiten Gesichtspunkt bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters nach dem Oberbegriff des Anspruchs 23.
Ein gattungsgemäßer induktiver Näherungsschalter ist beispielsweise beschrieben in DE 10 2013 202 573 B3 und weist folgende Komponenten auf: einen Schwingkreis mit einer Schwingkreisspule, einen Oszillatorverstärker und eine Ausgangsstufe, die mit dem Schwingkreis und/oder dem Oszillatorverstärker zusammenwirkt, zum Bereitstellen eines Ausgangssignals abhängig von einer Beeinflussung, insbesondere einer Dämpfung, des Schwingkreises durch ein nachzuweisendes Target.
Ein gattungsgemäßes Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters der oben beschriebenen Art ist ebenfalls in DE 10 2013 202 573 B3 beschrieben. Dabei wird aufgrund einer Beeinflussung, insbesondere einer Dämpfung, des Schwingkreises durch ein nachzuweisendes Target ein Ausgangssignal generiert und von einer Ausgangsstufe bereitgestellt.
Das Messprinzip eines induktiven Näherungsschalters besteht ganz allgemein zunächst darin, dass eine von einem Oszillator angetriebene Spule ein magnetisches Wechselfeld in einen Überwachungsbereich strahlt und dass eine Wechselwirkung zwischen diesem magnetischen Wechselfeld und einem nachzuweisenden Objekt, das auch als Target bezeichnet wird, gemessen wird. Ein Effekt, der dabei auftritt und zur Messung ausgewertet werden kann, ist, dass durch das magnetische Wechselfeld in einem metallischen Target Wirbelströme und damit Verluste entstehen, die dem Oszillator Energie entziehen.
Bei dieser gängigsten Auswertemethode, die insbesondere bei dem erfindungsgemäßen Näherungsschalter zum Einsatz kommen kann, wird die Dämpfung des Oszillators durch das herannahende Target ausgewertet. Dabei schaltet der Näherungsschalter bei einem bestimmten Abstand, dem sogenannten Schaltabstand, wenn die Dämpfung durch das sich annähernde Target so groß wird, dass die Schwingungsamplitude unter einen Schwellwert sinkt oder abreißt. Solch eine Auswertung kann mit vergleichsweise einfachen elektronischen Mitteln realisiert werden.
Ein allgemeines Ziel ist bei induktiven Näherungsschaltern, dass der Schaltabstand möglichst groß und möglichst gut definiert sein soll.
Als Messgröße dient bei Näherungsschaltern im Allgemeinen eine Änderung der Resonanzimpedanz des Schwingkreises bei Annäherung eines zu überwachenden Targets an den Näherungsschalter. Die Resonanzimpedanz Rp ist dabei in guter Näherung gegeben durch Rp = L/(C*Rs), wobei L die Induktivität einer Schwingkreisspule, C die Kapazität des Schwingkreises und Rs der Wirkwiderstand der Schwingkreisspule bei der Resonanzfrequenz ist. Für die erzielbare Genauigkeit des Schaltabstands ist zu berücksichtigen, dass insbesondere der Wirkwiderstand Rs aber auch die Induktivität der Schwingkreisspule eine signifikante Temperaturabhängigkeit aufweisen. Eine Rolle spielt dabei auch, dass insbesondere Änderungen der Induktivität zum Teil nicht reproduzierbar und nicht reversibel sind und unter anderem von den verwendeten Vergussmaterialien und deren Vorgeschichte abhängen können. Das führt dazu, dass solche Effekte durch einen werksseitigen Abgleich des Näherungsschalters nicht korrigierbar sind. Die Größe der beobachteten Änderung der Resonanzimpedanz ist für den maximal erzielbaren Schaltabstand begrenzend, weil die Temperaturabhängigkeiten der relevanten physikalischen Eigenschaften der eingesetzten Komponenten zu erheblichen, nicht vernachlässigbaren Änderungen der Resonanzimpedanz führen. Aus diesem Grund sind bisher nur vergleichsweise kleine Schaltabstände realisierbar, wobei die Schaltabstände grundsätzlich von der Bauform abhängen.
Hierbei spielen Bauteiletoleranzen, insbesondere elektrische und mechanische Absoluttoleranzen sowie Fertigungstoleranzen, d.h. relative Toleranzen, eine Rolle. Abweichungen ergeben sich außerdem durch die Abhängigkeit elektrischer Parameter von den Fertigungstoleranzen, beispielsweise von Positionierungstoleranzen der Wicklung relativ zum Kern.
Beachtet werden muss außerdem die Qualität der verwendeten Komponenten. Beispielsweise kann es aufgrund der Alterung von Bauteilen und Stoffen zu Driften elektrischer Parameter kommen. Schließlich können Alterungsprozesse auch eventuelle Verbindungen, beispielsweise Fügungen, verändern und verschlechtern, was wiederum zu Änderungen bzw. Driften der relevanten elektrischen Parameter führt.
Beispielsweise ändert sich bei der Bauform „M 18, shielded“ die Resonanzimpedanz bei Annäherung des Targets aus großer Entfernung nur noch um etwa 1 %, wenn zum Dreifachen des Normschaltabstands sn übergegangen wird. Demgegenüber beträgt bei dieser Bauform die Änderung bei Annäherung bis zum Normschaltabstand immerhin ca. 20 % der Resonanzimpedanz.
Daraus folgt als Anforderung, dass der Wirkwiderstand und die Induktivität mit einer relativen Genauigkeit von besser als ein Promille gemessen werden müssen, wenn die Änderung des Normschaltabstands mit der Temperatur unter 10 Prozent gehalten werden soll.
Bei dem in DE 10 2013 202 573 B3 beschriebenen Näherungsschalter wird ein Lock-In-Verstärker verwendet, um den Kupferwiderstand des Spulensystems eines Oszillators zu messen. Der gemessene Spulenwiderstand wird dabei verwendet, um einen Schwellwert eines nachgeschalteten Komparators über die Temperatur zu beeinflussen, um dadurch eine Temperaturkompensation zu realisieren.
Ein induktiver Näherungsschalter, bei dem mit einem thermisch gekoppelten Temperatursensor eine Temperaturkompensierung durchgeführt wird, ist in DE 39 31 892 A1 beschrieben.
Eine sogenannte Temperatur-Eigenkompensation mit einem Bifilarspulensystem ist beschrieben in EP 70 796 A1 und EP 319 470 A1 .
In EP 813 306 B1 ist ein System offenbart, bei dem eine zum Kupferwiderstand des Spulensystems proportionale Spannung erzeugt und diese Spannung verwendet wird, um über eine Anpassung der Schleifenverstärkung eines induktiven Oszillators den Abreißpunkt der Oszillatorschwingung im Wesentlichen temperaturunabhängig zu halten.
In DE 41 42 680 A1 ist eine Anordnung beschrieben, bei der mithilfe eines Synchrongleichrichters eine Messung des Real- oder des Imaginärteils durchgeführt wird. Durch Wahl der richtigen Phasenlage kann entweder der Realteil oder der Imaginärteil einer Spulenimpedanz gemessen werden. Durch die Wahl einer geeigneten Phasenlage, also einer geeigneten Mischung von Real- und Imaginärteil, soll dadurch eine Temperaturkompensation möglich sein.
Als eine Aufgabe der Erfindung kann angesehen werden, einen induktiven Näherungsschalter und ein Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters anzugeben, bei denen eine verbesserte Kompensation von Temperatureffekten möglich ist. Diese Aufgabe wird durch den induktiven Näherungsschalter mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch das Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 23 gelöst.
Vorteilhafte Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Näherungsschalters und bevorzugte Varianten des erfindungsgemäßen Verfahrens werden im Folgenden, insbesondere im Zusammenhang mit den abhängigen Ansprüchen und den Figuren beschrieben.
Der induktive Näherungsschalter der oben angegebenen Art ist erfindungsgemäß dadurch weitergebildet, dass eine Stromquelle vorhanden ist zum Beaufschlagen des Schwingkreises mit einem zeitlich veränderlichen Teststrom, dass eine Messeinrichtung vorhanden ist zum Messen des Teststroms und zum Messen der Schwingkreisimpedanz auf Grundlage eines von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls und dass eine Kompensationseinrichtung vorhanden ist, die mit der Messeinrichtung zusammenwirkt und dazu eingerichtet ist, den Schwingkreis, den Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit eines gemessenen Werts der Schwingkreisimpedanz einzustellen, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Schwingkreisimpedanz zurückgehen, auszugleichen.
Das Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters der oben angegebenen Art ist erfindungsgemäß dadurch weitergebildet, dass der Schwingkreis mit einem zeitlich veränderlichen Teststrom beaufschlagt wird, dass der Teststrom mit der Messeinrichtung gemessen wird, dass die Schwingkreisimpedanz auf Grundlage eines von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls mit der Messeinrichtung gemessen wird und dass der Schwingkreis, der Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit eines Werts der Schwingkreisimpedanz eingestellt wird, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Schwingkreisimpedanz zurückgehen, auszugleichen.
Die Veränderungen des Schwingkreises können insbesondere temperaturbedingt sein, also durch eine Veränderung der Temperatur verursacht sein. Die Änderungen der Schwingkreisimpedanz können ebenfalls temperaturabhängig oder temperaturbedingt sein, also durch eine Veränderung der Temperatur verursacht sein.
Ein induktiver Näherungsschalter im Sinn der vorliegenden Beschreibung ist ein Sensor, bei der eine von einem Oszillator angetriebene Spule, insbesondere eine Schwingkreisspule, ein magnetisches Wechselfeld in einen Überwachungsbereich strahlt. Eine Wechselwirkung zwischen diesem magnetischen Wechselfeld und einem nachzuweisenden Objekt im Überwachungsbereich, das auch als Target bezeichnet wird, dient als Messgröße. Dabei kann es sich insbesondere um eine Dämpfung des Schwingkreises durch das Target handeln.
Unter einem Schwingkreis wird im Rahmen dieser Beschreibung ein elektromagnetisch schwingfähiges System verstanden, welches mindestens eine Schwingkreisspule aufweist. Typischerweise beinhaltet ein Schwingkreis die Schwingkreisspule und eine Kapazität.
Unter dem Begriff der Schwingkreisspule soll insbesondere eine Einzelspule aber generell auch ein Spulensystem aus einer Mehrzahl von Einzelspulen verstanden werden.
Zum Aufrechterhalten einer Schwingung oder Oszillation des Schwingkreises dient der Oszillatorverstärker, bei dem es sich grundsätzlich um bekannte elektronische Komponenten handeln kann.
Als Ausgangsstufe wird diejenige elektronische Einrichtung bezeichnet, die letzten Endes ein Ausgangssignal analoger oder binärer Natur bereitstellt. Dieses Ausgangssignal kann aus dem Oszillatorverstärker oder dem Schwingkreis selbst abgeleitet sein. Die Ausgangsstufe ist hierzu in irgendeiner Weise elektrisch oder elektronisch mit dem Schwingkreis und/oder dem Oszillatorverstärker verbunden und wirkt mit den Letzteren in diesem Sinn zusammen.
Das Ausgangssignal ist ein Signal, welches repräsentativ ist für das Ergebnis einer Messung des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters. Es wird mindestens an irgendeinem Ort innerhalb des induktiven Näherungsschalters bereitgestellt. Es muss nicht notwendig nach außen an einen Ausgang ausgegeben werden. Möglich ist auch, dass es intern weiterverarbeitet und in verarbeiteter Form nach außen weiter kommuniziert wird.
Unter einer Beeinflussung des Schwingkreises durch ein nachzuweisendes Target wird jede Form der Einflussnahme eines Targets, insbesondere eines metallischen Targets, auf die Eigenschaften des Schwingkreises verstanden. Dabei kann es sich unter anderem um eine Verschiebung einer Frequenz des Schwingkreises, um eine Dämpfung des Schwingkreises und/oder um eine induktive Kopplung nach dem Transformatorprinzip handeln.
Unter einer Dämpfung des Schwingkreises wird das Entziehen von Energie von dem Schwingkreis durch ein, insbesondere metallisches, nachzuweisendes Target verstanden. Solch eine Dämpfung kann beispielsweise entstehen durch Wirbelströme, die in dem metallischen Target durch das magnetische Wechselfeld des induktiven Näherungsschalters induziert werden und die in dem Target ohmsche Verluste bewirken.
Unter dem Begriff einer Kompensationseinrichtung wird im Rahmen dieser Beschreibung eine Einrichtung, insbesondere eine digitale Steuerungseinrichtung, verstanden, welche von einer Messeinrichtung, beispielsweise einer Lock-In-Verstärker-Einrichtung, mit welcher sie wirkungsmäßig, insbesondere elektrisch oder elektronisch, verbunden ist, Messdaten erhält und diese in geeigneter und definierter Weise verarbeitet. Eine digitale Kompensationseinrichtung und eine digitale Lock-In-Verstärker-Einrichtung können auch eine bauliche Einheit, beispielsweise in einem Mikrocontroller oder einer vergleichbaren logischen und insbesondere programmierbaren Komponente, bilden.
Die Kompensationseinrichtung ist erfindungsgemäß dazu eingerichtet, den Schwingkreis, den Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit einer gemessenen Induktivität der Schwingkreisspule einzustellen, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises auszugleichen, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Schwingkreisimpedanz zurückgehen.
Eine Einstellung des Schwingkreises kann beispielsweise dadurch erfolgen, dass die Güte des Schwingkreises mit Hilfe von einstellbaren Widerständen manipuliert wird.
Ausgleichen oder Kompensieren heißt insbesondere, den Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe abhängig von den gemessenen Daten so zu verändern, dass der Schaltabstand möglichst konstant bleibt.
Als ein wesentlicher Gedanke der vorliegenden Erfindung kann angesehen werden, die Schwingkreisimpedanz zu bestimmen beziehungsweise zu messen und einen gemessenen Wert der Schwingkreisimpedanz bei der Kompensierung, die insbesondere eine Temperaturkompensierung sein kann, zu berücksichtigen.
Unter einem Messen der Schwingkreisimpedanz soll verstanden werden, dass mindestens der Realteil oder der Imaginärteil der Schwingkreisimpedanz oder mit diesen Größen in einem definierten funktionalen Zusammenhang stehende Werte bestimmt werden. Bestimmen soll dabei bedeuten, dass der entsprechende Wert mindestens zu einem bestimmten Zeitpunkt in dem Näherungsschalter an einer definierten Stelle bereitgehalten wird. Insbesondere soll der von dem Teststrom über der Schwingkreisimpedanz bewirkte Spannungsabfall gemessen werden.
Die Erfindung hat erkannt, dass die Schwingkreisimpedanz genau gemessen werden kann, wenn zusätzlich zu einem von einem Teststrom bewirkten Spannungsabfall über der Schwingkreisimpedanz auch der Teststrom selbst gemessen wird. Erfindungsgemäß wird die Schwingkreisimpedanz also bestimmt aus einem von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfall über der Schwingkreisimpedanz und einem gemessenen Wert des Teststroms.
Im Vergleich zu DE 39 31 892 A1 ist ein thermisch gekoppelter Temperatursensor nicht notwendig, so dass sich die Unzulänglichkeiten der Ankopplung und Temperaturgradienten bei der vorliegenden Erfindung nicht nachteilig auswirken können.
Die Herstellung eines Bifilarspulensystems, wie es bei den in EP 70 796 A1 und EP 319 470 A1 beschriebenen Lösungen zum Einsatz kommt, ist aufwändig. Der induktive Näherungsschalter der vorliegenden Erfindung benötigt kein solches Bifilarspulensystem und kann vielmehr mit einem konventionellen Spulensystem mit zwei Anschlüssen aufgebaut werden.
Bei einer besonders bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters ist die Messeinrichtung zum Messen der Induktivität der Schwingkreisspule auf Grundlage des von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls eingerichtet und die Kompensationseinrichtung ist dazu eingerichtet, den Schwingkreis, den Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit einer gemessenen Induktivität der Schwingkreisspule einzustellen, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Induktivität zurückgehen, auszugleichen.
Entsprechend sind Varianten des erfindungsgemäßen Verfahrens von Vorteil, bei denen die Induktivität der Schwingkreisspule auf Grundlage des von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls mit der Messeinrichtung gemessen wird und der Schwingkreis, der Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit eines Werts der gemessenen Induktivität der Schwingkreisspule eingestellt wird, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Induktivität zurückgehen, auszugleichen.
Die erfindungsgemäße Verwendung eines Teststroms ermöglicht eine einfache und dabei genaue Bestimmung der Induktivität.
Die Erfindung hat außerdem erkannt, dass die Induktivität L der Schwingkreisspule erhebliche Temperaturabhängigkeiten aufweisen, also erheblich mit der Temperatur driften kann. Ein Grund dafür kann beispielsweise der Einfluss einer thermischen Ausdehnung eines Gießharzes auf einen Ferritkern sein. Damit ist auch die typischerweise auszuwertende Amplitude eines LC-Oszillators den Temperaturschwankungen der Induktivität unterworfen. Ein besonderer Vorteil des erfindungsgemäßen Näherungsschalters ist nun, dass die Temperaturkompensation erheblich verbessert werden kann, weil auch etwaige Driften der Induktivität L über die Temperatur bei der Kompensation berücksichtigt werden.
Primär sollen mit der vorliegenden Erfindung die thermischen Änderungen der Schwingkreisimpedanz kompensiert werden. Bei Kompensationsmethoden aus dem Stand der Technik, die beispielsweise mit Temperatursensoren arbeiten, wirken sich die Fertigungstoleranzen der Spuleninduktivität in der Regel auf die Temperaturkompensation aus. Insbesondere lassen sich nicht reproduzierbare Änderungen der Spuleninduktivität nicht kompensieren. Bei der mit der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen Kompensationsmethode ist das hingegen kein Problem, da auch solche Einflüsse auf die Induktivität berücksichtigt werden können.
Grundsätzlich kann bei der vorliegenden Erfindung auch eine beginnende Kernsättigung in niederfrequenten Magnetfeldern kompensiert werden.
Theoretisch würde bei der Kompensationsmethode des erfindungsgemäßen Näherungsschalters und des erfindungsgemäßen Verfahrens ein Ferrit in der Nähe des Sensors, weil sich die Induktivität L erhöht, keine Entdämpfung des Schwingkreises verursachen, weil dieser Effekt bei beispielsweise 2 kHz genauso auftritt wie bei 200 kHz und daher kompensiert wird.
Als Stromquelle zum Beaufschlagen des Schwingkreises mit einem zeitlich veränderlichen Teststrom können grundsätzlich bekannte Einrichtungen zum Einsatz kommen.
Besonders vorteilhafte Varianten des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters zeichnen sich dadurch aus, dass die Messeinrichtung eingerichtet ist zum Messen eines Wirkwiderstands der Schwingkreisspule auf Grundlage des von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls und dass die Kompensationseinrichtung außerdem dazu eingerichtet ist, den Schwingkreis, den Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstands der Schwingkreisspule einzustellen, um Veränderungen des Schwingkreises, die auf Änderungen des Wirkwiderstandes der Schwingkreisspule, insbesondere bei der Schwingkreisfrequenz, zurückgehen, auszugleichen.
Mit diesen bevorzugten Ausführungsbeispielen korrespondieren Varianten des erfindungsgemäßen Verfahrens, die sich dadurch auszeichnen, dass der Wirkwiderstand der Schwingkreisspule mit der Messeinrichtung auf Grundlage eines von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls gemessen wird und dass der Schwingkreis, der Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit eines Werts des gemessenen Wirkwiderstands der Schwingkreisspule eingestellt werden, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen des Wirkwiderstands der Schwingkreisspule, insbesondere bei der Schwingkreisfrequenz, zurückgehen, auszugleichen.
Bei diesen Ausgestaltungen geht es im Wesentlichen darum, temperaturbedingte Änderungen des Schwingkreises, die auf temperaturbedingte Änderungen des Wirkwiderstandes zurückgehen, zu kompensieren. Grundsätzlich können aber auch Änderungen des Schwingkreises, die nicht temperaturbedingt sind und/oder auf nicht temperaturbedingte Änderungen des Wirkwiderstands zurückgehen, kompensiert oder ausgeglichen werden.
Wenn im Rahmen der vorliegenden Anmeldung davon die Rede ist, dass ein Wirkwiderstand und/oder eine Induktivität der Schwingkreisspule auf Grundlage eines von dem Teststrom bewirkten Spannungsabfalls gemessen werden, so bedeutet das, dass Messgrößen bestimmt werden, die in einem eindeutigen funktionalen Zusammenhang mit dem Wirkwiderstand beziehungsweise der Induktivität steht. Messen in diesem Sinn bedeutet nicht notwendig, dass der Wirkwiderstand und/oder die Induktivität tatsächlich selbst bestimmt und als solche in irgendeinem Verfahrensschritt konkret an einem konkreten Ort in dem induktiven Näherungsschalter bereitgehalten werden.
Besondere Vorteile können erreicht werden, wenn sowohl der Realteil als auch der Imaginärteil der Schwingkreisimpedanz, die über einen Spannungsabfall gemessen wird, bestimmt wird. Der Wirkwiderstand der Schwingkreisspule kann dabei aus dem Realteil der Schwingkreisimpedanz, über welcher ein Spannungsabfall gemessen wird, und die Induktivität der Schwingkreisspule kann aus dem Imaginärteil der Schwingkreisimpedanz, über welcher ein Spannungsabfall gemessen wird, gewonnen werden.
Bei besonders bevorzugten Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters und des erfindungsgemäßen Verfahrens ist die Messeinrichtung durch eine Lock-In-Verstärker-Einrichtung verwirklicht. Unter einer Lock-In-Verstärker-Einrichtung wird im Rahmen der vorliegenden Beschreibung eine Einrichtung verstanden, die die Funktionalität von mindestens einem Lock-In-Verstärker realisiert. Ein Lock-In-Verstärker ist eine Messeinrichtung, mit welcher ein verrauschtes Signal frequenzselektiv und phasenselektiv gleichgerichtet werden kann. Eine Lock-In-Verstärker-Einrichtung eignet sich deshalb besonders gut für das Messen von Signalen mit bekanntem Frequenzspektrum, insbesondere von periodischen Signalen, die stark verrauscht sind, und kann deshalb besonders vorteilhaft eingesetzt werden, um die Induktivität des Schwingkreises während eines laufenden Oszillatorbetriebs zu überwachen.
Diese Variante des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters ist außerdem besonders störfest im Hinblick auf höhere Harmonische der Messfrequenz. Im Vergleich zu einer bloßen Multiplikation mit einer Rechteckspannung, wie beispielsweise in DE 10 2013 202 573 B3 , vereinen diese Varianten des erfindungsgemäßen Näherungsschalters und des erfindungsgemäßen Verfahrens die Vorteile einer echten Lock-In-Messung, bei der eine Multiplikation sowohl mit einer Sinus- als auch mit einer Cosinusfunktion und anschließend jeweils Mittelungen durchgeführt werden. Das bedeutet, dass beispielsweise eine vom Imaginärteil der Schwingkreisimpedanz unabhängige Wirkwiderstands-Messung durchgeführt werden kann mit den Vorteilen des typischerweise hohen Störabstands einer Lock-In-Messung.
Ein weiterer besonderer Vorteil dieser Variante der vorliegenden Erfindung besteht außerdem darin, dass für den Fall, dass der Teststrom höhere Fourierkomponenten enthält, mit der Lock-In-Verstärker-Einrichtung durch geeignete Wahl der Korrelationsfrequenz auch die durch diese höheren Fourierkomponenten hervorgerufenen Signalanteile gemessen werden können. Grundsätzlich können gleichzeitig verschiedene Fourierkomponenten oder Fourierkoeffizienten gemessen werden. Diese Eigenschaft der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise ausgenutzt werden, um Plausibilitätsprüfungen durchzuführen oder die Störfestigkeit zu steigern.
Im Vergleich zu DE 41 42 680 A1 , wo die Messung für die Temperaturkompensation bei der Messfrequenz erfolgt, bei der auch das Target nachgewiesen wird, ist bei dem erfindungsgemäßen Näherungsschalter und dem erfindungsgemäßen Verfahren eine getrennte und somit vom Target selbst unabhängige Messung des Wirkwiderstands und der Induktivität der Schwingkreisspule möglich. Grund hierfür ist, dass der für die Temperaturkompensation verwendete Teststrom bei der vorliegenden Erfindung so niederfrequent gewählt wird, dass die Messung des Targets selbst dadurch nur vernachlässigbar beeinflusst wird. Genauer gesagt werden durch den Teststrom nur vernachlässigbare Wirbelströme im Target induziert. Die Kompensation von Temperatureffekten ist bei der vorliegenden Erfindung deshalb sowohl einfacher als auch genauer.
Prinzipiell sind aber auch andere Messeinrichtungen möglich. Beispielsweise kann über den Zusammenhang $v = 1 / (2 π \sqrt{L C})$
eine Information über die Induktivität auch dadurch erhalten werden, dass die Schwingkreisfrequenz v überwacht oder gemessen wird.
Weiterhin kann zum Bestimmen der Induktivität ein Teststrom in die Spule des Schwingkreises eingeprägt werden und das zeitliche Verhalten der Selbstinduktionsspannung kann nach Abschalten oder Einschalten des Teststroms gemessen werden. Die Information über die Induktivität erhält man dann über die Zeitkonstante τ = L/R eines RL-Kreises.
Schließlich kann eine Information über die Induktivität auch über einen Abgleich einer Wechselspannungsbrücke, insbesondere einer Maxwell-Wien-Brücke, gewonnen werden.
Die Bestimmung oder Messung des Teststroms kann mit grundsätzlich bekannten Mitteln erfolgen. Besonders bevorzugt wird der Teststrom ebenfalls mit der Lock-In-Verstärker-Einrichtung gemessen. Bei einer vom Aufbau her vergleichsweise einfachen Ausführungsvariante des erfindungsgemäßen Näherungsschalters ist zum Messen des Teststroms ein Messwiderstand vorhanden und die Messeinrichtung, insbesondere die Lock-In-Verstärker-Einrichtung, ist eingerichtet zum Messen des Teststroms auf Grundlage eines Spannungsabfalls an dem Messwiderstand.
Bei hohen Schaltabständen ändert sich die Resonanzimpedanz des Spulensystems typischerweise nur um wenige Prozent oder sogar nur um wenige Promille. Für eine hinreichend genaue Temperaturkompensation, wofür eine Messgenauigkeit für die Messung von Wirkwiderstand und Induktivität der Schwingkreisspule möglichst in einem Bereich von kleiner als 0,1% notwendig ist, müssen demgemäß die Amplitude und die Phase des Teststroms hinreichend genau bekannt sein. Bei einer Messung des Teststroms mit einem Lock-In-Verstärker können vorteilhaft Amplitude und Phase des Teststroms parallel zum Spannungsabfall über die Schwingkreisimpedanz gemessen werden. Dadurch können die Anforderungen an die Stabilität und die Reproduzierbarkeit des Teststroms deutlich gesenkt werden. Der Teststrom durch den Schwingkreis kann insbesondere als Spannungsabfall über einen Messwiderstand Ri gemessen werden.
Für die Lock-In-Verstärker-Einrichtung kommt es grundsätzlich darauf an, dass die gewünschte Funktionalität mindestens eines Lock-In-Verstärkers bereitgestellt wird. Beispielsweise kann die Lock-In-Verstärker-Einrichtung einen ersten Lock-In-Verstärker aufweisen, der zum Messen des Wirkwiderstands und der Induktivität der Schwingkreisspule dient, und die Lock-In-Verstärker-Einrichtung kann einen zweiten Lock-In-Verstärker aufweisen, der zum Messen des Teststroms durch den Schwingkreis dient.
Bei einer besonders bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Näherungsschalters, die sich durch einen reduzierten Komponentenaufwand auszeichnet, weist die Lock-In-Verstärker-Einrichtung genau einen Lock-In-Verstärker auf zum abwechselnden Messen des Wirkwiderstands und/oder der Induktivität der Schwingkreisspule einerseits und des Teststroms andererseits.
Mit diesem Ausführungsbeispiel korrespondiert eine Variante des erfindungsgemäßen Verfahrens, bei dem die Lock-In-Verstärker-Einrichtung in einem Multiplexbetrieb betrieben wird, in dem abwechselnd der Wirkwiderstand und/oder die Induktivität einerseits und der Teststrom andererseits bestimmt werden.
Grundsätzlich kann die vorliegende Erfindung verwirklicht werden mit analogen Lock-In-Verstärkern. Besonders bevorzugt weist die Lock-In-Verstärker-Einrichtung des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters aber mindestens einen digitalen Lock-In-Verstärker auf.
Prinzipiell kann die vorliegende Erfindung verwirklicht werden mit jeweils separat aufgebauter Messeinrichtung, insbesondere separater Lock-In-Verstärker-Einrichtung, Kompensationseinrichtung und/oder Ausgangsstufe. Ein besonders kompakter Aufbau kann erreicht werden bei Ausführungsvarianten, bei denen die Messeinrichtung, insbesondere die Lock-In-Verstärker-Einrichtung, die Kompensationseinrichtung und/oder die Ausgangsstufe, in einem Micro-Controller verwirklicht sind.
Als Stromquelle zum Bereitstellen des Teststroms können grundsätzlich bekannte Komponenten zum Einsatz kommen. Besonders bevorzugt ist die Stromquelle zum Bereitstellen des Teststroms eine steuerbare Stromquelle und zum Ansteuern dieser Stromquelle kann ein Funktionsgenerator vorhanden sein.
Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsvariante des erfindungsgemäßen Näherungsschalters ist der Teststrom periodisch. Der Teststrom muss aber nicht zwingend periodisch sein, muss also nicht zwingend eine feste Grundfrequenz und diskrete Frequenzkomponenten aufweisen.
Prinzipiell kann der eingeprägte Teststrom auch nichtharmonische Frequenzanteile enthalten. Man spricht dann auch von einer Dual/Multifrequenz-Anregung. Auch eine determinierte Variation der Messfrequenz, also der Frequenz des Teststroms, oder möglicherweise auch eine statistische Verteilung (ein Stichwort ist hier „spread spectrum“) der Frequenzen des Teststroms ist möglich. Vorteile dieser Varianten mit variabler Frequenz des Teststroms sind, dass die Anfälligkeit der Messung gegenüber einer bei der Messfrequenz selbst eingekoppelten Störung verringert wird und dass die Messung auf ihre Plausibilität hin überprüft werden kann.
Testmessungen haben ergeben, dass die Messung des ohmschen Widerstands der Schwingkreisspule umso weniger von einem Abstand eines Targets von dem Näherungsschalter abhängen, je geringer die Frequenz des Teststroms ist. Besonders vorteilhafte Varianten des erfindungsgemäßen Näherungsschalters zeichnen sich dadurch aus, dass die Grundfrequenz des Teststroms 100 Hz bis 5 kHz, bevorzugt 1 kHz bis 3 kHz und besonders bevorzugt 1,5 kHz bis 2,5 kHz beträgt. Bei solch niedrigen Frequenzen spielen Wechselstromverluste eine untergeordnete Rolle, so dass der ermittelte Wirkwiderstand im Wesentlichen dem ohmschen Widerstand der Spule entspricht.
Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises kann größenordnungsmäßig beispielsweise bei Werten oberhalb von 100kHz liegen. Besonders bevorzugt ist die Resonanzfrequenz des Schwingkreises mindestens zehnmal größer als die Grundfrequenz des periodischen Teststroms.
Da die Grundfrequenz des Teststroms deutlich geringer sein kann als die Schwingkreisfrequenz, kann sich der gemessene Wirkwiderstand vom effektiv bei der Schwingkreisfrequenz wirksamen Wirkwiderstand um einen geringen Wechselstromverlustanteil unterscheiden. Für eine optimale Temperaturkompensation muss diese Differenz ggf. berücksichtigt werden.
Der Teststrom bewirkt einen Spannungsabfall über einer Impedanz Z des Schwingkreises, die auch als Schwingkreisimpedanz Z bezeichnet wird. Nach einer Verstärkung und gegebenenfalls nach einer Signalanpassung kann dieser Spannungsabfall mit einer von einer Kreisfrequenz ω des Teststroms abhängigen komplexen Transferfunktion G(ω) als Spannung U1 (ω) erfasst werden. Die Impedanz Z(ω) des Schwingkreises ist abhängig von einer Kreisfrequenz ω des Teststroms des Schwingkreises und ergibt sich gemäß dem ohmschen Gesetz zu: $Z (ω) = \frac{U_{1} (ω)}{G_{1} (ω) I (ω)} \approx R_{s} (ω) + j ω L \approx R_{C u} + j ω L$
Dabei wurde angenommen, dass die Messfrequenz ω hinreichend weit von der Resonanzfrequenz des Schwingkreises entfernt ist und die Kupferverluste, also die vom ohmschen Widerstand der Schwingkreisspule verursachten Verluste die Verluste des Spulensystems dominieren.
U₁(t) ist eine periodische Funktion und lässt sich daher in eine Reihe entwickeln: $U_{1} (t) = \frac{a_{1,0}}{2} + \sum_{k = 1}^{\infty} ((a_{1, k} \cdot cos (k ω_{0} t)) + (b_{1, k} \cdot sin (k ω_{0} t))) .$
Der Real- bzw. Imaginärteil von U₁(t) bei den Frequenzen kω₀ (k>1 und ganzzahlig) ist durch die geraden bzw. ungeraden Fourierkoeffizienten a1k bzw. b1 k gegeben: $a1k = \frac{2}{T} \int_{0}^{T} (U_{1} (t) \cdot cos (k ω_{0} t)) dt$
$b1k = \frac{2}{T} \int_{0}^{T} (U_{1} (t) \cdot sin (k ω_{0} t)) dt,$
mit T = 2π/ω₀.
Diese Fourierkoeffizienten können von dem, insbesondere digitalen, Lock-In-Verstärker für den Koeffizienten a1k über eine Multiplikation mit einer Cosinusfunktion und für den Koeffizienten b1k über eine Multiplikation mit einer Sinusfunktion und jeweils einer anschließenden Mittelung gemessen bzw. berechnet werden. Im Prinzip wird der Spannungsabfall gemessen und aus dessen zeitlichen Verlauf werden die Fourierkoeffizienten berechnet. In diesem Sinn handelt es sich um eine Messung der jeweiligen Fourierkoeffizienten.
Bei besonders bevorzugten Varianten des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters ist die Lock-In-Verstärker-Einrichtung dazu eingerichtet, zu einer Grundfrequenz des periodischen Teststroms mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten des Spannungsabfalls zu bestimmen, der von dem periodischen Teststrom über der Impedanz des Schwingkreises bewirkt wird.
Verfahrensmäßig sind entsprechend Varianten von Vorteil, bei denen die Lock-In-Verstärker-Einrichtung zu einer Grundfrequenz eines periodischen Teststroms mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten des Spannungsabfalls, der von dem Teststrom über der Impedanz des Schwingkreises bewirkt wird, berechnet.
Im Hinblick auf das Bestimmen des Teststroms sind Verfahrensvarianten von Vorteil, bei denen zum Bestimmen des Teststroms ein Spannungsabfall, der von dem Teststrom über dem Messwiderstand bewirkt wird, der Lock-In-Verstärkereinrichtung zugeführt wird, bei denen die Lock-In-Verstärker-Einrichtung zu einer Grundfrequenz eines periodischen Teststroms mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten des Spannungsabfalls, der von dem Teststrom über dem Messwiderstand bewirkt wird, berechnet und wobei insbesondere aus den berechneten Fourierkoeffizienten der Teststrom bestimmt wird.
Ganz entsprechend ist die Lock-In-Verstärker-Einrichtung bei weiteren bevorzugten Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters dazu eingerichtet, zu einer Grundfrequenz des periodischen Teststroms mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten des Spannungsabfalls zu bestimmen, der von dem periodischen Teststrom über dem Messwiderstand bewirkt wird. Auch hier bedeutet eine Bestimmung der Fourierkoeffizienten, dass diese aufgrund eines gemessenen Spannungsabfalls, genauer gesagt aufgrund eines zeitlichen Verlaufs einer gemessenen Spannung, berechnet werden.
Grundsätzlich kann es ausreichend sein, wenn jeweils der erste gerade und der erste ungerade Fourierkoeffizient ausgewertet, also berechnet wird. Ein wesentlicher Vorteil bei der Verwendung eines Lock-In-Verstärkers kann aber darin gesehen werden, dass prinzipiell alternativ oder ergänzend auch Fourierkoeffizienten bei höheren Harmonischen ausgewertet werden können. Dadurch kann die Störfestigkeit verbessert und Plausibilitätsprüfungen können durchgeführt werden.
Aus Fourierkoeffizienten, die im oben erläuterten Verständnis des Begriffs „Messen“ gemessen wurden, können sodann die Induktivität L und gegebenenfalls der Wirkwiderstand Rs der Schwingkreisspule bei einer Messfrequenz kω₀ wie folgt berechnet werden, wobei ω₀ eine Grundfrequenz des periodischen Teststroms und k eine ganze Zahl ist. $L = \frac{\sqrt{a 1 k^{2} + b 1 k^{2}}}{G_{1,0} (k ω_{0}) I_{0} (k ω_{0}) k ω_{0}} sin [atan (a 1 k / b 1 k) - φ_{I} (k ω_{0}) - φ_{G 1} (k ω_{0})]$
$R c u = \frac{\sqrt{a 1 k^{2} + b 1 k^{2}}}{G_{1,0} (k ω_{0}) I_{0} (k ω_{0}) k ω_{0}} cos [atan (b 1 k / a 1 k) - φ_{I} (k ω_{0}) - φ_{G 1} (k ω_{0})]$
Dabei sind I₀(kω₀) und φ_I(kω₀) die notwendigerweise bekannte Amplitude und Phase des verwendeten Messstroms und G_1,0(kω₀) und φ_G1(kω₀) sind der Amplitudengang beziehungsweise die Phasendrehung der Signalanpassung.
Varianten des erfindungsgemäßen Verfahrens erlauben im Gegensatz zu den bekannten Lösungen eine getrennte Messung des Wirkwiderstands einerseits und der Induktivität des Spulensystems andererseits. Das bedeutet, dass sowohl Driften des Wirkwiderstands, also der Kupferleitfähigkeit, als auch Driften der Induktivität über die Temperatur zielgerichtet kompensiert werden können.
Bei besonders bevorzugten Ausführungsvarianten des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters ist demgemäß die Lock-In-Verstärker-Einrichtung dazu eingerichtet, den Wirkwiderstand und die Induktivität der Schwingkreisspule zu bestimmen unter Verwendung der Fourierkoeffizienten, die aufgrund des gemessenen Spannungsabfalls an der Schwingkreisimpedanz und dem Messwiderstand bestimmt wurden.
Die Kompensation von Drifteffekten, insbesondere von Temperatureffekten, kann noch weiter verbessert werden bei Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters und des erfindungsgemäßen Verfahrens, bei denen parallel zur Messung der Schwingkreisimpedanz außerdem die Frequenz des Schwingkreises gemessen wird.
Besonders bevorzugt ist deshalb, wenn bei dem erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalter eine weitere Messeinrichtung zum Messen einer Frequenz des Schwingkreises vorhanden ist.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren zeichnet sich in diesem Zusammenhang besonders vorteilhaft dadurch aus, dass außerdem eine Frequenz des Schwingkreises gemessen wird, dass die gemessene Frequenz des Schwingkreises im Hinblick auf eine Drift einer Kapazität des Schwingkreises ausgewertet wird und dass der Schwingkreis, der Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe in Abhängigkeit eines Werts der Kapazität des Schwingkreises eingestellt werden, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises, die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Kapazität des Schwingkreises zurückgehen, auszugleichen.
Die weitere Information der Frequenz des Schwingkreises ermöglicht es, jedenfalls wenn kein Target vorhanden ist, Aussagen über vorhandene Änderungen oder Driften der Schwingkreiskapazität zu treffen.
Entsprechend sind Verfahrensvarianten bevorzugt, die sich dadurch auszeichnen, dass aus mindestens einem, insbesondere dem ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einem, insbesondere dem ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten des Spannungsabfalls über der Impedanz des Schwingkreises unter Verwendung des gemessenen Teststroms der Wirkwiderstand und die Induktivität der Schwingkreisspule bestimmt werden.
Auch hier bedeutet Bestimmen im Prinzip Berechnen, insbesondere nach den vorstehend angegebenen Formeln.
Die Ausgangsstufe kann grundsätzlich bekannter Natur sein. Beispielsweise kann die Ausgangsstufe eine Transistorstufe, insbesondere eine Gegentaktstufe, aufweisen. Bei besonders bevorzugten Ausführungsbeispielen weist die Ausgangsstufe einen, insbesondere verstärkenden, Gleichrichter und einen Komparator auf. Der Komparator kann insbesondere eine einstellbare Schaltschwelle aufweisen.
Grundsätzlich ist es zwar möglich, dass das Ausgangssignal ein mit dem Abstand kontinuierlich variierendes Signal ist. Besonders bevorzugt sind Varianten des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters, bei dem das Ausgangsignal ein binäres Signal ist.
Die Kompensation selbst kann prinzipiell auf verschiedenen Wegen erfolgen. Beispielsweise kann eine Schleifenverstärkung des Oszillatorverstärkers angepasst werden. Eine andere Kompensationsmöglichkeit bei Oszillatoren, bei denen die Amplitude bei Bedämpfung nicht abrupt, sondern kontinuierlich einbricht, ist eine temperaturabhängige Anpassung einer über einen, insbesondere verstärkenden, Gleichrichter gemessenen Amplitude. Schließlich kann auch eine Schaltschwelle eines Komparators zur Kompensation oder zum Ausgleich von Temperatureffekten verändert werden.
Besonders bevorzugt sind deshalb Varianten des erfindungsgemäßen Verfahrens, bei denen beim Einstellen des Oszillatorverstärkers und/oder der Ausgangsstufe eine Schleifenverstärkung des Oszillatorverstärkers, eine Verstärkung eines Gleichrichters und/oder eine Schaltschwelle eines Komparators in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstands und/oder einer gemessenen Induktivität eingestellt werden.
Dieses Verfahren kann zweckmäßig verwirklicht werden mit einer Ausführungsvariante des erfindungsgemäßen Näherungsschalters, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Kompensationseinrichtung einen Speicher aufweist zum Speichern von Werten für den Wirkwiderstand und/oder die Induktivität der Schwingkreisspule sowie mindestens von Werten für eine Schleifenverstärkung des Oszillatorverstärkers, für eine Verstärkung eines Gleichrichters und/oder für eine Schaltschwelle eines Komparators, welche jeweils in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstands und/oder einer gemessenen Induktivität einzustellen sind, und dass die Kompensationseinrichtung dazu eingerichtet ist, die gespeicherten Werte für die Verstärkung des Oszillatorverstärkers, für die Verstärkung des Gleichrichters und/oder für die Schaltschwelle des Komparators gemäß den in dem Speicher gespeicherten Zuordnungen einzustellen.
Grundsätzlich ist es aber auch möglich, dass bei Vorliegen eines bestimmten gemessenen Werts der Schwingkreisimpedanz oder bei einer bestimmten Kombination von gemessenen Werten der Induktivität und des Wirkwiderstands der Schwingkreisspule und/oder des Teststroms Abgleichwerte berechnet werden, auf deren Grundlage dann der Schwingkreis, der Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe eingestellt werden.
Weitere Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf die beigefügten Figuren beschrieben. Darin zeigen:

1: eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters und
2: ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters.

Äquivalente und gleichwirkende Komponenten sind in den Figuren in der Regel mit denselben Bezugszeichen versehen.
Ein erfindungsgemäßer Näherungsschalter 100 ist schematisch in 1 gezeigt. Dieser Näherungsschalter 100 dient zum Nachweisen eines insbesondere metallischen Targets T, welches sich, schematisch angedeutet, in einem Abstand d von dem Näherungsschalter 100 befindet.
Der Näherungsschalter 100 weist als wesentliche Bestandteile einen Schwingkreis 10 mit einer Schwingkreisspule 12, einen Oszillatorverstärker 20, eine Messeinrichtung 50, bei der es sich im gezeigten Beispiel um eine Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 handelt, und eine Kompensationseinrichtung 60 auf.
Bei der Schwingkreisspule 12 kann es sich prinzipiell auch um ein Spulensystem aus mehreren Einzelspulen handeln.
Weiterhin ist eine Ausgangsstufe 30 vorhanden, die im gezeigten Beispiel mit dem Oszillatorverstärker 20 zusammenwirkt und zum Bereitstellen eines Ausgangssignals 32 abhängig von einer Beeinflussung, insbesondere einer Dämpfung, des Schwingkreises 10 durch das nachzuweisende Target T dient.
Grundsätzlich ist auch möglich, dass die Ausgangsstufe 30 ergänzend oder alternativ mit dem Schwingkreis 10 verbunden ist und dass das Ausgangssignal 32 von einem physikalischen Zustand des Schwingkreises, beispielsweise einer Schwingungsamplitude, abgeleitet wird. Im gezeigten Beispiel wird das Ausgangssignal 32 an einem physikalischen Ausgang der Ausgangsstufe 30 bereitgestellt. Dieses ist aber zur Verwirklichung der Erfindung nicht nötig. Es reicht aus, wenn das Ausgangssignal 32 jedenfalls irgendwo in dem Näherungsschalter 100 bereitgestellt wird. Weiterhin ist erfindungsgemäß zum Beaufschlagen des Schwingkreises 10 mit einem zeitlich veränderlichen Teststrom 72 eine Stromquelle 70 vorhanden. Im gezeigten Ausführungsbeispiel ist diese Stromquelle 70 verwirklicht durch eine einstellbare Stromquelle 51 und einen Funktionsgenerator 53. Der Funktionsgenerator 53 liefert über eine Leitung 57 ein Synchronisierungssignal an die Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50.
Die Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 ist mit dem Schwingkreis 10 wirkungsmäßig verbunden, was in 1 schematisch durch eine Verbindungsleitung zwischen dem Schwingkreis 10 und der Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 veranschaulicht ist. Die Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 kann auch zum Messen eines Wirkwiderstands der Schwingkreisspule 12 auf Grundlage eines von dem Teststrom 72 bewirkten Spannungsabfalls an einer Impedanz Z des Schwingkreises 10 eingerichtet sein.
Die Kompensationseinrichtung 60 wirkt mit der Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 zusammen und ist erfindungsgemäß dazu eingerichtet, entweder den Oszillatorverstärker 20 oder die Ausgangsstufe 30 oder beide variabel einzustellen in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstands der Schwingkreisspule 12, um dadurch Veränderungen des Schwingkreises 10 mit der Temperatur, die auf temperaturabhängige Änderungen des Wirkwiderstands zurückgehen, auszugleichen.
Die Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 ist im gezeigten Beispiel verwirklicht durch einen digitalen Lock-In-Verstärker 56, der insbesondere in einer Baueinheit mit der Kompensationseinrichtung 60 und/oder der Ausgangsstufe 30, beispielsweise in einem Mikrocontroller, realisiert sein kann.
Die Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 ist in der gezeigten Variante eingerichtet zum Messen einer Induktivität L der Schwingkreisspule 12. Im gezeigten Ausführungsbeispiel erfolgt dies auf Grundlage des von dem Teststrom 72 bewirkten Spannungsabfalls an einem Messwiderstand Ri. Schließlich ist die Kompensationseinrichtung 60 zusätzlich dazu eingerichtet, entweder den Oszillatorverstärker 20 oder die Ausgangsstufe 30 oder beide einzustellen, um, insbesondere temperaturabhängige, Veränderungen des Schwingkreises 10, die auf insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Induktivität L zurückgehen, auszugleichen.
Dieser Ausgleich in Abhängigkeit von gemessenen Werten für den Wirkwiderstand und/oder der Induktivität L der Schwingkreisspule 12 erfolgt besonders bevorzugt so, dass ein Schaltabstand, also der Abstand, bei dem der induktive Näherungsschalter 100 bei Annäherung des Targets T von einem ersten Wert auf einen zweiten Wert umschaltet, in einem zu spezifizierenden Temperaturbereich möglichst konstant bleibt. Beispielsweise kann gefordert werden, dass der Schaltabstand in einem Temperaturbereich von -40 °C bis +85 °C oder -25 °C bis +75 °C nicht mehr als 10 % driftet.
Diese Einstellung kann im Hinblick auf den Oszillatorverstärker 20 über die Leitung 67 beispielsweise dadurch erfolgen, dass eine Schleifenverstärkung V des Oszillatorverstärkers 20 je nach gemessenem Wirkwiderstand und/oder je nach gemessener Induktivität L der Schwingkreisspule 12 verändert wird. Alternativ oder zusätzlich kann die Kompensationseinrichtung 60 über die Leitung 65 auch Parameter der Ausgangsstufe 30, beispielsweise Verstärkungen und/oder Schwellwerte, in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstand und/oder einer gemessenen Induktivität L der Schwingkreisspule 12 gezielt verändern.
Hierzu kann die Kompensationseinrichtung 60, etwa in einem Mikrocontroller oder einer vergleichbaren logischen Einrichtung, einen Speicher 62 aufweisen zum Speichern von Werten für den Wirkwiderstand und/oder die Induktivität L der Schwingkreisspule 12. Zu diesen gespeicherten Werten für einen gemessenen Wirkwiderstand und/oder einer gemessenen Induktivität L können in dem Speicher 62 zugehörige Parameter abgelegt sein, die bei dem Oszillatorverstärker 20 und/oder der Ausgangsstufe 30 einzustellen sind, wenn die entsprechenden Werte für den Wirkwiderstand und/oder die Induktivität L gemessen werden, damit letzten Endes die gewünschte Temperaturkompensation erreicht wird. Bei den genannten Parametern kann es sich um Werte für eine Schleifenverstärkung des Oszillatorverstärkers 20, Werte für eine Verstärkung Vg eines Gleichrichters 36 (siehe hierzu 2) und/oder Werte für eine Schaltschwelle S eines Komparators 34 (siehe hierzu 2) handeln, welche jeweils in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstands und/oder einer gemessenen Induktivität L einzustellen sind. Die Kompensationseinrichtung 60 kann nun dazu eingerichtet sein, die gespeicherten Werte für die Verstärkung V des Oszillatorverstärkers 20, für die Verstärkung Vg eines Gleichrichters 36 und/oder für die Schaltschwelle des Komparators 34 gemäß den in dem Speicher 62 gespeicherten Zuordnungen einzustellen.
Grundsätzlich ist es aber auch möglich, dass bei Vorliegen eines bestimmten gemessenen Werts der Induktivität L oder des Wirkwiderstands oder bei einer bestimmten Kombination von gemessenen Werten der Induktivität und des Wirkwiderstands der Schwingkreisspule und/oder des Teststroms Abgleichwerte berechnet werden, auf deren Grundlage dann der Schwingkreis, der Oszillatorverstärker und/oder die Ausgangsstufe eingestellt werden.
Beispielsweise kann Grundlage von den beim Abgleich bei Raumtemperatur gespeicherten Werten von Rs und L ein neuer Abgleichwert für eine aktuell vorliegende Kombination von L und Rs berechnet werden.
Ein konkreteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters 100 wird im Folgenden mit Bezug auf 2 erläutert. Die wesentlichen Komponenten sind hier wiederum ein Schwingkreis 10, ein Oszillatorverstärker 20, eine Lock-In-Verstärker-Einrichtung als Messeinrichtung 50, eine Stromquelle 70 zum Bereitstellen eines zeitlich veränderlichen Teststroms 72, eine Kompensationseinrichtung 60 und eine Ausgangsstufe 30.
Der Schwingkreis 10 besteht im gezeigten Ausführungsbeispiel aus einer Schwingkreisspule 12 mit einer Induktivität L, einem Kondensator 14 mit einer Kapazität C und einer resistiven Komponente 16 mit einem Wirkwiderstand Rs. Die Darstellung des Schwingkreises 10 in 2 ist schematisch im Sinn eines Ersatzschaltbilds zu verstehen. Das bedeutet, dass prinzipiell mehrere Kondensatoren zur Gesamtkapazität C, mehrere Einzelspulen zur Gesamtinduktivität L und mehrere Widerstände zum Gesamtwiderstand Rs beitragen können. In guter Näherung kann man aber in der Regel davon ausgehen, dass der Gesamtwiderstand Rs im Wesentlichen durch den Kupferwiderstand Rcu der Schwingkreisspule 12 gegeben ist.
Der Oszillatorverstärker 20 ist mit dem Schwingkreis 10 über einen Knoten zwischen dem Kondensator 14 und der Schwingkreisspule 12 verbunden und weist einen Verstärker 21 und einen Widerstand 22 in einem Rückkoppelkreis auf.
Die Ausgangsstufe 30 weist im gezeigten Ausführungsbeispiel einen verstärkenden Gleichrichter 36 und einen Komparator 34 auf. Ein Eingang des verstärkenden Gleichrichters 36 ist mit einem Ausgang des Verstärkers 21 verbunden. Ein Ausgang des verstärkenden Gleichrichters 36 ist mit einem Eingang des Komparators 34 verbunden. An einem Ausgang des Komparators 34 befindet sich schließlich eine Transistorstufe, über die das Ausgangssignal 32 bereitgestellt wird.
Die Lock-In-Verstärker-Einrichtung 50 weist in dem in 2 gezeigten Beispiel zwei separate Lock-In-Verstärker auf, einen ersten Lock-In-Verstärker 52, der zum Messen des Wirkwiderstands und der Induktivität L der Schwingkreisspule 12 dient, und einen zweiten Lock-In-Verstärker 54, der zum erfindungsgemäßen Messen des Teststroms 72 dient.
Die Stromquelle 70 zum Bereitstellen des zeitlich veränderlichen Teststroms 72 weist im gezeigten Ausführungsbeispiel eine steuerbare Stromquelle 51 auf, die von einem Funktionsgenerator 53 angesteuert wird. Der Funktionsgenerator 53 kann beispielsweise ein periodisches Signal mit einer niederfrequenten Grundfrequenz liefern. Niederfrequent bedeutet in diesem Zusammenhang, dass der in den Schwingkreis 10 eingeprägte Teststrom die Resonanz des Schwingkreises 10, dessen Resonanzfrequenz typischerweise bei Frequenzen oberhalb von 100 kHz liegt, nicht wesentlich anregt. Die Grundfrequenz des Teststroms liegt typischerweise in der Größenordnung von etwa 100 Hz bis zu wenigen kHz. Das periodische Signal muss aber nicht notwendig ein Sinussignal sein, d.h. der zeitlich veränderliche Teststrom 72 kann signifikante Anteile von höheren Harmonischen enthalten. Beispielsweise kann der Strom eine Rechteckform, eine Dreieckform oder auch eine Form aufweisen, die als verschliffene Rechteckform bezeichnet wird. Unter Letzterer ist eine Rechteckform zu verstehen, bei der die Ecken der Rechtecke abgeflacht oder abgerundet sind.
Der zeitlich veränderliche Teststrom 72 wird dem Schwingkreis 10 über den Knoten zwischen der Schwingkreisspule 12 und dem Kondensator 14, an welchem auch der Oszillatorverstärker 20 angeschlossen ist, zugeführt. Der Funktionsgenerator 53 liefert außerdem über eine Leitung 57 ein Synchronisierungssignal an den ersten Lock-In-Verstärker 52 und den zweiten Lock-In-Verstärker 54.
Ein am Schaltungsknoten zwischen der Schwingkreisspule 12 und dem Kondensator 14 anliegendes Potenzial wird über eine erste Signalkonditioniereinrichtung 92, die als wesentliche Bestandteile einen Bandpassfilter 93 und einen Verstärker 94 aufweist, an einen Eingang des ersten Lock-In-Verstärkers 52 gegeben. Der Bandpassfilter 93 dient zum Blockieren der eigentlichen Oszillatorschwingung, deren Frequenz größenordnungsmäßig im Bereich 100 kHz bis 200 kHz liegen kann. Bei Sensoren mit metallischer Stirnfläche wäre beispielsweise auch eine Oszillatorfrequenz von 10 kHz möglich. Prinzipiell kann die Frequenz des Oszillators auch größer sein als 200 kHz. Das Blockieren muss nicht beliebig gut erfolgen, sondern nur so weit, dass die Amplitude des dem ersten Lock-In-Verstärker 52 zugeführten Signals einen dort vorhandenen Analog-Digitalwandler nicht übersteuert. Durchgelassen werden soll nur ein mit einer Frequenz oder den Frequenzen des zeitlich variablen Teststroms 72 variierender Anteil. Diese Frequenz kann beziehungsweise diese Frequenzen können im Bereich von wenigen kHz liegen.
Der Schaltungsknoten zwischen der resistiven Komponente 16 und dem Kondensator 14 wird mithilfe eines Operationsverstärkers 74 auf ein definiertes Potenzial gehoben, dessen Wert gegeben ist durch einen aus den Widerständen 75 und 76 gebildeten Spannungsteiler. Beispielsweise kann dieses definierte Potenzial 600 mV sein. Damit oszilliert die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers 74 etwa zwischen 500 mV und 600 mV. Dadurch wird gewährleistet, dass der Messbereich des Analog-Digital-Wandlers in dem zweiten Lock-In-Verstärker 54 nicht unterschritten wird. Zwischen dem Schaltungsknoten zwischen der resistiven Komponente 16 und dem Kondensator 14 und einem Ausgang des Operationsverstärkers 74 befindet sich ein Messwiderstand Ri, der zum Messen des zeitlich veränderlichen Teststroms 72 dient. Ein am Ausgang des Operationsverstärkers 74 anliegendes Potenzial wird über eine zweite Signalkonditionierungseinrichtung 95, die, wie die erste Signalkonditionierungseinrichtung 92, als wesentliche Bestandteile einen Bandpassfilter 96 und einen Verstärker 95 aufweist, an einen Eingang des zweiten Lock-In-Verstärkers 54 gegeben. Der Bandpassfilter dient wiederum zum Blockieren der eigentlichen Oszillatorschwingung und zum Durchlassen der Frequenz oder Frequenzen des zeitlich variablen Teststroms 72.
Bei einer bevorzugten Variante der Erfindung bestimmt der erste Lock-In-Verstärker 52 nun, wie oben erläutert, auf Grundlage der Spannung, die seinem Eingang über die erste Signalkonditioniereinrichtung 92 zugeführt wird, zu einer Grundfrequenz des periodischen Teststroms 72 mindestens einen geraden Fourierkoeffizienten, insbesondere den ersten geraden Fourierkoeffizienten a1k, und mindestens einen ungeraden Fourierkoeffizienten, insbesondere den ersten ungeraden Fourierkoeffizienten b1k, des Spannungsabfalls, der von dem periodischen Teststrom 72 über der Schwingkreisimpedanz Z bewirkt wird. Der erste Lock-In-Verstärker 52 kann ein digitaler Lock-In-Verstärker sein, sodass, wenn hier von Bestimmen die Rede ist, damit gemeint ist, dass der erste Lock-In-Verstärker 52 die entsprechenden Fourierkoeffizienten aufgrund der seinem Eingang zugeführten Spannung berechnet. Diese Fourierkoeffizienten, insbesondere die Fourierkoeffizienten a1k und b1k, werden sodann über Verbindungsleitungen, die in 2 schematisch gezeigt sind, der Kompensationseinrichtung 60 zugeführt. In der Kompensationseinrichtung 60 können aus den Fourierkoeffizienten prinzipiell der Wirkwiderstand und die Induktivität L der Schwingkreisspule 12 berechnet werden.
Besonders bevorzugt bestimmt weiterhin der zweite Lock-In-Verstärker 54 auf Grundlage der Spannung, die seinem Eingang über die zweite Signalkonditioniereinrichtung 95 zugeführt wird, zu einer Grundfrequenz des periodischen Teststroms 72 mindestens einen geraden Fourierkoeffizienten, insbesondere den ersten geraden Fourierkoeffizienten ak2 und mindestens einen ungeraden Fourierkoeffizienten, insbesondere den ersten ungeraden Fourierkoeffizienten bk2 des Spannungsabfalls, der von dem periodischen Teststrom 72 über dem Messwiderstand Ri bewirkt wird.
Auch der zweite Lock-In-Verstärker 54 kann ein digitaler Lock-In-Verstärker sein, sodass, wenn hier von Bestimmen die Rede ist, damit gemeint ist, dass der zweite Lock-In-Verstärker 54 die entsprechenden Fourierkoeffizienten aufgrund der seinem Eingang zugeführten Spannung berechnet. Diese Fourierkoeffizienten, insbesondere die Fourierkoeffizienten a2k und b2k, werden ebenfalls über Verbindungsleitungen, die in 2 schematisch gezeigt sind, der Kompensationseinrichtung 60 zugeführt. In der Kompensationseinrichtung 60 kann aus den Fourierkoeffizienten prinzipiell der zeitlich variable Teststrom 72 berechnet werden. Besonders bevorzugt wird der so gemessene Teststrom 72 bei der Berechnung des Wirkwiderstands und der Induktivität L der Schwingkreisspule 12 mit berücksichtigt. Die Genauigkeit der Messung der Induktivität L und des Wirkwiderstands der Schwingkreisspule 12 und damit die Temperaturkompensation insgesamt kann durch die Messung des Teststroms 72 deutlich verbessert werden.
Grundsätzlich ist es auch möglich, dass der erste Lock-In-Verstärker 52 und der zweite Lock-In-Verstärker 54 durch ein und denselben digitalen Lock-In-Verstärker verwirklicht sind, die in einem Multiplexbetrieb, d.h. in rascher Abfolge abwechselnd, betrieben werden.
Die Kompensationseinrichtung 60 beinhaltet wiederum einen Speicher 62, in dem Werte für den Wirkwiderstand und die Induktivität L der Schwingkreisspule 12 abgelegt sind. Zugehörig zu diesen Werten oder Wertepaaren können im Speicher 62 jeweils Parametereinstellungen gespeichert sein, die im Einzelnen bei bestimmten Wertepaaren für den Wirkwiderstand und die Induktivität L der Schwingkreisspule 12 bei dem Oszillatorverstärker, bei dem verstärkenden Gleichrichters 36 und dem Komparator 34 einzustellen sind. Konkret kann beispielsweise über eine Leitung 65 eine Schleifenverstärkung V des Oszillatorverstärkers 20 eingestellt werden, über eine Leitung 64 kann eine Verstärkung Vg des verstärkenden Gleichrichters 36 und über eine Leitung 63 schließlich kann eine Schwelle des Komparators 34 geeignet eingestellt werden.
Wie oben beschrieben, können die einzustellenden Werte auch auf Grundlage von gemessenen Werten der Induktivität L, des Wirkwiderstands und/oder des Teststroms berechnet werden.
Prinzipiell kann die Logik oder die Zielvorgabe der Einstellung beliebig gewählt werden. Eine besonders häufige und zweckmäßige Zielvorgabe besteht darin, dass sich ein Schaltabstand, d.h. der Abstand, bei dem der Näherungsschalter 100 bei Annäherung eines Tages T umschaltet, sich möglichst wenig mit der Temperatur ändert.
Mit der vorliegenden Erfindung werden ein neuer induktiver Näherungsschalter und ein neues Verfahren zum Betreiben von induktiven Näherungsschaltern bereitgestellt. Weil erfindungsgemäß die Schwingkreisimpedanz mit einer Messeinrichtung, insbesondere mit einem Lock-In-Verstärker, gemessen und bei der Kompensierung von Temperatureffekten berücksichtigt wird, können mit der Erfindung deutliche Verbesserungen der Kompensierung von Temperaturvariationen erreicht werden. Die Genauigkeit der Auswertung kann dabei erheblich gesteigert werden, weil zusätzlich ein zeitlich variabler Teststrom, der erfindungsgemäß zum Messen der Schwingkreisimpedanz verwendet wird, selbst, insbesondere mit einem Lock-In-Verstärker, gemessen wird.
Bezugszeichenliste

10: Schwingkreis
12: Schwingkreisspule
14: Kondensator des Schwingkreises 10
16: Wirkwiderstand des Schwingkreises 10
20: Oszillatorverstärker
21: Verstärker
22: Widerstand im Rückkopplungskreis des Verstärker 21
30: Ausgangsstufe
32: Ausgangssignal
34: Komparator
36: verstärkender Gleichrichter
50: Lock-In-Verstärker-Einrichtung
51: steuerbare Stromquelle
52: erster Lock-In-Verstärker
53: Funktionsgenerator
54: zweiter Lock-In-Verstärker
56: digitaler Lock-In-Verstärker
57: Synchronisierungsleitung
60: Kompensationseinrichtung
62: Speicher
63: Leitung von der Kompensationseinrichtung 60 zum Gleichrichter 36
64: Leitung von der Kompensationseinrichtung 60 zum Komparator 34
65: Leitung von der Kompensationseinrichtung 60 zum Oszillatorverstärker 20
67: Leitung von der Kompensationseinrichtung 60 zur Ausgangsstufe 30
70: Stromquelle
72: Teststrom
74: Operationsverstärker
75: Widerstand für Spannungsteiler
76: Widerstand für Spannungsteiler
80: Mikro-Controller
92: erste Signalkonditioniereinrichtung
93: Bandpassfilter
94: Verstärker
95: zweite Signalkonditioniereinrichtung
96: Bandpassfilter
97: Verstärker
100: Induktiver Näherungsschalter
d: Abstand des Targets T vom induktiven Näherungsschalter 100
G₁(ω): Transferfunktion des Spannungsabfalls an Schwingkreisimpedanz Z
G₂(ω): Transferfunktion des Spannungsabfalls an Messwiderstand Ri
L: Induktivität der Schwingkreisspule
Ri: Messwiderstand
Rcu: ohmscher Widerstand der Schwingkreisspule 12
Rs: Wirkwiderstand
S: Schaltschwelle des Komparators 34
T: nachzuweisendes Target
V: Schleifenverstärkung des Oszillatorverstärkers 20
Vg: Verstärkung des Gleichrichters 36
Z: Schwingkreisimpedanz

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

DE 102013202573 B3 [0002, 0003, 0012, 0053]
DE 3931892 A1 [0013, 0037]
EP 70796 A1 [0014, 0038]
EP 319470 A1 [0014, 0038]
EP 813306 B1 [0015]
DE 4142680 A1 [0016, 0055]

Claims

Induktiver Näherungsschalter mit einem Schwingkreis (10) mit einer Schwingkreisspule (12), mit einem Oszillatorverstärker (20) und mit einer Ausgangsstufe (30), die mit dem Schwingkreis (10) und/oder dem Oszillatorverstärker (20) zusammenwirkt, zum Bereitstellen eines Ausgangssignals (32) abhängig von einer Beeinflussung, insbesondere einer Dämpfung, des Schwingkreises (10) durch ein nachzuweisendes Target (T), dadurch gekennzeichnet, dass eine Stromquelle (70) vorhanden ist zum Beaufschlagen des Schwingkreises (10) mit einem zeitlich veränderlichen Teststrom (72), dass eine Messeinrichtung (50) vorhanden ist zum Messen des Teststroms (72) und zum Messen der Schwingkreisimpedanz (Z) auf Grundlage eines von dem Teststrom (72) bewirkten Spannungsabfalls und dass eine Kompensationseinrichtung (60) vorhanden ist, die mit der Messeinrichtung (50) zusammenwirkt und dazu eingerichtet ist, den Schwingkreis (10), den Oszillatorverstärker (20) und/oder die Ausgangsstufe (30) in Abhängigkeit eines gemessenen Werts der Schwingkreisimpedanz (Z) einzustellen, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises (10), die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Schwingkreisimpedanz (Z) zurückgehen, auszugleichen.
Induktiver Näherungsschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Messeinrichtung (50) zum Messen der Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) auf Grundlage des von dem Teststrom (72) bewirkten Spannungsabfalls eingerichtet ist und dass die Kompensationseinrichtung (60) dazu eingerichtet ist, den Schwingkreis (10), den Oszillatorverstärker (20) und/oder die Ausgangsstufe (30) in Abhängigkeit einer gemessenen Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) einzustellen, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises (10), die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Induktivität (L) zurückgehen, auszugleichen.
Induktiver Näherungsschalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) aus dem Imaginärteil der Schwingkreisimpedanz (Z), über welcher ein Spannungsabfall gemessen wird, gewonnen wird.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Messeinrichtung (50) eingerichtet ist zum Messen eines Wirkwiderstands der Schwingkreisspule (12) auf Grundlage des von dem Test-strom (72) bewirkten Spannungsabfalls und dass die Kompensationseinrichtung (60) dazu eingerichtet ist, den Schwingkreis (10), den Oszillatorverstärker (20) und/oder die Ausgangsstufe (30) in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstands der Schwingkreisspule (12) einzustellen, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises (10), die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen des Wirkwiderstands zurückgehen, auszugleichen.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Messeinrichtung (50) eine Lock-In-Verstärker-Einrichtung ist.
Induktiver Näherungsschalter nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Wirkwiderstand der Schwingkreisspule (12) aus dem Realteil der Schwingkreisimpedanz (Z), über welcher ein Spannungsabfall gemessen wird, gewonnen wird.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zum Messen des Teststroms (72) ein Messwiderstand (Ri) vorhanden ist und dass die Messeinrichtung (50) eingerichtet ist zum Messen des Teststroms (72) auf Grundlage eines Spannungsabfalls an dem Messwiderstand (Ri).
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) einen ersten Lock-In-Verstärker (52) aufweist, der zum Messen des Wirkwiderstands und der Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) dient, und dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) einen zweiten Lock-In-Verstärker (54) aufweist, der zum Messen des Teststroms (72) durch den Schwingkreis (10) dient.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) genau einen Lock-In-Verstärker (56) aufweist zum abwechselnden Messen des Wirkwiderstands und der Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) einerseits und des Teststroms (72) andererseits.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) mindestens einen digitalen Lock-In-Verstärker aufweist.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Messeinrichtung (50), die Kompensationseinrichtung (60) und/oder die Ausgangsstufe (30), in einem Mikro-Controller (80) verwirklicht sind.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelle (70) zum Bereitstellen des Teststroms (72) eine steuerbare Stromquelle (51) ist und dass ein Funktionsgenerator (53) zum Ansteuern der steuerbaren Stromquelle (51) vorhanden ist.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Teststrom (72) periodisch ist.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Grundfrequenz des Teststroms (72) 100 Hz bis 5 kHz, bevorzugt 1 kHz bis 3 kHz und besonders bevorzugt 1,5 kHz bis 2,5 kHz beträgt.
Induktiver Näherungsschalter nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzfrequenz des Schwingkreises (12) mindestens zehnmal größer ist als die Grundfrequenz des periodischen Teststroms (72).
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 5 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) dazu eingerichtet ist, zu einer Grundfrequenz des periodischen Teststroms (72) mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten des Spannungsabfalls zu bestimmen, der von dem periodischen Teststrom (72) über der Impedanz (Z) des Schwingkreises (12) bewirkt wird.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 5 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) dazu eingerichtet ist, zu einer Grundfrequenz des periodischen Teststroms (72) mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten des Spannungsabfalls zu bestimmen, der von dem periodischen Teststrom (72) über dem Messwiderstand (Ri) bewirkt wird.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 5 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) dazu eingerichtet ist, den Wirkwiderstand und die Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) zu bestimmen unter Verwendung der Fourierkoeffizienten, die aufgrund des gemessenen Spannungsabfalls an der Schwingkreisimpedanz und dem Messwiderstand bestimmt wurden.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass eine weitere Messeinrichtung zum Messen einer Frequenz des Schwingkreises (10) vorhanden ist.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsstufe (30) einen, insbesondere verstärkenden, Gleichrichter (36) und/oder einen Komparator (34) aufweist.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangsignal (32) ein binäres Signal ist.
Induktiver Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Kompensationseinrichtung (60) einen Speicher (62) aufweist zum Speichern von Werten für den Wirkwiderstand und/oder die Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) sowie mindestens von Werten für eine Schleifenverstärkung (V) des Oszillatorverstärkers (20), für eine Verstärkung (Vg) eines Gleichrichters (36) und/oder für eine Schaltschwelle (S) eines Komparators (34), welche jeweils in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstands und/oder einer gemessenen Induktivität (L) einzustellen sind, und dass die Kompensationseinrichtung (60) dazu eingerichtet ist, die gespeicherten Werte für die Verstärkung (V) des Oszillatorverstärkers (20), für die Verstärkung (Vg) des Gleichrichters (36) und/oder für die Schaltschwelle (S) des Komparators (34) gemäß den in dem Speicher (62) gespeicherten Zuordnungen einzustellen.
Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 22, wobei aufgrund einer Beeinflussung, insbesondere einer Dämpfung, des Schwingkreises (10) durch ein nachzuweisendes Target (T) ein Ausgangssignal (32) generiert und von einer Ausgangsstufe (30) bereitgestellt wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis (10) mit einem zeitlich veränderlichen Teststrom (72) beaufschlagt wird, dass der Teststrom (72) mit der Messeinrichtung (50) gemessen wird, dass die Schwingkreisimpedanz (Z) auf Grundlage eines von dem Teststrom (72) bewirkten Spannungsabfalls mit der Messeinrichtung (50) gemessen wird und dass der Schwingkreis (10), der Oszillatorverstärker (20) und/oder die Ausgangsstufe (30) in Abhängigkeit eines Werts der Schwingkreisimpedanz (Z) eingestellt wird, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises (10), die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Schwingkreisimpedanz (Z) zurückgehen, auszugleichen.
Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) auf Grundlage des von dem Teststrom (72) bewirkten Spannungsabfalls mit der Messeinrichtung (50) gemessen wird und dass der Schwingkreis (10), der Oszillatorverstärker (20) und/oder die Ausgangsstufe (30) in Abhängigkeit eines Werts der gemessenen Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) eingestellt wird, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises (10), die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Induktivität (L) zurückgehen, auszugleichen.
Verfahren nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Wirkwiderstand der Schwingkreisspule (12) mit der Messeinrichtung (50) auf Grundlage eines von dem Teststrom (72) bewirkten Spannungsabfalls gemessen wird und dass der Schwingkreis (10), der Oszillatorverstärker (20) und/oder die Ausgangsstufe (30) in Abhängigkeit eines Werts des gemessenen Wirkwiderstands der Schwingkreisspule (12) eingestellt werden, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises (10), die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen des Wirkwiderstands zurückgehen, auszugleichen,
Verfahren nach einem der Ansprüche 23 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass die Messeinrichtung (50) eine Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) ist.
Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) zu einer Grundfrequenz eines periodischen Teststroms (72) mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten (b1k) des Spannungsabfalls (U(t)), der von dem Teststrom (72) über der Impedanz des Schwingkreises (10) bewirkt wird, berechnet.
Verfahren nach Anspruch 26 oder 27, dadurch gekennzeichnet, dass zum Bestimmen des Teststroms (72) ein Spannungsabfall, der von dem Teststrom (72) über dem Messwiderstand (Ri) bewirkt wird, der Lock-In-Verstärkereinrichtung (50) zugeführt wird, dass die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50) zu einer Grundfrequenz eines periodischen Teststroms (72) mindestens einen, insbesondere den ersten, geraden Fourierkoeffizienten (a1k) und mindestens einen, insbesondere den ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten (b1k) des Spannungsabfalls, der von dem Teststrom (72) über dem Messwiderstand (Ri) bewirkt wird, berechnet und dass insbesondere aus den berechneten Fourierkoeffizienten der Teststrom (72) bestimmt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 26 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass aus mindestens einem, insbesondere dem ersten, geraden Fourierkoeffizienten (a1k) und mindestens einem, insbesondere dem ersten, ungeraden Fourierkoeffizienten (b1k) des Spannungsabfalls über der Impedanz des Schwingkreises unter Verwendung des gemessenen Teststroms (72) der Wirkwiderstand und die Induktivität (L) der Schwingkreisspule (12) bestimmt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 23 bis 29, dadurch gekennzeichnet, dass außerdem eine Frequenz des Schwingkreises (10) gemessen wird, dass die gemessene Frequenz des Schwingkreises (10) im Hinblick auf eine Drift einer Kapazität (C) des Schwingkreises (10) ausgewertet wird und dass der Schwingkreis (10), der Oszillatorverstärker (20) und/oder die Ausgangsstufe (30) in Abhängigkeit eines Werts der Kapazität (C) des Schwingkreises (10) eingestellt werden, um, insbesondere temperaturbedingte, Veränderungen des Schwingkreises (10), die auf, insbesondere temperaturabhängige, Änderungen der Kapazität (C) des Schwingkreises (10) zurückgehen, auszugleichen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 23 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Messeinrichtung, insbesondere die Lock-In-Verstärker-Einrichtung (50), in einem Multiplexbetrieb betrieben wird, in dem abwechselnd der Wirkwiderstand und/oder die Induktivität (L) einerseits und der Teststrom (72) andererseits bestimmt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 23 bis 31, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Einstellen des Oszillatorverstärkers (20) und/oder der Ausgangsstufe (30) eine Schleifenverstärkung (V) des Oszillatorverstärkers (20), eine Verstärkung (Vg) eines Gleichrichters (36) und/oder eine Schaltschwelle eines Komparators (34) in Abhängigkeit eines gemessenen Wirkwiderstand und/oder einer gemessenen Induktivität (L) eingestellt werden.