DE3239749C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung für ein Fernsehgerät mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Merkmalen.

Eine Stromversorgungsschaltung mit sättigbarer Reaktanz läßt sich zur Lieferung einer geregelten Anodenhochspannung und einer geregelten Betriebsspannung B+ für die Ablenk­ schaltungen eines Fernsehempfängers benutzen. Betreibt man sie mit einer relativ hohen Frequenz, z. B. der Horizontal­ ablenkfrequenz von etwa 16 kHz, dann ist eine solche Strom­ versorgungsschaltung eine recht kompakte und leichte Einheit, deren Ausgangsspannung von Haus aus geregelt ist, ohne daß dazu relativ komplexe und teure elektronische Regelschal­ tungen notwendig wären.

In der DE-OS 30 03 321 ist eine Stromversorgungsschaltung mit einem Transformator mit hoher Streuinduktivität be­ schrieben, dessen Primärwicklung eine ungeregelte Eingangs­ wechselspannung von der Horizontalablenkfrequenz 1/T_H zu­ geführt wird und über eine von dessen Sekundärwicklungen eine sättigbare Reaktanzlastschaltung gelegt ist. Mit der Ausgangswicklung, die mit der die sättigbare Reaktanz enthaltenden Lastschaltung gekoppelt ist, sind mehrere andere Sekundärausgangswicklungen einschließlich der Hoch­ spannungsausgangswicklungen magnetisch eng gekoppelt. Von den an den Sekundärwicklungen des Transformators entstehen­ den Wechselspannungen werden verschiedene Gleichspannungen für den Fernsehempfänger abgeleitet, unter anderem eine hohe Gleichspannung von der Hochspannungswicklung und eine Spannung B+ für die Ablenkung von einer Niederspannungs- Sekundärwicklung. Die Lastschaltung mit der sättigbaren Reaktanz regelt die an einer der Sekundärwicklungen auf­ tretende Spannung und damit auch die Spannungen an den anderen Sekundärwicklungen. Die Lastschaltung mit der sättig­ baren Reaktanz enthält hier einen Kondensator, und die sättigbare Reaktanz umfaßt eine Wicklung auf einem magne­ tisierbaren Kern, der während jedes Halbzyklus der Ausgangs­ wechselspannung magnetisch gesättigt wird. Zwischen dem Kondensator und der Wicklung der sättigbaren Reaktanz fließt ein zirkulierender Strom.

Aus der US-40 75 547 ist es bekannt, zur Spannungsregelung einen Ferroresonanz-Transformator mit zwei im Abstand neben­ einander angeordneten Kernen zu verwenden, wobei die Primär­ wicklung um die benachbarten Schenkel dieser Kerne gewickelt ist. Eine Sekundärwicklung ist um einen weiteren Schenkel des ersten Kerns gewickelt und bildet mit einem Kondensator einen Resonanzkreis. Die Magnetflußänderungen in den beiden Kernen verlaufen stets gegenläufig, und da die Primär­ spannung die Größe des Gesamtflusses im Transformator ver­ ändert, kann sich der Fluß im zweiten Kern hinsichtlich Größe und Phase so ändern, daß der Fluß im ersten Kern konstant bleibt und demzufolge auch die Ausgangsspannung an dem Resonanzkreis praktisch konstant gehalten wird. Wird ein Ferroresonanz-Transformator bei der Regelung in die Sättigung gesteuert, so erwärmt er sich infolge von Wirbelstrom- und Hystereseverlusten, wobei mit zunehmender Kerntemperatur die Sättigungsflußdichte abnimmt mit der Folge, daß die Ausgangs­ spannung abfällt. Hat ein solcher Transformator viele Windungen, dann hat man praktisch keine Möglichkeit, den Kern ausreichend zu kühlen und muß diesen Nachteil in Kauf nehmen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Resonanzstrom in der sättigbaren Reaktanz einer Stromversorgungsschaltung niedrig zu halten, um eine unerwünschte Erwärmung der Reaktanz zu vermeiden und eine gute Spannungsregelung zu erreichen. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein Vorteil der Erfindung liegt darin, daß bei einer Strom­ versorgungsschaltung mit einer eine sättigbare Reaktanz enthaltenden Last, eine relativ geringe Amplitude des zirkulierenden Stromes erreicht wird, ohne daß die Regelung der Ausgangsspannung gleichzeitig verschlechtert würde. Ein zirkulierender Strom relativ niedriger Amplitude ist für einen guten Wirkungsgrad der Schaltung erwünscht, weil in der Wicklung der sättigbaren Reaktanz relativ hohe ohm′sche Leistungsverluste (I²R) auftreten.

Im Betrieb der Stromversorgungsschaltung mit der die sättig­ bare Reaktanz aufweisenden Last erwärmt sich die sättigbare Reaktanz auf ein Betriebstemperaturgleichgewicht oberhalb der Umgebungstemperatur. Hysterese- und Wirbelstromverluste im Kern der sättigbaren Reaktanz tragen zur Erwärmung des Kernes bei. Außerdem erwärmt sich der Kern wegen der Wärme­ übertragung von der Reaktanzwicklung, die von dem in ihr fließenden zirkulierenden Strom durch ohm′sche Wärmeverluste I²R aufgeheizt wird.

Hält man den zirkulierenden Strom auf einer relativ niedrigen Amplitude, dann verringert man die Erwärmung des Kernes der sättigbaren Reaktanz und verringert da­ mit auch die sich im Gleichgewichtszustand einstellende Betriebstemperatur des Kernes.

Die Sättigungsflußdichte B_sätt des Kernmaterials der sättigbaren Reaktanz nimmt mit zunehmender Betriebs­ temperatur des Kernes ab. Da die geregelte Ausgangs­ spannung von der Sättigungsflußdichte B_sätt abhängt, wird durch eine Verringerung der Kernerwärmung durch Verringerung der Amplitude des in der Wicklung der sättig­ baren Reaktanz zirkulierenden Stromes auch das Ausmaß des Absinkens der Ausgangsspannung beim Temperaturan­ stieg vom Moment des Einschaltens des Fernsehempfängers bis zum Erreichen der Betriebstemperatur des Kernes beim Temperaturgleichgewicht verkleinert.

Die Erfindung läßt eine Verringerung der Amplitude des in der Lastschaltung mit der sättigbaren Reaktanz zir­ kulierenden Stromes zu, ohne daß die Regelung der Aus­ gangsspannung dadurch beeinträchtigt würde. Ohne Anwen­ dung der erfindungsgemäßen Kompensationsmaßnahmen kann nämlich die Regelung der Ausgangsspannung mit Absinken der Amplitude des zirkulierenden Stromes schlechter werden. Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Anordnung erhält man einen Kompensationsmechanismus, aufgrund dessen die Ausgangsspannung relativ gut geregelt bleibt, selbst wenn die Amplitude des zirkulierenden Stromes kleiner wird.

Gemäß einer bevorzugten Ausführung der Erfindung ist eine Stromversorgungsschaltung mit sättigbarem Kern zur Erzeugung einer geregelten Spannung für ein Fernseh­ wiedergabegerät vorgesehen. Die Stromversorgungsschal­ tung enthält eine sättigbare Reaktanz mit einem magneti­ sierbarem Kern, auf dem eine Wicklung angeordnet ist.

In der Wicklung der Reaktanz wird durch eine Quelle einer Eingangswechselspannung ein Magnetisierungsstrom erzeugt, der einen magnetischen Wechselfluß im Kern hervorruft, welcher mit der Wicklung so verkettet ist, daß eine Ausgangsspannung wechselnder Polarität ent­ steht. Eine Kapazität ruft einen zirkulierenden Strom hervor, der einen magnetischen Fluß in dem der Reaktanz­ wicklung zugeordneten Kernabschnitt zur Folge hat. Der vom zirkulierenden Strom hervorgerufene magnetische Fluß trägt zur magnetischen Sättigung des zugehörigen Kernabschnittes während jedes Zyklus der Austauschspan­ nung wechselnder Polarität bei. Mit der Wicklung der sättigbaren Reaktanz ist eine Quelle einer kompensieren­ den Spannung, die in Beziehung zur Eingangswechsel­ spannung steht, gekoppelt, so daß die Gesamtwirkung der Erzeugung des zirkulierenden Stromes durch die Kapazität und der Zuführung der Kompensationsspannung zur Wicklung der sättigbaren Reaktanz eine Regelung der Ausgangs­ wechselspannung zur Folge hat.

Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird der Magnetisierungsstrom für die sättigbare Reaktanz von einem Transformator mit mehreren Wicklungen erzeugt. Die Eingangswechselspannungsquelle ist mit einer ersten dieser mehreren Wicklungen gekoppelt, und die geregelte Ausgangswechselspannung entsteht an einer zweiten dieser mehreren Wicklungen. Die Kompensationsspannungsquelle umfaßt eine dritte der mehreren Transformatorwicklungen.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist der Transformator ein solcher mit hoher Streuinduktivität, und die erste und die zweite der soeben erwähnten Trans­ formatorwicklungen sind magnetisch lose miteinander ge­ koppelt, während die erste und die dritte Wicklung magnetisch eng miteinander gekoppelt sind. Die Wicklung der sättigbaren Reaktanz und die dritte Wicklung des Transformators sind in Reihe über die Kapazität geschal­ tet, und der zirkulierende Strom fließt bei Erzeugung durch die Kapazität in der dritten Wicklung. Die zweite und die dritte Transformatorwicklung sind so zueinander gepolt, daß die Amplitude der Ausgangsspannung bei Ein­ gangsspannungsschwankungen relativ unverändert bleibt. Bei einer speziellen Ausführungsform der Erfindung wird die geregelte Ausgangswechselspannung mit Hilfe einer Hochspannungswicklung, die magnetisch eng mit der zwei­ ten Wicklung des Transformators gekoppelt ist, hoch­ transformiert. Die hochtransformierte Spannung wird von einer Hochspannungsgleichrichterschaltung gleichgerich­ tet zu einer Anodengleichspannung am Anodenanschluß. Bei einer anderen speziellen Ausführungsform der Erfin­ dung ist eine Niederspannungssekundärwicklung des Trans­ formators, die eng mit der zweiten Wicklung gekoppelt ist, mit einem Ablenkgenerator verbunden und liefert an diesen eine geregelte Spannung B+ für die Ablenkung.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen

Fig. 1 eine Ablenkschaltung und eine Stromver­ sorgungsschaltung mit sättigbarer Reaktanz gemäß der Erfindung und die

Fig. 2-4 Signalformen zur Erläuterung der Betriebs­ weise der Schaltung nach Fig. 1.

Gemäß Fig. 1 weist eine Stromversorgungsschaltung 10 für niedrige und hohe Spannungen in einem Fernsehempfän­ ger einen Transformator 22 und eine Lastschaltung 20 mit sättigbarer Reaktanz auf. Eine Primärwicklung des Transformators 22 mit zwei Wicklungsabschnitten 22a und 22b gleicher Windungszahl ist an eine Quelle 11 einer ungeregelten Eingangswechselspannung geschaltet. Die Quelle 11 enthält einen Inverter (Wechselrichter) 19 und einen Gleich­ spannungseingangsanschluß 26, der an eine Mittelanzapfung der Primärwicklungsabschnitte 22a und 22b angeschlossen ist. Am Anschluß 26 wird eine ungeregelte Eingangsgleich­ spannung zugeführt. Der Inverter 19 arbeitet mit einer hohen Frequenz, beispielsweise der Horizontalablenk­ frequenz von 15,75 kHz, oder gewünschtenfalls mit einer noch höheren Frequenz. Arbeitet er mit der Horizontal­ frequenz, dann erzeugt der Inverter 19 eine Eingangs­ wechselspannung in Form einer horizontalfrequenten Recht­ eckspannung Vp über jedem der Primärwicklungsabschnitte 22a und 22b.

Wenn die Spannung Vp an den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b anliegt, dann entstehen Ausgangsspannungen wechselnder Polarität an den Sekundärausgangswicklungen 22d-22f und an der Hochspannungs-Sekundärausgangs­ wicklung 22c. Die Enden 28 und 29 der Ausgangswicklung 22d sind mit Doppelweggleichrichterdioden 34 und 35 ver­ bunden, die Enden 30 und 31 der Ausgangswicklung 22e sind mit Doppelweggleichrichterdioden 36 und 37 verbun­ den, die Enden 32 und 33 der Ausgangswicklung 22f sind mit Doppelweggleichrichterdioden 38 und 39 verbunden, und die Leitung 27 zur Mittelanzapfung ist an Masse ge­ führt.

Die an der Wicklung 22d auftretende Ausgangswechsel­ spannung wird von den Dioden 34 und 35 vollweg-gleich­ gerichtet und von einem Kondensator 18 zu einer Betriebs­ gleichspannung am Anschluß 40 gleichgerichtet, die bei­ spielsweise +25 Volt beträgt und zur Speisung von Schal­ tungen des Fernsehempfängers wie der Vertikalablenk­ schaltung und der Tonschaltung dient. Die Ausgangswech­ selspannung an der Wicklung 22f wird von den Dioden 38 und 39 doppelweg-gleichgerichtet und von einem Kondensa­ tor 16 zu einer Betriebsgleichspannung an einem Anschluß 41 gefiltert, die beispielsweise +245 Volt beträgt und zur Speisung von Empfängerschaltungen wie den Bildröhren­ treiberstufen dient.

Die Ausgangswechselspannung an der Wicklung 22e wird von den Dioden 36 und 37 doppelweg-gleichgerichtet und von einem Kondensator 17 zu einer Spannung B+ am An­ schluß 25 gesiebt, die eine Speisespannung für den Horizontalablenkgenerator 43 sein kann. Der Horizontal­ ablenkgenerator 43 ist mit dem Anschluß 25 über eine Eingangsdrossel 42 verbunden und enthält einen Horizon­ taloszillator und Treiber 46, einen Horizontalausgangs­ transistor 47, eine Dämpfungsdiode 48, einen Horizontal­ rücklaufkondensator 49 und einen S-Formungs- oder Hin­ laufkondensator 45, der in Reihe mit einer Horizontal­ ablenkwicklung 44 liegt. Der Horizontalablenkgenerator 43 wird von der Betriebsspannung B+ gespeist und erzeugt einen Horizontalablenkstrom in der Horizontalablenk­ wicklung 44.

Die Ausgangswechselspannung der Hochspannungswicklung 22c wird der Hochspannungsschaltung 24 zugeführt zur Er­ zeugung einer hohen Anodengleichspannung oder Beschleu­ nigungsspannung an einem Anschluß U für die nicht dar­ gestellte Bildröhre des Fernsehempfängers. Die Hoch­ spannungsschaltung 24 kann eine übliche Spannungsver­ vielfacher Gleichrichteranordnung vom Cockroft-Walton Typ enthalten oder einen Halbwellen-Gleichrichter mit mehreren Dioden, die mit einer Mehrzahl von hier nicht einzeln veranschaulichten Wicklungsabschnitten der Hoch­ spannungswicklung 22 zu einer einzigen Einheit einteilig verschmolzen sind.

Die Sekundärausgangswicklungen 22d-22f und die Hoch­ spannungs-Sekundärausgangswicklung 22c sind relativ eng magnetisch miteinander gekoppelt. Um diese enge Kopplung zu erreichen, kann man die Wicklungen konzentrisch um einen gemeinsamen Teil des magnetisierbaren Kernes 122 des Transformators 22 wickeln. Wegen der engen magneti­ schen Kopplung zwischen den Wicklungen führt die Regelung einer an einer der Sekundärausgangswicklungen auftreten­ den Ausgangswechselspannung auch zu einer Regelung der an den anderen Sekundärausgangswicklungen des Trans­ formators auftretenden Ausgangsspannungen.

Zur Regelung der Spannungen an den Sekundärausgangs­ wicklungen gegen Schwankungen der Amplitude der Ein­ gangsspannung Vin und gegen Lastschwankungen durch die mit den Anschlüssen 25, 40 und 41 verbundenen Lastschal­ tungen und Strahlstrombelastungsänderungen am Anoden­ anschluß U ist die die sättigbare Reaktanz enthaltende Lastschaltung 20 über eine der eng gekoppelten Sekun­ därausgangswicklungen des Transformators geschaltet. In Fig. 1 ist die Lastschaltung 20 beispielsweise über die Sekundärausgangswicklung 22f geschaltet.

Der Transformator 22 ist so ausgelegt, daß zwischen den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b und jeder der eng gekoppelten geregelten Sekundärwicklungen 22c-22f eine erhebliche Streuinduktivität besteht. Die lose Kopplung der Primärwicklung mit den Sekundärausgangs­ wicklungen läßt die Ausgangsspannungen durch die Last­ schaltung 20 mit der sättigbaren Reaktanz im wesentli­ chen konstant bleiben, selbst wenn die den Primärwicklungs­ abschnitten zugeführte Spannung mit Änderungen der Ein­ gangswechselspannung schwankt.

Die Streuinduktivität zwischen den Primärwicklungsab­ schnitten 22a und 22b und den Sekundärwicklungen 22c - 22f kann so in den Transformator 22 hinein konstruiert werden, daß sein magnetisierbarer Kern 122 als geschlos­ sener Rechteckkern ausgebildet ist. Die Primärwicklungsabschnitte 22a und 22b können um einen Schenkel des Kerns 122 herum gewickelt werden, und die Ausgangswicklungen 22b-22e können um einen anderen Schenkel konzentrisch herum gewickelt werden. Der magnetisierbare Kern 122 ist so ausgelegt, daß er in einem Bereich hoher Permeabilität unterhalb des Knickes der B-H-Kennlinie des Kernmaterials arbeitet.

Auf diese Weise wird der Transformator 22 ein praktisch ungesättigter Transformator hoher Streuinduktivität.

Die Lastschaltung 20 mit sättigbarer Reaktanz weist einen Kondensator 23, eine Kompensations-Treiberwicklung 22g des Transformators 22 und eine sättigbare Spule 21 auf. Letztere umfaßt eine auf einem magnetisierbaren Kern 121 angeordnete Wicklung 21a. Diese Spulenwicklung 21a ist in Reihe mit der Kompensations-Treiberwicklung 22g des Transformators über den Kondensator 23 geschaltet. Die Spulenwicklung 21a und die Sekundärausgangswicklung 22f des Transformators sind leitend zusammengeschaltet, je­ doch magnetisch voneinander isoliert, so daß der Magnet­ fluß im Kern 121 nicht nennenswert mit der Ausgangswicklung 22f verkettet ist.

Der Kondensator 23 ist über die Sekundärausgangswicklung 22f geschaltet. Die geregelte Ausgangsspannung Vout, die an der Ausgangswicklung 22f entsteht, liegt damit ebenfalls am Kondensator 23 zwischen den Anschlüssen 50 und 51 in Fig. 1. Die Spannung Vout ist in Fig. 2b und auch in Fig. 2c veranschaulicht.

Die Kompensations-Treiberwicklung 22g ist magnetisch eng mit den beiden Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b des Transformators 22 gekoppelt. Die an der Wicklung 22g auftretende Spannung V_cd ist eine Rechteckspannung die in Phase mit der Primärwicklungsspannung V_p liegt und deren Amplitude entsprechend dem Windungsverhältnis der Wicklungen 22g und 22a in Beziehung zur Amplitude der Primärspannung V_p steht. Sowohl die Primärspannung V_p als auch die Kompensationsspannung V_cd sind deshalb in Fig. 2a durch nur eine Kurvenform dargestellt. Da sich die Amplitude der Primärspannung V_p mit der Amplitude der ungeregelten Eingangsgleichspannung Vin ändert, ändert sich die Kompensations-Treiberspannung V_cd ent­ sprechend in ihrer Amplitude, bleibt jedoch in Phase mit der Primärspannung.

Die an der Wicklung 21a der sättigbaren Spule auftre­ tende Spannung ist in Fig. 2b durch die Kurvenform V_sr dargestellt. Diese Spannung ist gleich der alge­ braischen Summe der Kondensator- oder Ausgangsspannung Vout mit der Kompensations-Treiberspannung V_cd des Trans­ formators.

Zur Regelung der Ausgangsspannung Vout wird der Kern 121 der sättigbaren Spule 21 während jedes Halbzyklus der Ausgangsspannung zwischen dem magnetisch ungesättigtem und dem magnetisch gesättigtem Zustand umgeschaltet. Im magnetisch ungesättigten Zustand ist die Induktivität der Wicklung 21a der sättigbaren Spule relativ groß, bei­ spielsweise 50 bis 100 Millihenry. Im magnetisch gesättig­ ten Zustand ist die Induktivität der Wicklung 21a dage­ gen relativ klein, beispielsweise 0,5 bis 2 Millihenry. Daher kann die Induktivität der Wicklung 21a im Sätti­ gungsfalle oder die bei Sättigung des Kernes 121 herr­ schende Induktivität 50 bis 100 mal kleiner als im unge­ sättigten Falle sein.

Wie Fig. 2b anhand des Stromes i_sr in der Spulenwick­ lung 20a während der Intervalle, wo der Spulenkern 121 nicht gesättigt ist, zwischen den Zeitpunkten T_a-T_b und T_f-T_g, zeigt, liegt der Spulenstrom i_sr nahe bei 0, und es fließt nur ein kleiner Magnetisierungsstrom, der im Spulenkern einen Fluß erzeugt. Die zugeführte Spannung V_sr an der Spulenwicklung 21a verursacht im Spulenkern 121 eine Umkehr der Magnetflußrichtung gegen­ über der Flußrichtung beispielsweise zum Zeitpunkt T_a, und dann bewirkt die Spannung anschließend einen Aufbau des Flusses in der entgegengesetzten Richtung. Innerhalb des Intervalles T_a-T_b liegen die Flußdichtewerte für den Spulenkern 121 zum größten Teil in demjenigen Be­ reich der B-H-Charakteristik des Kernmaterials, wo keine Sättigung herrscht.

Nahe dem Zeitpunkt T_b hat die der Spulenwicklung 21a zugeführte Spannung den Magnetfluß im Spulenkern 121 zu einem Punkt gelangen lassen, wo der entsprechende Flußdichtewert des Materials oberhalb des Knickes der B-H-Kennlinie im Sättigungsbetriebsbereich liegt. Zur Erläuterung sei erwähnt, daß der Betriebsbereich magne­ tischer Sättigung als derjenige Bereich der B-H-Kenn­ linie oberhalb des Knickes angesehen werden kann, in dem eine erheblich verringerte Permeabilität im Vergleich zur Permeabilität des Kernmaterials unterhalb des Knickes der B-H-Kennlinie vorliegt. Für ein magnetisierbares Material des Spulenkerns, wie etwa ein Lithium-Wismuth- Ferrit, hat die relative Permeabilität des Materials bei einem Punkt weit unterhalb des Knies bei beispielsweise einer Magnetfeldstärke H von 50-100 Oersted, einen recht niedrigen Wert von beispielsweise 2 bis 10 im Ver­ gleich zu einem relativ hohen Permeabilitätswert von bei­ spielsweise 500-3000 bei einem Punkt unterhalb des Knickes der Kurve.

Während der Intervalle T_b-T_f und T_g-T_k, wenn also die Wicklung 21a der sättigbaren Spule eine niedrige Sättigungsimpedanz zeigt, fließen zirkulierende Ströme 60 und 61 gemäß Fig. 2b zwischen der Spulenwicklung 21a und dem Kondensator 23. Die Eigenfrequenz des Resonanz­ kreises, welcher die zirkulierenden Ströme 60 und 61 her­ vorruft, bestimmt sich hauptsächlich durch den Wert des Kondensators 23 und den Wert der Parallelinduktivität, welche durch die Sättigungsinduktivität der Spulen­ wicklung 21a und die äquivalente Quelleninduktivität zwischen den Anschlüssen 50 und 51 des Transformators 22 hoher Reaktanz gebildet wird. Diese Eigenfrequenz ist höher als die Horizontalablenkfrequenz 1/T_H, die von der Eingangswechselspannungsquelle 11 kommt.

Während des Intervalls T_b-T_f und T_g-T_k, wenn die zirku­ lierenden Ströme 60 und 61 gemäß Fig. 2b zwischen der Wicklung 21a der sättigbaren Spule und dem Kondensator 23 fließen, kehrt die über dem Kondensator 23 und der Sekundärausgangswicklung 22f des Transformators liegen­ de Ausgangsspannung Vout ihre Polarisation zu den Zeit­ punkten T_e und T_j in Fig. 2c um und bewirkt eine Auf­ ladung auf entgegengesetzt gepolte Spannungen am Ende der Zirkulationsstromintervalle zu den Zeitpunkten T_f und T_k.

Die Nulldurchgangsaugenblicke der Primärspannung V_p sind die gleichen Augenblicke T_c und T_h der Nulldurchgangs­ augenblicke der phasengleichen Kompensationstreiber­ spannung V_cd, die über der Transformatorwicklung 22g auftritt, während die Nulldurchgangsaugenblicke der Ausgangsspannung Vout die Zeitpunkte T_e und T_j in Fig. 2c sind. Damit besteht zwischen der Primärspannung V_p und der Ausgangsspannung Vout, die an der Lastschal­ tung 20 entsteht, eine Zeitverzögerung T, welche eine Phasenverzögerung ΔR=2πΔt/T_h darstellt.

Der Strom im Kondensator 23 ist i_c = i_w + i_sr. Während der Intervalle T_a-T_b und T_f-T_g ohne Sättigung wird der Kondensator 23 durch den in Fig. 2d dargestellten Strom i_w aufgeladen, der in der Sekundärausgangswick­ lung 22f des Transformators fließt, wenn die relativ kleinen Ströme in den Dioden 38 und 39 vernachlässigt werden. Der Strom i_w stellt denjenigen Teil des in der durch den Transformator 22 mit hohem Streufluß gebil­ deten äquivalenten Quellinduktivität fließenden Stromes dar, der nicht zu den mit dem Sekundärausgangswicklungen 22c -22f gekoppelten Lastschaltungen abgezweigt wird. Die Eigenfrequenz des mit dem Kondensator 23 während der Intervalle T_a-T_b und T_f-T_g, in denen keine Sättigung vorliegt, gebildeten Resonanzkreises wird durch den Wert des Kondensators 23 und den Wert der Quellinduktivität des Transformators 22 hoher Reaktanz, die zwischen den Anschlüssen 50 und 51 auftritt, bestimmt. Diese Eigen­ frequenz kann unter der Horizontalablenkfrequenz 1/T_h liegen.

Zur Regelung der Ausgangsspannung Vout verzögert die Lastschaltung 20 die Phase der Ausgangsspannung gegen­ über der Primärspannung V_p um einen sich veränderbaren Betrag ΔR. Die Phasenverzögerung ΔR ist notwendig, da­ mit Leistung von der Eingangswechselspannungsquelle 11 in die mit den Sekundärausgangswicklungen 22c-22f des Transformators gekoppelten Lastschaltungen übertragen werden kann. Die Phasenverzögerung hängt von der Ein­ gangsspannungsamplitude und vom Ausmaß der Belastung der Sekundärausgangswicklungen ab.

Die sättigbare Spule 21 schaltet von einer relativ großen Induktivität während der Intervalle T_a-T_b und T_f-T_g, in denen keine Sättigung vorliegt, (siehe Fig. 2a bis 2d) auf eine relativ kleine Induktivität während der Intervalle T_b-T_f und T_g-T_k, wo der Sättigungszustand vorliegt, um. Die Umschaltung hängt von den magnetischen Sättigungseigenschaften des Kernes 121 der sättigbaren Spule ab. Mit Hilfe dieser Umschaltung reagiert die Ferroresonanz-Lastschaltung 20 auf Änderungen der Ein­ gangsspannung Vin und Änderungen der Belastung an den Sekundärausgangswicklungen des Transformators 22 durch Regelung des Phasenwinkels der Ausgangsspannung Vout gegenüber der Primärspannung V_p ohne wesentliche Ände­ rungen der Ausgangsspannungsamplitude oder der Halbperio­ denfläche oder beider dieser Größen.

Die Fig. 3a bis 3e zeigen Strom- und Spannungsformen, die in der Stromversorgungsschaltung 10 gemäß Fig. 1 ohne Strahlstrombelastung am Anodenanschluß U auftreten, und zwar sowohl für die Eingangsgleichspannung Vin bei normaler Netzspannung (ausgezogene Kurven) als auch für Eingangsspannung bei überhöhter Netzspannung (gestri­ chelte Kurven). Die Fig. 4a-4e zeigen Spannungs- und Stromformen, die in der Stromführungsschaltung 10 auftreten für eine Eingangsspannung bei normaler Netz­ spannung und zwar sowohl für starke Strahlstrombelastung am Anodenanschluß U (ausgezogene Kurven) als auch für fehlende oder schwache Strahlstrombelastung am Anschluß U (gestrichelte Kurven).

Die Fig. 3a, b und d und die Fig. 4a, b und d, zeigen, daß bei ansteigender Primärspannung V_p von nor­ maler Netzspannung auf überhöhte Netzspannung oder bei Abnahme der Belastung an einer Sekundärausgangswicklung des Transformators, wie etwa der Hochspannungswicklung 22c die Lastschaltung 20 mit einer Verringerung der Phasenverzögerung ΔR der Spannung Vout gegenüber der Spannung V_p von einer Verzögerung von ΔR₁ auf ΔR₂ rea­ giert, wenn die Eingangsspannungsamplitude größer wird, dagegen von einer Verzögerung von ΔR_a auf ΔR_b, wenn die Belastung abnimmt.

Die Lastschaltung 20 regelt die Phasenverzögerung teil­ weise durch zumindest momentane Änderung der Dauer der Sättigungsintervalle T_b-T_f und T_g-T_k der zirkulierenden Ströme 60 und 61 und der Dauer der Intervalle T_a-T_b und T_f-T_g, wo keine Sättigung herrscht, wie Fig. 2b zeigt, auf Änderungen der Primärspannung V_p und der Sekundär­ wicklungsbelastung des Transformators hin. Eine momen­ tane Abnahme der Dauer der Intervalle ohne Sättigung führt beispielsweise zu einer Abnahme der Phasenverzö­ gerung ΔR der Ausgangsspannung Vout.

Es wurde bereits darauf hingewiesen, daß beispielsweise zum Zeitpunkt T_b in den Fig. 2b und 2c der Spulen­ kern 121 praktisch gesättigt ist und die Induktivität der Spulenwicklung 21a erheblich auf eine Induktivität bei relativ niedriger Sättigung im Vergleich zur unge­ sättigten Induktivität der Spulenwicklung absinkt. Während der Sättigungsintervalle T_b-T_f bildet der Kon­ densator 23 einen Schwingkreis mit der Parallelinduk­ tivität aus der Quelleninduktivität, welche der Trans­ formator 22 hoher Reaktanz zeigt und der gesättigten Induktivität der Wicklung 21a der gesättigten Spule.

Die Dauer des zirkulierenden Stromes 60 hängt nicht nur von der Eigenfrequenz des Resonanzkreises ab, der wäh­ rend der Sättigung des Spulenkernes 121 gebildet wird, sondern auch von der Spannung Vout, die am Kondensator 23 zu Beginn der Sättigung am Zeitpunkt T_b herrscht, und von der Größe des Stromes i_w, der von der Sekundär­ ausgangswicklung 22f während des Sättigungsintervalls T_b-T_f in den Kondensator 23 hineinfließt. Je größer diese Kondensatorspannung am Ende der Sättigung ist und je kleiner generell die mittlere Größe des aus der Wick­ lung 22f während des Sättigungsintervalls T_b-T_f zum Kon­ densator 23 fließenden Stromes ist, desto länger dauert der zirkulierende Strom 60.

Wenn die Amplitude der Primärspannung V_p beispielsweise schrittweise zu wachsen beginnt, dann neigt auch die Ausgangsspannung Vout zum Anwachsen. Die schrittweise Amplitudenzunahme der Ausgangsspannung Vout sucht die Dauer der Intervalle T_a-T_b und T_f-T_g, wo keine Sättigung herrscht, zu verkürzen und damit die Phasenverzögerung ΔR zu verkleinern.

Der Strom i_w, welcher der Ferroresonanz-Lastschaltung 20 von der Transformatorwicklung 22f zugeführt wird, ändert sich ebenfalls schrittweise mit dem schrittweisen Anwachsen der Primärspannung V_p. Der Strom i_w ändert sich schrittweise so, daß die sättigbare Spule 21 länger in der Sättigung bleibt und dadurch die Dauer der zirku­ lierenden Ströme 60 und 61 schrittweise länger wird.

Nach einigen Betriebszyklen ist die Verlängerung des zirkulierenden Stromes gleich der Verkürzung der Inter­ valle T_a-T_b und T_f-T_g, wo keine Sättigung vorliegt, und es entsteht ein neues Gleichgewicht der Phasenverzöge­ rung ΔR und eine zunehmend höhere Ausgangsspannungs­ amplitude. Die Ausgangsspannung wächst an, weil die Dauer der Intervalle ohne Sättigung im neuen Gleichge­ wichtszustand kürzer ist.

Die Lastschaltung 20 ergibt eine Ausgangsspannungsrege­ lung, wenn sie so ausgelegt ist, daß sie auf eine Zu­ nahme der Primärspannung V_p mit einer ausreichenden Ab­ nahme der Phasenverzögerung ΔR reagiert, um mit nur einer relativ kleinen Änderung der Intervalle ohne Sättigung und nur einer relativ kleinen Änderung der Ausgangs­ spannung wieder einen Gleichgewichtszustand herzustellen.

Eine Technik ein richtiges Verhalten der Lastschaltung zu erreichen, liegt in einer derartigen Auslegung der sättigbaren Spule 21, daß sie während der Zirkulations­ stromintervalle eine relativ kleine Sättigungsinduktivi­ tät aufweist. Bei einer kleinen Sättigungsinduktivität, beispielsweise unter 500 Mikrohenry, und damit bei einer relativ großen Zirkulationsstromamplitude unterscheidet sich die Dauer des zirkulierenden Stromes relativ wenig bei verschiedenen Amplituden der Primärspannung. Die Dauer der Intervalle ohne Sättigung und damit die Ampli­ tude der Ausgangsspannung ändert sich daher ebenfalls nur relativ wenig.

Eine relativ niedrige gesättigte Induktivität, die einen relativ hohen zirkulierenden Strom erzeugt, führt zu höheren ohm′schen Verlusten I²R in der Wicklung 21a der sättigbaren Spule und zu höheren Betriebstemperaturen des Kerns 121 der sättigbaren Spule wegen der größeren Wärme­ übertragung von der Spulenwicklung zum Spulenkern. Ein Merkmal der Erfindung liegt in einer relativ guten Aus­ gangsspannungsregelung ohne Notwendigkeit von zirkulie­ renden Strömen relativ großer Amplitude in der Wicklung 21a der sättigbaren Spule.

Gemäß Fig. 1 enthält die Lastschaltung 20 zusätzlich zum Kondensator 23 und zur sättigbaren Spule 21 eine Kompensationstreiberwicklung 22g, die in Reihe mit der Spulenwicklung 21a über dem Kondensator 23 liegt. Damit fließen die zirkulierenden Ströme 60 und 61 der sättig­ baren Spule auch in der Wicklung 22g. Die Kompensations- Treiberwicklung 22g ist magnetisch eng mit den Primär­ wicklungsabschnitten 22a und 22b gekoppelt. Die Kompen­ sations-Treiberwicklung 22g stellt eine zusätzliche Quelle der Spannung V_cd dar, die im Zusammenhang mit den sich ändernden Eingangs- und Primärspannungen steht. Die Spannung V_cd steht für die Leistungsübertragung zwi­ schen der Wicklung 22g und den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b während der Zirkulationsstromintervalle T_b-T_f und T_g-T_j, wo die Spulenwicklung 21a eine niedri­ gere, nämlich die gesättigte Impedanz zeigt, zur Verfü­ gung. Die Spannung V_cd unterstützt die Lastschaltung 20 bei der Regelung der Ausgangsspannung.

Da die zusätzliche Spannungsquelle der Spannung V_cd zur Ausgangsspannungsregelung mit beiträgt, kann die Sätti­ gungsinduktivität der sättigbaren Spule 21 relativ groß gewählt werden, beispielsweise 1 bis 3 Millihenry, damit die Amplitude des zirkulierenden Stromes um das 3 - 4­ fache verkleinert werden kann und dennoch eine relativ gute Regelung der Ausgangsspannung Vout stattfindet. Die verringerte Amplitude des zirkulierenden Stromes ver­ bessert die Wirksamkeit der Schaltung und verringert die Betriebstemperatur des Spulenkerns 121.

Die der Spulenwicklung 21a aufgeprägte Spannung V_sr ist die Summe der Ausgangsspannung Vout und der Kompensations- Treiberspannung V_cd. Mit einem Anwachsen der Amplitude der Primärspannung V_p nimmt die Phasenverzögerung der Ausgangsspannung Vout ab, wie Fig. 3d zeigt. Würde man die Kompensations-Treiberwicklung 22g nicht verwenden, dann würde die niedrigere Bemessung des zirkulierenden Stromes und die höhere Bemessung der Sättigungsindukti­ vität der Spulenwicklung dazu führen, daß die Ausgangs­ spannung und die in Voltsekunden gemessene Fläche ihrer Halbperiode mit zunehmender Primärspannungsamplitude wesentlich anwächst. Durch Verwendung der Kompensations- Treiberwicklung 22g wird die Spannung V_cd der Spulen­ wicklung 21a zusätzlich zur Spannung Vout auch einge­ prägt, so daß die Halbperiodenfläche der Spannung V_sr zunimmt anstatt daß die Halbperiodenfläche der Ausgangs­ spannung Vout unerwünschterweise zunähme.

Wie die ausgezogenen Kurven in den Fig. 3a und 3c zeigen, tritt die positive Halbwelle der Spulenspannung V_sr bei normaler Primärspannung V_p zwischen den Zeiten T₂-T₅ gegenüber der positiven Halbwelle der Primär­ spannung V_p zwischen den Zeiten T₀-T₃ auf. Während des Intervalls T₂-T₅ ist die Nettofläche in Voltsekunden der Kompensations-Treiberspannung V_cd ebenfalls positiv und gleich der Fläche A₁₊ abzüglich der Fläche A_1- (Fig. 3). Die positive Halbperiodenfläche in Voltsekun­ den der Spannung Vout ist gleich der Differenz zwischen der positiven Halbperiodenfläche der Spannung V_sr der sättigbaren Spule und der positiven Halbperiodenfläche der Kompensations-Treiberspannung V_cd.

Wenn die Primärspannung V_p wächst, dann nimmt auch die Amplitude der Kompensationsspannung V_cd in direktem Ver­ hältnis zum Anwachsen der Primärspannung zu, wie Fig. 3b zeigt, und verursacht damit eine Zunahme der Halbpe­ riodenfläche (in Voltsekunden) der Spulenspannung V_sr, wie Fig. 3c in gestrichelter Kurve zeigt. Das Anwachsen der Primärspannung erzeugt auch eine Abnahme der Phasen­ verzögerung der Ausgangsspannung (gestrichelte Kurve in Fig. 3d) von einer Verzögerung ΔR₁ auf ΔR₂. Die ver­ ringerte Phasenverzögerung führt auch zu einer Ver­ schiebung der Null-Durchgangsaugenblicke der Spannung V_sr der sättigbaren Spule zu entsprechend früheren Zeit­ punkten T₁ und T₄.

Als Folge der Null-Durchgangsverschiebung der Spannung V_p der sättigbaren Spule und des Anstiegs der Amplitude der Kompensations-Treiberspannung V_cd wächst die Netto­ fläche (in Voltsekunden) unter der Kurve der Kompensa­ tions-Treiberspannung V_cd während der positiven Halb­ welle der Spulenspannung V_sr zwischen den Zeitpunkten T₁-T₄. Wie Fig. 3b zeigt, nimmt die positive Netto­ fläche A₂₊ abzüglich A_2- unter der Kurve der Spannung V_cd mit zunehmender Primärspannung V_p zu. Das Anwachsen der in Voltsekunden gemessenen Nettofläche des Halb­ zyklus der Kompensations-Treiberspannung führt zu einem Anwachsen der in Voltsekunden gemessenen Halbperioden­ fläche der Spulenspannung, so daß dadurch die in Volt­ sekunden gemessene Halbperiodenfläche der Ausgangsspan­ nung im wesentlichen konstant bleibt und die Amplitude der Ausgangsspannung Vout relativ unverändert bleibt.

Eine gleiche Wirkung entsteht beim Anwachsen der in Volt­ sekunden gemessenen Halbperiodenfläche der Kompensations- Treiberwicklungsspannung, wenn die Belastung an den Se­ kundärwicklungen 22c-22f des Transformators absinkt. Wie Fig. 4c zeigt, ist die positive Halbperiodenfläche der Spannung V_sr der sättigbaren Spule bei einer Strahl­ strombelastung von 0 am Anschluß U, also die gestrichelte Kurve zwischen den Zeitpunkten T₁′-T₄′, größer als die entsprechende positive Halbperiodenfläche von V_sr bei relativ starker Strahlstrombelastung, wie die ausgezo­ gene Kurve zwischen den Zeitpunkten T₂′-T₅′ zeigt. Die Abnahme der Phasenverzögerung der Ausgangsspannung Vout gemäß Fig. 4d auf eine Verzögerung von ΔR_b führt zu früher auftretenden Null-Durchgangsaugenblicken T₁′ und T₄′ der Spannung V_sr der sättigbaren Spule. Damit ist die positive Halbperioden-Nettofläche (in Voltsekunden) der Kompensations-Treiberspannung V_cd bei einer Strahlstrom­ belastung von 0 gleich A_b+ abzüglich A_b- und ist größer als die positive Halbperioden-Nettofläche (in Voltsekun­ den) bei starker Strahlstrombelastung, nämlich gleich A_a+ abzüglich A_a-. DieAbnahme der Netto-Halbperioden­ fläche (Voltsekunden) der Spannung V_cd bei geringerer Belastung führt zu einem Anwachsen der Halbperioden­ fläche (Voltsekunden) der Spannung V_sr und somit dazu, daß die Halbperiodenfläche (Vs) der Ausgangsspannung Vout im wesentlichen konstant bleibt und die Amplitude der Ausgangsspannung Vout relativ unverändert bleibt.

Die Auswirkung der Kompensations-Treiberspannung V_cd auf die Arbeitsweise der Lastschaltung 20 kann folgender­ maßen auch anders erklärt werden. Die sättigbare Spule 21 ist so bemessen, daß sie magnetisch gesättigt wird, wenn an der Spulenwicklung 21a eine bestimmte Größe an Voltsekundenfläche aufgeprägt wird. Die Spannung über der Sekundärwicklung 22f des Transformators hoher Streu­ induktivität wird in Abhängigkeit von der Frequenz der Eingangswechselspannung und vom Wert des Lastschaltungs­ kondensators 23 geregelt. Die Spulenwicklung 21a kann als eine mit dem Transformator 22 gekoppelte Last ange­ sehen werden. Für die Regelung belastet die Spulenwick­ lung 21a den Transformator immer dann, wenn in der Trans­ formator-Ausgangswicklung 22f eine höhere als die gere­ gelte Ausgangsspannung induziert werden würde. Die Rege­ lung der Ausgangsspannung durch die Lastschaltung 20 ist analog zur Regelung, welche eine Zehnerdiode bei der Er­ zeugung einer geregelten Gleichspannung ergibt.

Ohne Verwendung der Kompensationstreiberwicklung 22g führt sogar bei einer Schaltungsauslegung für relativ gute Regelung ein Anwachsen der Primärspannung V_p noch zu einem Ansteigen der Ausgangsspannung Vout am Last­ schaltungskondensator 23. Vout steigt jedoch um einen geringeren Prozentsatz als die Primärspannung an. Eine Eigenschaft der hier beschriebenen Erfindung besteht darin, daß durch das Vorhandensein der Kompensations- Treiberspannung V_cd der prozentuale Anstieg der Ausgangs­ spannung Vout wesentlich kleiner als der prozentuale Anstieg der Primärspannung V_p gemacht werden kann, ohne daß ein relativ großer zirkulierender Strom in der Last­ schaltung 20 erzeugt werden müßte.

Da die Kompensations-Treiberwicklung 22g des Transfor­ mators magnetisch eng mit den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b gekoppelt ist, wächst die Kompensations- Treiberspannung V_cd um den gleichen Prozentsatz und führt damit zu einem erheblichen Anstieg der Spannungsampli­ tude, die über der Spulenwicklung 21a aufgeprägt wird, wie dies die gestrichelten und ausgezogenen Kurven für die Spannung V_sr in Fig. 3c zeigen. Die sättigbare Spule 21 reagiert auf die höhere aufgeprägte Spannung an der Spulenwicklung durch Erzeugung einer stärkeren Belastung an der Sekundärwicklung 22f des Transformators hoher Reaktanz, so daß die Ausgangsspannung Vout nicht im gleichen Maße ansteigen kann wie die Primärspannung V_p. Bei genügender Amplitude der Kompensations-Treiberspannung V_cd kann der Anstieg der Ausgangsspannung Vout mit einem Primärspannungsanstieg wesentlich vermindert werden. In einigen Fällen kann man die Ausgangsspannung sogar ab­ nehmen lassen, wenn dies gewünscht wird.

Eine dritte Möglichkeit zur Erklärung der Auswirkung der Verwendung der Kompensations-Treiberwicklung 22g auf den Betrieb der Lastschaltung 20 ist die folgende: die Kom­ pensations-Treiberwicklung 22g, die ja magnetisch eng mit den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b gekoppelt ist, dient als Weg zur Leistungsableitung von der Last­ schaltung 20. Da die Transformatorwicklung 22g in Reihe mit der Spulenwicklung 21a liegt, fließt der zirkulie­ rende Strom i_sr, der in der Wicklung 21a der sättigbaren Spule durch die Resonanzentladung des Kondensators 23 entsteht, auch in der Wicklung 22g und entzieht damit Leistung von der Lastschaltung 20. Da die Kompensations- Treiberspannung V_cd ihre Polarität während des Fließens des zirkulierenden Stromes umkehrt, hängt der Nettobe­ trag der von der Wicklung 22g abgezogenen Leistung von der Phasenverzögerung der Ausgangsspannung Vout gegen­ über der Primärspannung V_p ab. Da die Lastschaltung 20 bei Änderungen der Eingangsspannung und der Belastung die Phasenverzögerung verändert, ändert sie auch die Menge der durch die Wicklung 22g abgenommenen Leistung derart, daß die Ausgangsspannung Vout besser geregelt wird.

Der Kern 122 des Transformators 22 hoher Streuindukti­ vität kann beispielsweise mit drei Schenkeln ausgebildet sein, bei dem die Primärwicklungsabschnitte 22a und 22b auf einen Schenkel des Kerns und die Sekundärausgangs­ wicklungen 22c-22f auf einen anderen Schenkel des Dreischenkelkerns aufgewickelt sind. Dadurch daß die Wicklungen auf verschiedenen Schenkeln sitzen, entsteht eine relativ große Streuinduktivität zwischen den Pri­ märwicklungsabschnitten 22a und 22b und den Sekundär­ ausgangswicklungen 22c-22f, so daß der Transformator 22 für alle an seine Sekundärausgangswicklungen ange­ schlossenen Lastschaltungen einschließlich der Lastschal­ tung 20 eine hohe Quellenimpedanz darbietet. Die Wicklung 22g ist zur Erzeugung der Kompensations-Treiberspannung V_cd um denselben Schenkel wie die Primärwicklungsabschnit­ te 22a und 22b gewickelt.

Bei einer alternativen Ausführungsform kann die Kompen­ sations-Treiberspannung V_cd von einer Wicklung 22g′ ab­ genommen werden, die um den Querschlußschenkel des Drei­ schenkelkerns 122 gewickelt ist. In Fig. 1 ist die querschlußgewickelte Kompensations-Treiberwicklung als gestrichelte Induktivität 22g′ gezeichnet. Durch Wickeln um den Querschlußschenkel stellt der mit der Wicklung 22g′ verkettete Magnetschluß die Differenz zwischen dem mit den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b ver­ ketteten Fluß und dem mit der Sekundärausgangswicklung 22f verketteten Fluß dar. Daher stellt die von der Quer­ schlußwicklung 22g′ erzeugte Kompensations-Treiber­ spannung V_cd die Differenz zwischen der Primärspannung V_p und der Sekundärausgangsspannung Vout dar und ändert sich mit Änderungen der Primärspannung zur Verbesserung der Regelung der Ausgangsspannung.

Ein Vorteil der Benutzung einer Kompensations-Treiber­ spannung, die von einer um einen Querschenkel des Trans­ formators gewickelten Wicklung erzeugt wird, liegt darin, daß die Wicklung 21a der sättigbaren Spule mit weniger Windungen bemessen werden kann. Eine solche Anordnung kann es jedoch nötig machen, daß die Kompensations- Treiberwicklung mit einer größeren Windungszahl zu be­ messen ist, als es für eine magnetisch eng mit der Pri­ märwicklung gekoppelte Wicklung erforderlich wäre.

Als Veranschaulichungsbeispiel des Transformators 22 hoher Reaktanz zur Erzeugung von Kurvenformen, die ähn­ lich den Kurvenformen gemäß den Fig. 2a-2d sind, jedoch nicht notwendigerweise ihnen gleichen müssen, hat die Induktivität L_p der Primärwicklung, gemessen von der Mittenanzapfung bis zum Ende einen Wert von 1,5 Milli­ henry, die Induktivität L_s der Sekundärwicklung 22f be­ trägt 3,5 Millihenry, wobei einer der Primärwicklungs­ abschnitte kurzgeschlossen ist, und die Gegeninduktivi­ tät M zwischen den beiden oben genannten Wicklungen be­ trägt 2,4 Millihenry. Die Kompensations-Treiberwicklung 22g ist eng mit jedem der beiden Primärwicklungsabschnitte gekoppelt. Das Windungsverhältnis der Wicklung 22a zur Wicklung 22g beträgt 1,25 zu 1. Das Kernmaterial kann ein Mangan-Zink-Ferrit sein. Die Geometrie des Transformator­ kerns kann in irgend einer geeigneten Form gewählt werden, etwa als Dreischenkelkern, mit dem sich die oben genann­ ten Induktivitätswerte ergeben, wobei der Kern im wesent­ lichen magnetisch ungesättigt bleibt.

Der Kondensator 23 kann 0,022 Microfarad haben, die Sät­ tigungsflußdichte im Kernmaterial, die Querschnitts­ fläche und die Windungszahl der sättigbaren Spule 21 kön­ nen dann so gewählt werden, daß eine Ausgangsspannung Vout von einer Form ähnlich wie in Fig. 2d dargestellt ist, entsteht, wobei die Induktivität der Spulenwicklung 21a im ungesättigten Zustand relativ groß ist, in der Größenordnung von 40 Millihenry. Die Windungszahl, die Kernform und die mittlere magnetische Weglänge und die Querschnittsfläche sowie die B-H-Kennlinie des Kernma­ terials werden so gewählt, daß beim Auftreten einer we­ sentlichen magnetischen Sättigung die Induktivität der Spulenwicklung 21 beim Spitzenstrom auf etwa 2 Milli­ henry oder sogar noch weniger erheblich absinkt. Ein geeignetes Kernmaterial kann ein Ferrit sein, wie etwa ein Lithium-Wismuth-Ferrit, welches den zusätzlichen Vorteil einer relativ geringen Änderung von B_sätt mit Änderungen der Kernbetriebstemperatur im Vergleich zu vielen anderen Ferritmaterialien hat. Der Kern kann toroidförmig sein oder irgendeine andere geeignete Form haben, um die oben genannten Induktivitätswerte zu er­ geben.

Bei Verwendung eines separaten Leistungstransformators und einer separaten sättigbaren Reglerspule, die mit einer Sekundärausgangswicklung des Leistungstransformators ge­ koppelt ist, können viele geregelte Ausgangsspannungen erzeugt werden, wobei nur eine Wicklung einer sättigbaren Reaktanz mit nur einer der Sekundärwicklungen des Trans­ formators gekoppelt ist. Ähnlich braucht nur ein Kompen­ sationselement verwendet zu werden, um die Regelung von mehr als einer Ausgangsspannung zu verbessern.

Claims (8)

1. Stromversorgungsschaltung für ein Fernsehgerät mit

• - einem Ablenkgenerator, der von einer Betriebsspannung ge­ speist wird und einen Ablenkstrom in einer Ablenkwicklung erzeugt,
• - einer Hochspannungsschaltung, die eine Gleichrichteranord­ nung enthält und eine Anodenspannung an einen Hochspannungs­ anschluß liefert,
• - einer sättigbaren Spule mit einem Magnetkern und einer auf diesem befindlichen Spulenwicklung, mit der eine Eingangs­ wechselspannungsquelle zur Erzeugung eines Magnetisierungs­ stroms gekoppelt ist, der in dem Magnetkern einen mit der Spulenwicklung verketteten magnetischen Fluß zur Erzeugung einer Ausgangswechselspannung entstehen läßt,
• - einer Kapazität zur Erzeugung eines Zirkulationsstromes, der in einem der Spulenwicklung zugehörigen Abschnitt des Magnetkerns einen Magnetfluß erzeugt, welcher zur Sättigung dieses Kernabschnittes während jedes Zyklus der Ausgangs­ wechselspannung zu deren Regelung beiträgt,
• - und einer durch die geregelte Ausgangswechselspannung ge­ steuerten, von dieser aber magnetisch entkoppelten Anord­ nung zur Erzeugung der Betriebsspannung und der Anoden­ spannung,

dadurch gekennzeichnet, daß mit der Spulenwicklung (21a) der sättigbaren Spule (21) eine Kompensationsspannungsquelle (22g) gekoppelt ist, deren Spannung (V_cd) von der Eingangswechselspannung ahhängig ist und durch die der Zirkulationsstrom (i_c) fließt derart, daß die Regelung der Ausgangswechselspannung durch die Gesamt­ wirkung

• - der Erzeugung des Zirkulationsstromes (i_c) durch die Kapa­ zität (23) und
• - der Zuführung der Kompensationsspannung (V_cd) zu der sättig­ baren Spule (21) erfolgt.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die den Magnetisierungsstrom erzeugende Einrichtung einen Transformator (22) mit einer Mehrzahl von Wicklun­ gen aufweist, daß die Eingangswechsel­ spannungsquelle (11) mit einer ersten (22a, 22b) dieser Mehrzahl von Wicklungen gekoppelt ist und daß die geregelte Ausgangs­ wechselspannung (V_out) über einer zweiten (22f) der meh­ reren Wicklungen erzeugt wird, und daß die Kompensations­ spannungsquelle eine dritte (22g) der mehreren Wicklun­ gen umfaßt.

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wicklung (21a) der sättigbaren Spule in Reihe mit der dritten Wicklung (22g) des Transformators über der Kapazität liegt.

4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Null-Durchgangsaugenblicke der geregelten Aus­ gangswechselspannung (V_out) zeitlich gegenüber den ent­ sprechenden Null-Durchgangsaugenblicken der an der drit­ ten Transformatorwicklung (22g) entstehenden Kompensations­ spannung (V_cd) um einen Betrag verschoben sind, der sich mit Änderungen der Eingangswechselspannung (V_p) verändert, und daß die geregelte Ausgangswechselspannung (V_out) die algebraische Summe der über der Wicklung (21a) der sättigbaren Spule erzeugten Wechselspannung (V_sr) mit der über der dritten Transformatorwicklung (22g) ent­ stehenden Kompensationsspannung (V_cd) umfaßt, und daß die zweite und die dritte Wicklung (22f bzw. 22g) des Transforma­ tors gegenseitig so gepolt sind, daß die in Voltsekun­ den gemessene Halbperiodenfläche der Ausgangswechselspannung bei Änderungen der Eingangswechselspannung relativ unverändert bleibt.

5. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Transformatorwindung (22f) von der Wick­ lung (21a) der sättigbaren Spule magnetisch isoliert ist, so daß der im Spulenkern (121) fließende Magnet­ fluß nicht in nennenswertem Ausmaß mit der zweiten Transformatorwicklung (22f) verkettet ist.

6. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Transformatorwicklung (22g) magnetisch relativ fest mit der ersten Wicklung (22a, 22b) des Transformators gekoppelt ist und daß die zweite Trans­ formatorwicklung (22f) mit der ersten Transformator­ wicklung (22a, 22b) magnetisch relativ lose gekoppelt ist.

7. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die die geregelte Anodenspannung erzeugende Ein­ richtung eine vierte (22c) der mehreren Transformator­ wicklungen enthält und mit dem Hochspannungsgleichrich­ ter (24) gekoppelt ist.