DE3781402T2

DE3781402T2 - Wechselrichter.

Info

Publication number: DE3781402T2
Application number: DE8787906772T
Authority: DE
Inventors: Akira Fanuc Manshon Egawa
Original assignee: Fanuc Corp
Current assignee: Fanuc Corp
Priority date: 1986-10-15
Filing date: 1987-10-15
Publication date: 1993-04-15
Anticipated expiration: 2007-10-16
Also published as: WO1988002949A1; EP0285674A1; US4811192A; EP0285674A4; DE3781402D1; EP0285674B1

Description

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Wechselrichtervor richtung, insbesondere eine Wechselrichtervorrichtung, in der ein Metall-Oxid-Halbleiter-(MOS-)Transistor, allgemeiner ausgedrückt, ein Metall-Isolator-Halbleiter-(MIS-)Transistor, in Serie zwischen einem Eingangsanschluß einer Gleichspannung und einer Last geschaltet ist, wobei der MOS-Transistor von einem Treibersignal einer einzelnen Frequenz getrieben wird, um dadurch die Gleichspannung umzusetzen in eine der einzelnen Frequenz entsprechende Wechselspannung. Die Vorrichtung gemäß der Erfindung kann beispielsweise verwendet werden als Hochfrequenz-Leistungsquelle für ein Kohlensäuregas-(CO&sub2;-) Laseranlage mit Hochfrequenz-(HF-)Erregung.

TECHNISCHER HINTERGRUND

Bei der oben erläuterten Wechselrichtervorrichtung entspricht die Frequenz einer Wechsel-Ausgangsspannung der Frequenz eines zum Treiben eines Schalt-MOS-Transistors dienenden Treibersignals. Zur Erzielung einer stabilen Ausgangsspannung einer definierten Frequenz muß folglich der MOS-Transistor rasch auf die Änderung der Spannung eines Treibersignals der definierten Frequenz ansprechen und seinen Schaltvorgang ausführen.
Andererseits ist es allgemein bekannt, daß zwischen einem Gate und einer Source eines MOS-Transistors eine äquivalente Eingangskapazität existiert. Eine solche Eingangskapazität bestimmt sich durch die Größe der Source-Zone, d.h. einer Diffusionszone, und die Konzentration der darin enthaltenen Störstellen, die Lage des Gates und der Source und dergleichen, und sie wird parasitär gebildet, wenn der MOS-Transistor auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet wird.
Wenn also zwischen dem Gate und dem Source des Transistors eine Eingangskapazität (ein Kondensator) vorhanden ist, entsteht das Problem, daß auf Grund der Lade- oder Entladekennlinie des Kondensators die Eingangsspannung des Transistors nicht im Stande ist, der Spannungsänderung des erwähnten Treibersignals rasch zu folgen. Speziell gilt, daß je höher die Frequenz des Treibersignals ist, desto größer der Einfluß ist. Folglich muß dieses Problem im Hinblick darauf gelöst werden, daß eine stabile Hochfrequenz-Ausgangsspannung erreicht wird. Andererseits entsteht dadurch, daß in den Eingangskreis zur Kompensation des Einflusses des Kondensators eingefügte Widerstände einen Leistungsverlust verursachen, das Problem, daß der Wirkungsgrad der Leistungsumsetzung in der gesamten Vorrichtung gesenkt wird.
Weiterhin ist es allgemein bekannt, daß zwischen einem Drain und einer Source eines MOS-Transistors eine äquivalente Ausgangskapazität vorhanden ist. Die Ausgangskapazität wird parasitär im Zuge der Ausbildung des Transistors gebildet, so wie im Fall der oben erwähnte Eingangskapazität. Das Vorhandensein der Ausgangskapazität (des Kondensators) verursacht nicht nur das gleiche Problem wie bei dem vorerwähnten Eingangskondensator, sondern noch weitere Probleme.
Die GB-A-2163014 offenbart eine Schaltung für Fluoreszenzlampen, in der die Sekundärspulen eines Transformators ein Paar FETs treiben. Eine Kombination aus Spulen und Kondensatoren glätten das Ausgangssignal für eine Lampenspule.
Die Einzelheiten der durch das Vorhandensein des parasitären Eingangskondensators und des parasitären Ausgangskondensator bei dem oben erwähnten MOS-Transistor entstehenden Probleme werden unten erläutert.
Ein Hauptziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Wechselrichtervorrichtung zu schaffen, die in der Lage ist, eine stabile Ausgangsspannung mit einer gewünschten Hochfrequenz zu gewinnen.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Wechselrichtervorrichtung zu schaffen, die in der Lage ist, nicht nur einen darin erfolgenden Leistungsverlust zu verringern, um den Wirkungsgrad der Leistungsumsetzung zu erhöhen, sondern außerdem ihre Frequenz als Leistungsquelle anzuheben.
Erfindungsgemäß wird eine Wechselrichtervorrichtung geschaffen, welche umfaßt: einen Eingangsanschluß zum Eingeben einer Gleichspannung; einen Ausgangsanschluß, der an eine Last angeschlossen ist; eine Schaltung zum Erzeugen eines Treibersignals einer einzelnen Frequenz; und mindestens einen MIS- Transistor, der in Reihe zwischen den Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist und einen Schaltvorgang entsprechend der einzelnen Frequenz ansprechend auf das Treibersignal ausführt; gekennzeichnet durch: ein erstes Induktanzelement, welches zwischen das Gate und die Source des MIS-Transistors geschaltet ist, um eine Parallelresonanz mit einer Eingangskapazität des Transistors zu bewirken, oder parallel zu dem Ausgangsanschluß geschaltet ist, um eine Parallelresonanz mit einer äquivalenten Gesamtkapazität, gesehen vom Ausgangsanschluß in Richtung zur Eingangsselte, zu bewirken.
Da bei der erfindungsgemäßen Wechselrichtervorrichtung ein Induktanzelement zwischen einem Gate und einer Source des MIS-Transistors vorgesehen ist, welches eine Parallelresonanz mit einer Eingangskapazität (einem Kondensator) eines einen Schaltvorgang durchführenden MIS-Transistors bewirkt, kann eine Eingangsspannung des MIS-Transistors rasch der Änderung des Treibersignals der einzelnen Frequenz folgen. D.h., selbst wenn der Pegel des Treibersignals schwankt, führt der MIS-Transistor rasch seinen Schaltvorgang ohne Verzögerung durch. Selbst wenn eine Frequenz eines Signals zum Treiben des MIS-Transistors groß gemacht wird, ermöglicht es deshalb die erfindungsgemäße Vorrichtung, eine stabile Hochfrequenzspannung zu erzielen, welche der Frequenz entspricht. Da außerdem Widerstände zum Kompensieren des Einflusses der Eingangskapazität im Eingangskreis nicht verwendet werden, läßt sich ein möglicher Leistungsverlust auf Grund der Widerstände auf Null reduzieren, so daß der Wirkungsgrad der Wechselrichtervorrichtung heraufgesetzt werden kann. Da ferner der Einfluß des Kondensators beseitigt ist, ist es möglich, das dem Stand der Technik anhaftende Problem zu lösen, daß eine Schaltgeschwindigkeit des MIS-Transistors bei einer Zunahme der Frequenz des Treibersignals beeinträchtigt wird. Dies bedeutet, daß eine obere Grenze der Frequenz keiner Beschränkung unterworfen ist, anders ausgedrückt, daß die Frequenz der erfindungsgemäßen Vorrichtung so groß wie eine Leistungsquelle gemacht werden kann.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist eine Schaltungsskizze, die den Aufbau einer Wechselrichtervorrichtung als ein Beispiel für den Stand der Technik darstellt;
Fig. 2 ist ein Diagramm eines Beispiels für den Aufbau der Treiberschaltung nach Fig. 1;
Fig. 3 ist ein Wellenformdiagramm, welches den Betrieb der Vorrichtung nach Fig. 1 darstellt;
Fig. 4 ist eine Schaltungsskizze, die einen Aufbau einer Wechselrichtervorrichtung als ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 5 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel eines Aufbaus der Treiberschaltung nach Fig. 4 zeigt;
Fig. 6 ist ein Wellenformdiagramm, welches den Betrieb der Vorrichtung nach Fig. 4 darstellt; und
Fig. 7 ist eine Schaltungsskizze, die den Aufbau einer Wechselrichtervorrichtung als eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.

BESTER WEG ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG

Zum besseren Verständnis der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung werden nun die Probleme bei der herkömmlichen Vorrichtung im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 bis 3 beschrieben.
Fig. 1 zeigt einen Aufbau einer zum Stand der Technik gehörigen Wechselrichtervorrichtung. In Fig. 1 bezeichnen Q11, Q12, Q13 und Q14 N-Kanal-MOS-Transistoren, wobei die Transistoren Q11 und Q12 in Reihe und die Transistoren Q13 und Q14 in Reihe zwischen Eingangsanschlüssen A und B zum Eingeben einer Gleichspannung ES geschaltet sind. Zwischen einem Verbindungspunkt der Transistoren Q11 und Q12 und einen Verbindungspunkt der Transistoren Q13 und Q14 ist eine Last 15 geschaltet, und zwischen einem Gate und einer Source jedes Transistors Q11 - Q14 ist jeweils eine Treiberschaltung 11, 12, 13 bzw. 14 geschaltet. An die Gateanschlüsse der Transistoren Q11 bis Q14 werden Treibersignale VGS1', VGS2', VGS3' und VGS4' einer einzelnen Frequenz gelegt. Man beachte, daß die Treibersignale VGS1' und VGS4' sämtlich gleich sind und die Treibersignale VGS2' und VGS3' ebenfalls sämtlich gleich sind. Erstere und letztere besitzen entgegengesetzte Phasenbeziehung. Folglich führen ein Paar von Transistoren Q11 und Q14 einerseits und ein weiteres Transistorpaar Q12 und Q13 andererseits nach Maßgabe der Frequenz des Treibersignals VGS1' eine EIN/AUS-Operation durch, und als Ergebnis wird die positive Spannung ES im EIN-Zustand der Transistoren Q11 und Q14 an die Last 15 gelegt, während die negative Spannung -ES im EIN-Zustand der Transistoren Q12 und Q13 an die Last 15 gelegt wird.
Fig. 2 zeigt einen Aufbau der in Fig. 1 gezeigten Treiberschaltung. Ein durch eine gestrichelte Linie in Fig. 2 angedeuteter Kondensator CiS11 repräsentiert eine Eingangskapazität zwischen dem Gate und der Source des MOS-Transistors Q11, und ein Kondensator COS11 repräsentiert eine Ausgangskapazität zwischen dem Drain und der Source des MOS-Transistors. Die Treiberschaltung 11 enthält einen Oszillator OSC zum Erzeugen eines Signals mit einer einzelnen Frequenz, einen Transformator T zum Übertragen des Schwingungssignals zu seiner Sekundärseite unter Beibehaltung eines Zustands elektrischer Isolierung, einen parallel zu dem Transformator geschalteten Widerstand R1, und einen Widerstand R2, der in Reihe zu dem Schaltkreis in der an den Widerstand R1 anschließenden Stufe geschaltet ist. Der Transistor Q11 fungiert als eine kapazitive Last bei Betrachtung von der Seite der Treiberschaltung 11 in Richtung der Lastseite. Da folglich die Möglichkeit des Auftretens einer parasitären Schwingung in der Schaltung besteht, werden die erwähnten Widerstände R1 und R2 dazu verwendet, eine solche Schwingung zu verhindern. In diesem Fall wird der Wert des Widerstands R2 groß gewählt im Hinblick auf das Verhindern der Schwingung. Andererseits wird der Wert des Widerstands R1 im Vergleich zum Impedanzwert des Kondensators CiS11 klein gemacht, so daß die Impedanz des Transistors Q11, betrachtet von dessen Eingangsseite her, als praktisch reiner Widerstand zu betrachten ist.
Wenn folglich der Eingangskondensator CiS11 zwischen dem Gate und der Source des Schalt-MOS-Transistors Q11 existiert, entsteht ein Problem insofern, als die Eingangsspannung VGS1' des Transistors nicht in der Lage ist, rasch der Änderung der Eingangsspannung des Schwingungssignals VOSC zu folgen, und zwar auf Grund der Lade- oder Entlade-Kennlinie des Kondensators. Fig. 3 zeigt ein Diagramm einer Betriebswellenform zur Erläuterung dieses Problems. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, wird beispielsweise beim Ladebetrieb des Kondensators eine Verzögerungszeit td erfordert, in welcher die Eingangsspannung VGS1' des MOS-Transistors einen vorbestimmten Pegel erreicht, der zum Einschalten des Transistors notwendig ist, d.h. eine Schwellenspannung Vth. Die Beziehung zwischen diesen Größen ist folgende:
Es sei angenommen VOSC = Vm sin2iπf&sub0;t, dann
Deshalb erhöht sich der Phasenwinkel der Nacheilung ( =-2πf&sub0;td) von VGS1' mit einer Zunahme von f&sub0;, und das Zeitverhalten des Schaltens jedes Transistors ändert sich in starkem Maß nach Maßgabe der Differenz der Werte von CiS11 und Vth. Weiterhin ist aus den obigen Gleichungen leicht ersichtlich, daß, wenn die Frequenz f&sub0; des Schwingungssignals VOSC auf einen vorbestimmten Wert angehoben wird, eine Situation eintritt, in der die Spannung VGS1' abfällt, bevor ihr Spitzenwert die Schwellenspannung Vth erreicht, und als Folge ein Nachteil insofern entstehen kann, als eine gewünschte Hochfrequenz-Ausgangsspannung nicht erhalten werden kann.
Außerdem entsteht bei der in Fig. 2 dargestellten Treiberschaltung 11 ein weiteres Problem insofern, als eine Treiber- Effizienz verringert wird auf Grund des Umstands, daß die Ausgangsleistung des Oszillators entsprechend der in den Widerständen R1 und R2 umgesetzten Leistung vergeudet wird.
Andererseits läßt sich hinsichtlich des Ausgangskondensators COS11 der Schaltvorgang des MOS-Transistors nicht rasch durchführen auf Grund des Vorhandenseins des parasitären Kondensators. Wenn folglich der Transistor (Q11, Q12, Q13, Q14) von dem Zustand (EIN, AUS, AUS, EIN) umgeschaltet wird auf (AUS, EIN, EIN, AUS), fließt der Ladestrom oder der Entladestrom jedes Kondensators COS11 der Transistoren Q11 und Q12 durch den Transistor Q12, während gleichzeitig der Ladestrom oder der Entladestrom in gleicher Weise durch den Transistor Q13 fließt. Als Ergebnis entsteht das Problem, daß ein Leistungsverlust verursacht wird entsprechend dem jeweiligen Einschaltwiderstand der Transistoren Q11 bis Q14 und dem Wert des jeweiligen Ausgangskondensators COS.
Wenn die Frequenz des Treibersignals VGS1' weiter angehoben wird, verringert sich eine Reaktanz des Kondensators COS (sowie von CiS), und es kommt zu einem erleichterten Stromfluß, was zu einem weiteren Leistungsverlust führt. Da weiterhin die Beeinträchtigung in der Ansprechgeschwindigkeit des obigen Schaltvorgangs spürbarer wird, tritt möglicherweise auch der weitere Nachteil auf, daß ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb, d.h. ein Hochfrequenzbetrieb, nicht durchgeführt werden kann, da die Leistungsquelle beschädigt wird.
Als nächstes werden die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 4 bis 7 erläutert.
Fig. 4 zeigt einen Schaltungsaufbau der Wechselrichtervorrichtung als eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Darstellung nach Fig. 4 zeigt den Fall, daß die vorliegende Vorrichtung als eine Hochfrequenz-Leistungsquelle für eine CO&sub2;-Laseranlage mit HF-Anregung verwendet wird.
In Fig. 4 bezeichnen Q1 - Q4 N-Kanal-MOS-Transistoren, und die Transistoren Q1 und Q2 sind in Reihe, und die Transistoren Q3 und Q4 sind in Reihe zwischen Eingangsanschlüsse A und B zum Eingeben einer Gleichspannung ES geschaltet. Zwischen einem Verbindungspunkt der Transistoren Q1 und Q2 und einem Verbindungspunkt der Transistoren Q3 und Q4, d.h. zwischen Ausgangsanschlüssen C und D ist als Last eine Laserröhre 5 geschaltet. Die Laserröhre 5 enthält ein Paar Elektroden 5a, 5b, an die die Wechselspannung angelegt wird, und eine Quarzröhre 5c für die Entladung. Weiterhin sind Spulen L1, L2, L3 und L4 zwischen das Gate und die Source jedes Transistors Q1 bis Q4 geschaltet, während Treiberschaltungen 1, 2, 3 und 4 parallel zu jeder Spule geschaltet sind. Die Treiberschaltungen 1 und 4 haben jeweils den gleichen Aufbau und geben eine identische Treiberspannung, d.h. VGS1 (VGS4) aus, während die Treiberschaltungen 3 und 4 den gleichen Aufbau besitzen und eine Treiberspannung ausgeben, deren Phase gegenüber derjenigen der oben erwähnten Treiberspannung VGS1 invertiert ist. Deshalb führen ein Paar von Transistoren Q1 und Q4 und ein weiteres Paar von Transistoren Q2 und Q3 abwechselnd einen EIN-AUS-Betrieb nach Maßgabe der Frequenz der Treiberspannung VGS1 aus, demzufolge die Hochfrequenzspannung mit einer Amplitude ES entsprechend der Frequenz der Treiberspannung an die Elektroden der Laserröhren 5 gelegt wird.
Fig. 5 zeigt einen Aufbau der Treiberschaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist. Ein Kondensator CiS1, der in Fig. 5 durch eine gestrichelte Linie angedeutet ist, repräsentiert eine Eingangskapazität zwischen dem Gate und der Source des MOS-Transistors Q1. Die Treiberschaltung 1 umfaßt einen Oszillator OSC zum Erzeugen eines Signals mit einer einzelnen Frequenz f&sub0; und einen Transformator T zum Übertragen des Schwingungssignals zu seiner Sekundärseite unter Beibehaltung der elektrischen Isolierung.
Außerdem ist die zwischen das Gate und die Source des Transistors Q1 geschaltete Spule L1 derart gewählt, daß sie eine Parallelresonanz mit der Gate-Eingangskapazität des Transistors, d.h. dem Kondensator CiS1 bildet. D.h., zwischen dem Wert jedes Elements und der Frequenz f&sub0; des Schwingungssignals VOSC existiert folgende Beziehung:
Mithin bewirken die Spule L1 und der Kondensator CiS1 eine Parallelresonanz miteinander, so daß eine Eingangsimpedanz zwischen dem Gate und der Source des Transistors Q1, gesehen von der Treiberschaltung 1 aus, beträchtlich groß wird. Weiterhin kann durch die Funktion der Spule L1 ein abträglicher Einfluß auf Grund der Lade- oder Entladekennlinie des Kondensators CiS1 d. h. eine Beeinträchtigung des Frequenzgangs, beseitigen. Selbst wenn die Frequenz der Schwingungssignalspannung VOSC extrem hoch ist, kann daher die Eingangsspannung VGS1 des Transistors Q1 rasch der Änderung der Schwingungssignalspannung folgen. In anderen Worten: wenn sich der Pegel der Schwingungssignalspannung VOSC ändert, führt der Transistor Q1 ohne Verzögerung rasch den Schaltvorgang aus.
Fig. 6 zeigt Betriebswellenformen für jeden Abschnitt der in Fig. 4 gezeigten Vorrichtung. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, kann die Treiberspannung, das ist die Spannung VGS1 zwischen dem Gate und der Source des MOS-Transistors, rasch der Änderung des Pegels des Schwingungssignals VOSC folgen und ihren Pegel ändern. Folglich wird, wie aus dem Vergleich mit Fig. 3, die ein Beispiel für den Stand der Technik zeigt, ersichtlich ist, die Ausgangsspannung VOUT des Wechselrichters verzögerungsfrei erzeugt. Da ferner die mit der Frequenzänderung einhergehende Dämpfung der Amplitude in der Spannung VGS1 nicht auftaucht, und die Treiberspannung VGS1 den Pegel der Schwellenspannung Vth des MOS-Transistors bei einer Änderung des Pegels des Schwingungssignals VOSC erreicht, kann die Hochfrequenz-Ausgangsspannung VOUT stets nach Maßgabe der Frequenz f&sub0; des Schwingungssignals erhalten werden, auch dann, wenn die Frequenz f&sub0; extrem hoch wird.
Deshalb ist die Wechselrichtervorrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform sehr vorteilhaft bei einer Last, deren Wirkungsgrad sich bei einer Zunahme der Frequenz der angelegten Spannung erhöht, wie es bei der Laserröhre 5 der Fall ist, die beim vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet wird.
Wie in dem Aufbau der Treiberschaltung nach Fig. 5 gezeigt ist, werden außerdem leistungsverbrauchende Elemente, die bislang in der Treiberschaltung zur Herabsetzung eines abträglichen Einflusses einer Eingangskapazität eines MOS-Transistors vorgesehen waren, d.h. die Widerstände R1 und R2 in Fig. 2, fortgelassen. D.h., ss ist möglich, die durch sämtliche Treiberschaltungen vergeudete Leistung herabzusetzen und dementsprechend den Wirkungsgrad der Treiberschaltungen zu erhöhen.
Fig. 7 zeigt einen Schaltungsaufbau der erfindungsgemäßen Wechselrichtervorrichtung als eine weitere Ausführungsform. Die Darstellung nach Fig. 7 zeigt den Fall, daß wie bei der Ausführungsform nach Fig. 4 die vorliegende Vorrichtung als Hochfrequenz-Leistungsquelle für eine CO&sub2;-Laseranlage mit HF- Anregung verwendet wird, und insbesondere der Aufbau mit einem relativ großen Abstand zwischen einer Last und einem Leistungsquellenteil vorgesehen ist.
In Fig. 7 bezeichnet RFC eine Drosselspule zur Beibehaltung eines konstanten Stromflusses durch die Schaltung; Q1 - Q4 bezeichnen MOS-Transistoren wie bei der Ausführungsform nach Fig. 4; und Kondensatoren COS1, COS2, COS3 und COS4, die durch gestrichelte Linien angedeutet sind, bezeichnen Ausgangskapazitäten zwischen dem Drain und der Source der Transistoren Q1, Q2, Q3 bzw. Q4. Außerdem ist ein Spule L zwischen ein Paar von Elektroden 5a und 5b der Laserröhre als Last angeschlossen. Bezugszeichen 6 bezeichnet ein Koaxialkabel für die elektrische Verbindung der Wechselrichterschaltung mit der Laserröhre, und sie besitzt einen Mittelleiter 6a, sowie einen Umfangsleiter 6b. Man beachte, daß ein Kondensator C&sub0;, der durch eine gestrichelte Linie angedeutet ist, eine äquivalente elektrostatische Kapazität des Kabels 6 darstellt. Eine Elektrode 5a der Laserröhre 5 ist über den Mittelleiter 6a des Kabels an den Verbindungspunkt zwischen den Transistoren Q1 und Q2 angeschlossen, während ihre andere Elektrode 5b über den Umfangsleiter 6b an den Verbindungspunkt zwischen den Transistoren Q3 und Q4 angeschlossen ist.
Die vorerwähnten Treibersignale VGS1, VGS2, VGS3 und VGS4 der einzelnen Frequenz f&sub0; werden an die Gates der MOS-Transistoren Q1 bis Q4 gelegt.
Die parallel zu der Laserröhre 5 geschaltete Spule L ist so gewählt, daß sie eine Induktivität besitzt, welche eine Parallelresonanz mit einer Gesamtkapazität (einem Gesamtkondensator) bildet, gesehen von den Elektrodenenden der Laserröhre, d.h. den Ausgangsanschlüssen C und D, in Richtung einer Eingangsseite, d.h. der Seite der Wechselrichterschaltung. Zwischen dem Wert jedes Elements und der Frequenz f&sub0; des Treibersignals existiert nämlich folgende Beziehung:
Man beachte, daß ein Kondensator Ck dargestellt wird durch (COS2 + COS3) oder (COS1 + COS4). Ersterer Wert entspricht dem Fall, daß die Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4) aus dem Zustand (AUS, EIN, EIN, AUS) auf (EIN, AUS, AUS, EIN) geschaltet werden und letzterer Wert entspricht dem Fall, daß die Transistoren in den entgegengesetzten Zustand geschaltet werden.
Wie oben angegeben, wird, da die Spule L und der äuqivalente Kondensator (C&sub0; + Ck) eine Parallelresonanz miteinander bilden, eine Eingangsimpedanz, betrachtet von den Elektrodenenden der Laserröhre in Richtung der Seite der Wechselrichterschaltung, äquivalent zu einem reinen Widerstand. Ein Einfluß der Kapazität der Gesamtvorrichtung einschließlich der Ausgangskapazitäten COS1 - COS4 der Transistoren wird nämlich durch die Funktion der Spule L ausgelöscht. Deshalb wird die Leistungsumwandlungseffizienz der gesamten Vorrichtung erhöht, da der bislang durch den Fluß der Lade- oder Entladeströme der Ausgangskapazitäten durch den Transistor beim Schaltbetrieb des Transistors verursachte Leistungsverlust beseitigt ist. Insbesondere gilt, daß, je höher die Frequenz f&sub0; des Treibersignals ist, desto spürbarer der Effekt ist. Dies deshalb, weil, wenn die Spule L nicht angeschlossen ist, jede Reaktanz der Ausgangskondensatoren COS1 bis COS4 der Transistoren mit der Zunahme der Frequenz f&sub0; verringert wird und dementsprechend die Ströme leicht fließen, was zu einer weiteren Abnahme des Leistungsverlusts führt. Dies ergibt sich aus der nachfolgenden Darstellung des Leistungsverlustes P1:
P1 = f&sub0; (COS1 + COS2 + COS3 + COS4) ES²
Da außerdem kein Einfluß auf Grund des Ausgangskondensators COS1 bis COS4 jedes Transistors vorhanden ist, anders ausgedrückt, der Zustand realisiert ist, in welchem von der Frequenz abhängige Elemente nicht äquivalent existieren, ist es nicht notwendig, eine Bedingung für eine Obergrenze der Frequenz f&sub0; anzugeben, wenn jeder der Transistoren von dem Treibersignal mit der Frequenz f&sub0; getrieben wird. Damit ist es möglich, die Frequenz der vorliegenden Vorrichtung als Leistungsquelle anzuheben und ein rasches Schalten der MOS-Transistoren Q1 bis Q4 zu realisieren, ungeachtet des Betrags der Frequenz f&sub0;. Die Spule L kann an der Eingangsseite des Kabels 6 vorgesehen sein, d.h. zwischen den Ausgangsenden C' und D' des Wechselrichters.
Deshalb ist die Wechselrichtervorrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform sehr vorteilhaft für eine Last, bei der die Effizienz mit einer Zunahme der Frequenz der angelegten Spannung zunimmt, wie es bei der Laserröhre 5 der Fall ist.
Obschon bei den offenbarten und dargestellten Ausführungsbeispielen die Betonung auf der CO&sub2;-Laseranlage liegt, ist die Art des Lasers nicht darauf beschränkt. Beispielsweise ist die vorliegende Erfindung anwendbar bei sämtlichen anderen Gaslasern wie z.B. einem He-Ne-, einem CO-, einem Excimer-Laser und dergleichen.
Außerdem kann die bei der Ausführungsform nach Fig. 7 verwendete Hochfrequenz-Drosselspule RFC angepaßt werden für die Ausführungsform nach Fig. 4.

Claims

1. Wechselrichter, umfassend:

einen Eingangsanschluß (A, B) zur Eingabe einer Gleichspannung,

einen Ausgangsanschluß (C, D), der an eine Last (5) angeschlossen ist,

eine Schaltung (1, 2, 3, 4) zur Erzeugung eines Treibersignals einer einzigen Frequenz, und

wenigstens einen MIS Transistor (Q1, Q2, Q3, Q4), der in Reihe zwischen den Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß geschaltet ist und in Antwort auf das Treibersignal einen Schaltvorgang entsprechend der einzigen Frequenz ausführt, gekennzeichnet durch

ein erstes Induktanzelement (L1, L2, L3, L4; L), das entweder zwischen Gate und Source des MIS Transistors geschaltet ist, um eine Parallelresonanz mit einer Eingangsimpedanz des Transistors zu bewirken, oder parallel zum Ausgangsanschluß geschaltet ist, um eine Parallelresonanz mit einer Ersatzgesamtkapazität, gesehen vom Ausgangsanschluß in Richtung auf eine Eingangsseite, zu bewirken.

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, ferner umfassend ein zweites Induktanzelement (RFC), das in Reihe mit dem MIS Transistor (Q1, Q2, Q3, Q4) geschaltet ist und ein Konstantstromeingangssignal der einzigen Frequenz an den Transistor liefert.

3. Wechselrichter nach Anspruch 2, ferner umfassend ein Kabel (6) zum Verbinden eines Ausgangsendes des MIS Transistors (Q1, Q2, Q3, Q4) mit dem Ausgangsanschluß (C, D), wobei das erste Induktanzelement (L) eine Induktanz aufweist, die eine Parallelresonanz mit einer Gesamtkapazität einer elektrostatischen Ersatzkapazität des Kabels und einer Ausgangskapazität des MIS Transistors bewirkt.