DE3117009C2 - - Google Patents
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen
HF-Verstärker nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein
solcher HF-Verstärker ist aus der Zeitschrift
"Electronic Engineering", Januar 1960, Seiten 44 bis 48
bekannt.
In der dort gezeigten Schaltung liegt die dritte
Elektrode des ersten Transistors nicht auf
Bezugspotential, sondern auf einem
Vorspannungspotential. Die erste Elektrode des ersten
Transistors liegt ebenfalls nicht auf Bezugspotential,
sondern ist mit diesem über einen Widerstand verbunden,
der Teil eines Spannungsteilers ist, mit dessen Hilfe
auch die Vorspannung für die erste Elektrode des zweiten
Transistors erzeugt wird. Der erste Transistor ist somit
gegengekoppelt. Damit ist ein Kaskadeverstärker
realisiert, der keine Neutralisation benötigt, jedoch
weniger Verstärkung aufweist, als zwei Transistorstufen,
die in Emitterschaltung arbeiten.
Bei Transistoren werden die Betriebsspannungen durch zwischen
bestimmten Bereichen auftretende Durchbruchspannungen
begrenzt, z. B. bei einem bipolaren Transistor durch die Kollektor-
Emitter-Durchbruchsspannung BVCES und bei einem Feldeffekttransistor
durch die Drain-Source-Durchbruchsspannung
BVDSS. Wenn ein Feldeffekttransistor bei einem C-Verstärker
als aktive Komponente verwendet wird und der Ausgangswiderstand
des Transistors in der richtigen Weise angepaßt ist,
schwingt die Drainspannung des Transistors normalerweise von
der Drain-Source-Sättigungsspannung bis auf annähernd das
Zweifache der Speisespannung. Ähnliche Spannungen treten bei
C-Verstärkern mit bipolaren Transistoren auf. Ist der Belastungswiderstand
dem Ausgangswiderstand des Transistors nicht
angepaßt, können stehende Spannungswellen auftreten, deren
Spitzenamplituden das Zweifache der Energiezuführungsspannung
überschreiten. Daher wird normalerweise die Verwendung
von Speisespannungen empfohlen, die etwas unter der halben
maximalen Durchbruchspannung der Transistoren liegen. Probleme dieser Art sind angesichts
der niedrigen Betriebsspannung der Schaltung in "Electronic Engineering", für
die 6,8 V angegeben ist, nicht existent.
Bei den gegenwärtig gebräuchlichen Leistungstransistoren,
die für den Betrieb mit Frequenzen über 100 MHz konstruiert
sind, ergibt sich gewöhnlich eine Begrenzung der Speisegleichspannung
auf weniger als 36 V. Diese Speisespannungswerte
haben sich in der Industrie als Normwerte eingeführt, und
zwar vermutlich aus mehreren Gründen, z. B. wegen der Betriebssicherheit
und der Verfügbarkeit transportabler Stromquellen
in Form von Batterien.
Zur Erhöhung der Ausgangsleistung wird in großem Umfang von
parallelen aktiven Vorrichtungen oder parallelen Leistungsverstärkern
Gebrauch gemacht. Die Treiberleistung wird unterteilt
und den einzelnen Verstärkervorrichtungen zugeführt,
und die Ausgangsleistungen werden dann vereinigt, so daß man
den gewünschten Leistungspegel erhält. Auf diese Weise erhält
man einen neuen Verstärker mit höherer Leistung, der
zwar mit der gleichen Speisegleichspannung arbeitet, jedoch
entsprechend der Anzahl der parallelgeschalteten Leistungseinheiten
einen stärkeren Gleichstrom aufnimmt (DE-AS 22 19 122).
Eine andere, in manchen Fällen zweckmäßigerweise Möglichkeit zur
Erzielung einer Hochfrequenz-Hochleistungsverstärkung besteht
in der Verwendung einer höheren Speisespannung. Hierbei wird
auf vorteilhafte Weise Gebrauch davon gemacht, daß in den
meisten Wohnungen, Büros und Industriebetrieben eine relativ
hohe Wechselspannung zur Verfügung steht. Normalerweise wird
die Netzwechselspannung mit Transformatoren
heruntertransformiert und dann gleichgerichtet,
um für den Betrieb von Transistoren geeignete Gleichspannungen
zu erhalten. Ein Hauptvorteil des Betriebes von Leistungsverstärkern
bei hohen Spannungen besteht in der Vermeidung
der Benutzung von Leistungstransformatoren, die kostspielig
sind und ein hohes Gewicht haben. Ferner kommt man mit einem
schwächeren Strom aus, wenn die Speisespannung gesteigert
wird, so daß sich der Aufwand für Leitungen für starke Ströme
entsprechend verringert.
Im Idealfall würde man bei hohen Speisespannungen Transistoren
mit hoher Durchbruchspannung verwenden. Bei
Halbleitern stehen jedoch die Forderungen nach
einer hohen Durchbruchspannung einerseits und nach einer
hohen Grenzfrequenz andererseits in Widerspruch. Wegen der
geringen Dicke der Wechselwirkungsbereiche, die zur
Erzielung hoher Betriebsfrequenzen erforderlich ist, ergeben
sich bei diesen Vorrichtungen von Natur aus niedrige
Durchbruchspannungen.
Aus dem Buch von Tietze/Schenk: Halbleiterschaltungstechnik,
dritte Auflage, Springer-Verlag 1976, Seite 111, ist es
bekannt, zur Arbeitspunkteinstellung bei
Wechselspannungskopplung einer Transistorbasisschaltung die
Wechselspannungskomponenten an der Basis des Transistors
nach Masse kurzzuschließen. Dieser Kondensator muß daher
einen entsprechend hohen Wert haben, um die ihm zugedachte
Funktion zu erfüllen. Eine Vergrößerung der
Durchbruchspannung ist damit nicht verbunden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen gegenüber
dem Stand der Technik verbesserten Hochfrequenzverstärker
der eingangs genannten Art anzugeben, der einen Betrieb bei
hoher Spannung ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des
Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der
Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Schaltung nach der Erfindung erfordert es, daß die
Kapazität des Kondensators so gewählt ist, daß ein
gesteuerter Wechselstrompfad hoher Impedanz zwischen der
ersten Elektrode des zweiten Transistors und dem
Bezugspotential existiert. Eine Wechselspannung, die
gleichphasig mit dem Signal an der zweiten Elektrode des
ersten Transistors ist und die eine Amplitude aufweist, daß
eine geeignete Steuerung des zweiten Transistors erreicht
wird, entwickelt sich im Betrieb über dem Kondensator. Die
Folge davon ist, daß die beiden Transistoren in diesem
Verstärker sowohl die Gleichspannung als auch die
hochfrequente Wechselspannung sich in Serie einander teilen.
Dies ermöglicht einen Betriebsgleichspannungspegel, der
doppelt so groß ist, wie derjenige, der bei einem Verstärker
mit nur einem Verstärkungselement zulässig ist oder bei dem
mehrere Verstärkungselemente parallelgeschaltet sind oder
in einem Kaskadenverstärker zulässig ist.
Die Erfindung ermöglicht es, die Betriebsspannung
des Verstärkers auf die
halbe Summe der Durchbruchspannungen
der beiden Transistoren anzuheben.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand
schematischer Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 die Schaltung eines erfindungsgemäßen Hochfrequenzverstärkers;
Fig. 2A, 2B und 2C in graphischen Darstellungen Spannungswellenformen,
die an verschiedenen Punkten der Schaltung
nach Fig. 1 auftreten;
Fig. 3A einen
Doppelchip-Hochfrequenz-Feldeffekttransistor, der bei dem
Verstärker nach Fig. 1 verwendet werden kann; und
Fig. 3B die Schaltung des in Fig. 3A dargestellten Doppelchiptransitors.
In Fig. 1 ist eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen
Hochfrequenzverstärkers dargestellt, bei dem
von N-Kanal-Anfachungs-Hochfrequenz-Metalloxid-Silizium-
Hochleistungs-Feldeffekttransistoren (MOSFET) Gebrauch gemacht
wird. Einer Eingangsklemme 10 wird hochfrequente Energie
von einer äußeren Quelle zugeführt. Nach Verstärkung
wie die hochfrequente Energie an einer Ausgangsklemme
12 an eine Last abgegeben. Für den Betrieb des Verstärkers
wird eine Gleichspannung VDD verwendet.
Die Eingangsklemme 10 ist über einen Gleichspannungsblock-
kondensator C1 und eine Induktivität L1 an eine Gateelektrode
G1 eines ersten Transistors Q1 angeschlossen. Der Verbindungspunkt
zwischen dem Kondensator C1 und der Induktivität L1 ist über einen Kondensator C2
mit einem Bezugspotential, welches im vorliegenden Fall des Erdpotential
ist, verbunden.
Die Induktivität L1 und der Kondensator
C2 bilden zusammen ein Eingangs-Anpassungsnetzwerk
14, mittels dessen die Impedanz der Hochfrequenzquelle
der Eingangsimpedanz des Transistors Q1 angepaßt wird. Die
Gateelektrode G1 des Transistors Q1 ist über eine Hochfrequenzdrossel
L2 geerdet. Eine Sourceelektrode
S1 des Transistors Q1 ist ebenfalls geerdet. Die
HF-Drossel L2 spannt den Transistor Q1 vor, um ihn zu sperren,
wenn kein Signal vorhanden ist, und sie kommt gegenüber
hochfrequenter Energie als hohe Impedanz zur Wirkung.
Die Drainelektrode D1 des Transistors Q1 ist an die Sourceelektrode
S2 eines zweiten Transistors Q2 angeschlossen. Die
Drainelektrode D2 des Transistors Q2 ist mit der Ausgangsklemme
12 über eine Induktivität L3 in Reihenschaltung mit
einem Gleichspannungs-Blockkondensator C3 verbunden. Der
Verbindungspunkt zwischen der Induktivität L3 und dem Kondensator
C3 ist über einen Kondensator C4 geerdet. Die Induktivität L3
bildet zusammen mit dem Kondensator C4 ein Ausgangs-
Anpassungsnetzwerk 16, mit dessen Hilfe die Ausgangsimpedanz
des Transistors Q2 an die Impedanz der an die Ausgangsklemme
12 angeschlossenen Last angepaßt wird. Die Drainelektrode D2
des Transistors Q2 ist ferner über zwei in Reihe geschaltete
Induktivitäten L4 und L5 mit einer Quelle für ein Betriebspotential,
z. B. eine Speisegleichspannung VDD, verbunden.
Der Verbindungspunkt zwischen den Induktivitäten L4 und L5 ist
über einen Kondensator C5 geerdet. Die Quelle für die Speisegleichspannung
VDD ist über einen Kondensator C6 geerdet.
Die Induktivitäten L4 und L5 sowie die Kondensatoren C5 und
C6 bilden ein Filternetzwerk 18, das einen Strom von der
Speisespannungsquelle zur Drainelektrode D2 des Transistors
Q2 leitet, jedoch keinen hochfrequenten Strom von der Drainelektrode
D2 des Transistors Q2 zu der Speisespannungsquelle
fließen läßt.
Zwischen der Quelle für die Speisegleichspannung VDD und
Masse sind zwei Widerstände R1 und R2 in Reihe geschaltet.
Der Verbindungspunkt zwischen diesen beiden Widerständen ist über
einen Widerstand R3 mit der Gateelektrode G2 des Transistors
Q2 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R1
und R2 ist über einen Entkopplungskondensator C7 geerdet,
der an diesem Punkt erscheinende hochfrequente
Energie erdet. Die Widerstände R1, R2, R3 und der
Kondensator C7 bilden ein Gleichspannungs-Vorspannetzwerk 20
zum Zuführen einer Gleich-Vorspannung zur Gateelektrode G2 des
Transistors Q2. Zwischen der Gateelektrode
G2 des Transistors Q2 und Masse ist ein Kondensator C8 angeschlossen.
Zwischen der Gateelektrode G2 und der Drainelektrode
D2 des Transistors Q2 liegt ein Rückkopplungswiderstand
R4.
Bei dem Verstärker nach Fig. 1 sind die Transistoren Q1 und
Q2 so vorgespannt, daß sie als C-Verstärker arbeiten. Die
Induktivität L2 liefert zwischen der Gatterelektrode G1 und
der Sourceelektrode S1 des Transistors Q1 eine Gleichspannung
von 0 V. Das Vorspannungsnetzwerk 20 dient dazu, an die
Gateelektrode G2 des Transistors Q2 eine Vorspannung anzulegen,
die annähernd der halben Speisegleichspannung VDD
entspricht. Bei richtiger Abstimmung arbeitet der Verstärker
so, daß die Speisegleichspannung VDD annähernd gleichmäßig
auf die Transistoren Q1 und Q2 aufgeteilt wird, so daß ein
hochfrequentes Spitze-Spitze-Spannungssignal an der Drainelektrode
D1 des Transistors Q1 erscheint, das annähernd
gleich der Speisegleichspannung VDD ist. Ist eine Breitbandverstärkung
erwünscht, kann man das Eingangs-Anspassungnetzwerk
14 und das Ausgangs-Anpassungsnetzwerk
16 durch geeignete Breitbandnetzwerke bekannter Art ersetzen.
In Fig. 2A, 2B und 2C sind Wellenformen dargestellt, die bei
dem Verstärker nach Fig. 1 an verschiedenen Punkten erscheinen,
wenn dem Verstärker hochfrequente Energie zugeführt
wird. Fig. 2A zeigt als Bezugsgröße ein hochfrequentes Eingangsspannungssignal,
das an der Gateelektrode G1 des Transistors
Q1 erscheint. Fig. 2B veranschaulicht die Beziehung
zwischen dem Signal VD1 an der Drainelektrode D1 des Transistors
Q1 und dem Signal VG2 an der Gateelektrode G2 des Transistors
Q2. Die Differenz zwischen VD1 und VG2 bildet
das Gate-Source-Treibersignal für den Transistor Q2. Die
Wellenform des hochfrequenten Ausgangssignals VD2, das an der
Drainelektrode D2 des Transistors Q2 erscheint,
ist in Fig. 2C dargestellt. Der Maximalwert
entspricht etwa dem Zweifachen der Speisegleichspannung VDD,
und der Minimalwert zeigt die Summe der Drain-Source-Widerstände
der Transistoren Q1 und Q2 im eingeschalteten Zustand
an. Dem Transistor Q2 ist eine nicht dargestellte parasitäre
Kapazität CDG zwischen der Drainelektrode D2 und der Gateelektrode
G2 zugeordnet. Die parasitäre Kapazität CDG, der
Widerstand R4 und der Kondensator C8 regeln insgesamt den
Pegel der hochfrequenten Energie, die der Gateelektrode G2
des Transistors Q2 zugeführt wird, dadurch, daß ein Teil des
hochfrequenten Signals an der Drainelektrode D2 zu der Gateelektrode
G2 zurückgeleitet wird.
Es wurde eine praktische Ausführungsform des Verstärkers
nach Fig. 1 unter Verwendung der nachstehenden Schaltungselemente
hergestellt:
Q1, Q2 | |
N-Kanal-MOSFET, Typ Siliconix VMP 4 | |
R1 | 220 kΩ |
R2 | 110 kΩ |
R3 | 330 kΩ |
R4 | 1 MΩ |
C1, C3, C7 | 220 pF |
C2, C8 | 4 bis 60 pF, variabel |
C4 | 3 bis 35 pF, variabel |
C5 | 1 µF |
C6 | 0,0015 µF |
L1 | 2 Windungen, Drahtstärke 18, Außendurchmesser 3,2 mm, Luftkern |
L2, L4, L5 | 0,12 µH |
L3 | 5 Windungen, Drahtstärke 18, Außendurchmesser 3,2 mm, Luftkern |
Ein Verstärker mit den vorstehend genannten Schaltungselementen
wurde bei 215 MHz und einer Speisegleichspannung VDD
von etwa 70 V betrieben. Bei einer Eingangstreiberleistung
von 1,5 W lieferte der Verstärker eine Ausgangsleistung von
etwa 23 W. Zwar wird vom Hersteller die Drain-Source-Durchbruchsspannung
des Transistors VMP4 mit 60 V angegeben, doch
betrug die Spitzenspannung an der Drainelektrode D2 des Transistors
Q2 gegen Erde etwa 140 V.
Da gegenwärtig die Werte für die Source-Gate-Impedanz und
die Drain-Gate-Impedanz von VMP4-Transistoren in Gate-
Schaltung nicht zur Verfügung stehen, wurden Werte für
die Kapazitäten und Induktivitäten mit Hilfe eines empirischen
Verfahrens ermittelt. Ein Netzwerkanalysator
wurde an die Treiberschaltung so
angeschlossen, daß es möglich war, die Impedanz zu überwachen,
und die Induktivität L1 und der Kondensator C1 nach
Fig. 1 wurden so eingestellt, wie es erforderlich war, um
eine Anpassung an eine Source-Impedanz von 50 Ω zu erreichen.
Die Induktivität L3 und der Kondensator C4 wurden entsprechend
anfänglich so eingestellt, daß sich eine Impedanzanpassung
an die Ausgangsimpedanzen der beiden VMP4-
Transistoren in Source-Schaltung ergab. Unter Überwachung
der Ausgangsleistung und des Verstärkungs-Wirkungsgrades
mit Hilfe eines Leistungscalorimeters wurden
dann die Induktivität L3 und der Kondensator C4 auf
die optimale Leistung eingestellt. Weitere Einstellungen
erfolgten bezüglich des Kondensators C8 und des Gleichspannungspegels
an der Gateelektrode G2 des Transistors Q2,
während die Drain-Masse-Spannungssignale der beiden Transistoren
Q1 und Q2 mit einer Sonde
in Verbindung mit einem Hochfrequenzoszillographen
überwacht wurden.
Zwar werden bei dem Verstärker nach Fig. 1 MOSFET-Transistoren
Q1 und Q2 verwendet, doch hat es sich gezeigt, daß
bei dem erfindungsgemäßen Verstärker die in neuerer Zeit
entwickelten statischen Induktionstransistoren besondere
Vorteile bieten. Statische Induktionstransistoren sind von
Nishizawa u. a. in "Field Effect Transitors Versus Analog
Transistor (Static Induction Transistor)", IEEE Transactions
on Electron Devices, Ausg. 22, Nr. 4 (April 1975) beschrieben
worden. Ferner kann man bei dem erfindungsgemäßen Verstärker
bipolare Hochfrequenztransistoren verwenden, wenn
man geeignete Änderungen der Gleichvorspannung
vorsieht, wie es für jeden Fachmann auf der Hand liegt.
Zwar werden bei dem Verstärker nach Fig. 1 zwei in Reihe
geschaltete Transistoren verwendet, um die Betriebsspannung
zu erhöhen, doch kann man weitere Steigerungen der Betriebsspannung
erzielen, indem man zwischen den Transistoren
Q1 und Q2 einen oder mehrere zusätzliche Transistoren in
Reihe geschaltet. Zu jedem zusätzlichen Transistor gehört ein
Gleichspannungs-Vorspannetzwerk, das an eine Gateelektrode
angeschlossen ist. Diese Vorspann-Netzwerke teilen die Speisegleichspannung
gleichmäßig auf die in Reihe geschalteten
Transistoren auf. Ferner ist bei jedem zusätzlichen Transistor
ein Kondensator zwischen der Gateelektrode und Masse
angeschlossen, um den Pegel der der Gateelektrode zugeführten
hochfrequenten Energie festzulegen.
Wenn es darauf ankommt, die Abmessungen des erfindungsgemäßen
Verstärkers möglichst klein zu halten, kann man die
Transistoren Q1 und Q2 in ein einziges Transistorgehäuse
unterbringen und einsiegeln. Eine solche Vorrichtung wurde
durch Abändern eines Siliconix-Prototyps hergestellt, der
zwei MOSFEEt-Transitorchips enthält, die ursprünglich parallel
geschaltet waren. Fig. 3A zeigt das Innere der Zwei-
Transistor-Package nach der Beendigung der Abänderung
für den Betrieb in Reihenschaltung. Zwei MOSFET-Transistorchips
30 und 32 sind elektrisch in Reihe geschaltet, während
sie thermisch parallelgeschaltet sind. Die Transistorchips
zeigen einen vertikalen Aufbau mit einem Drain auf der Unterseite
und einer Anordnung von ineinandergreifenden Source-
und metallisierten Gatefingern auf der Oberseite.
Drainkontakte auf der Unterseite der Transistorchips 30 und
32 sind mit Dreinmetallisierungen 34 bzw. 36 verbunden. Die
Sourcekontakte der Transistorchips sind an Sourcemetallisierungen
38 bzw. 40 angeschlossen. Um die Strombelastbarkeit
zu erhöhen, werden jeweils mehrere Verbindungsdrähte verwendet.
Anfänglich, d. h. bei der Parallelschaltung, sind die
Sourcekontakte der Transistorchips 30 und 32 mit einer gemeinsamen
Sourcemetallisierung verbunden. Im Rahmen der Abänderung
wird die gemeinsame Sourcemetallisierung zwischen
den Transistorchips 30 und 32 durchschnitten, so daß zwei
Sourcemetallisierungen 38 und 40 entstehen. Die Gatekontakte
der Transistorchips werden an Gatemetallisierungen 42 und 44
angeschlossen. Die Sourcemetallisierung 38 des Transistorchips
30 wird an die Drainmetallisierung 36 des Transistorchips
32 mittels eines verzinnten Kupferdrahtes mit einem
Durchmesser von etwa 0,11 mm angeschlossen. Alle übrigen
Verbindungsleitungen bestehen aus Aluminiumdraht mit einem
Durchmesser von etwa 0,025 mm. Bei der Package handet es
sich um einen standardisierten Mikrostrip der Type 380JO.
Der elektrische Aufbau der Doppeltransistoranordnung nach
Fig. 3A ist ein Fig. 3B dargestellt.
Claims (6)
1. HF-Verstärker, enthaltend einen Eingangsanschluß (10)
zur Entgegennahme von HF-Energie, einen ersten Transistor
(Q1) mit einer ersten Elektrode (G1), die mit dem
Eingangsanschluß (10) verbunden ist, einer zweiten Elektrode
(D1) und einer dritten Elektrode (S1), die mit einem
Bezugspotential verbunden ist,
eine erste Gleichvorspannungseinrichtung (L2), die mit der ersten Elektrode (G1) des ersten Transistors (Q1) verbunden ist, um dieser ein Gleichvorspannungspotential zuzuführen,
einen zweiten Transistor (Q2) mit ersten und zweiten Elektroden (G2, D2) und einer dritten Elektrode (S2), die mit der zweiten Elektrode (D1) des ersten Transistors (Q1) verbunden ist,
wobei die ersten und zweiten Transistoren (Q1, Q2) jeweils eine Interelektrodenkapazität zwischen zweiter und dritter Elektrode und eine Interelektrodenkapazität zwischen dritter und erster Elektrode aufweisen,
einen Ausgangsanschluß (12) zur Abgabe von HF-Energie an eine Last, der mit der zweiten Elektrode (D2) des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist,
eine Induktivität (L4, L5), die zwischen die zweite Elektrode (D2) des zweiten Transistors (Q2) und einen Anschluß (VDD) für ein Betriebspotential geschaltet ist,
einen Kondensator (C8), der zwischen die erste Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) und das Bezugspotential geschaltet ist,
eine zweite Gleichvorspannungseinrichtung (20), die mit der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist, um dieser ein Potential zuzuführen, das zwischen dem Betriebspotential und dem Bezugspotential liegt,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
das Gleichvorspannungspotential der ersten Elektrode (G1) des ersten Transistors (Q1) ist gleich dem Bezugspotential,
das Gleichvorspannungspotential der dritten Elektrode (S1) des ersten Transistors (Q1) ist gleich dem Bezugspotential,
das der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) zugeführte Potential ist der Mittelwert zwischen dem Betriebspotential und dem Bezugspotential,
zwischen die zweiten Elektrode (D2) und die ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) ist eine Impedanzeinrichtung (R4) geschaltet, die mit dem Kondensator (C8) und der Interelektrodenkapazität zwischen zweiter und erster Elektrode des zweiten Transistors (Q2) zusammenwirkt, um eine Rückkopplung zwischen der zweiten Elektrode (D2) und der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) zu erzeugen,
die Kapazität des Kondensators (C8) ist so gewählt, daß ein gesteuerter Wechselstrompfad hoher Impedanz zwischen der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistor (Q2) und dem Bezugspotential existiert.
eine erste Gleichvorspannungseinrichtung (L2), die mit der ersten Elektrode (G1) des ersten Transistors (Q1) verbunden ist, um dieser ein Gleichvorspannungspotential zuzuführen,
einen zweiten Transistor (Q2) mit ersten und zweiten Elektroden (G2, D2) und einer dritten Elektrode (S2), die mit der zweiten Elektrode (D1) des ersten Transistors (Q1) verbunden ist,
wobei die ersten und zweiten Transistoren (Q1, Q2) jeweils eine Interelektrodenkapazität zwischen zweiter und dritter Elektrode und eine Interelektrodenkapazität zwischen dritter und erster Elektrode aufweisen,
einen Ausgangsanschluß (12) zur Abgabe von HF-Energie an eine Last, der mit der zweiten Elektrode (D2) des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist,
eine Induktivität (L4, L5), die zwischen die zweite Elektrode (D2) des zweiten Transistors (Q2) und einen Anschluß (VDD) für ein Betriebspotential geschaltet ist,
einen Kondensator (C8), der zwischen die erste Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) und das Bezugspotential geschaltet ist,
eine zweite Gleichvorspannungseinrichtung (20), die mit der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist, um dieser ein Potential zuzuführen, das zwischen dem Betriebspotential und dem Bezugspotential liegt,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
das Gleichvorspannungspotential der ersten Elektrode (G1) des ersten Transistors (Q1) ist gleich dem Bezugspotential,
das Gleichvorspannungspotential der dritten Elektrode (S1) des ersten Transistors (Q1) ist gleich dem Bezugspotential,
das der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) zugeführte Potential ist der Mittelwert zwischen dem Betriebspotential und dem Bezugspotential,
zwischen die zweiten Elektrode (D2) und die ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) ist eine Impedanzeinrichtung (R4) geschaltet, die mit dem Kondensator (C8) und der Interelektrodenkapazität zwischen zweiter und erster Elektrode des zweiten Transistors (Q2) zusammenwirkt, um eine Rückkopplung zwischen der zweiten Elektrode (D2) und der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistors (Q2) zu erzeugen,
die Kapazität des Kondensators (C8) ist so gewählt, daß ein gesteuerter Wechselstrompfad hoher Impedanz zwischen der ersten Elektrode (G2) des zweiten Transistor (Q2) und dem Bezugspotential existiert.
2. HF-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das Bezugspotential Massepotential ist.
3. HF-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Gleichvorspannungseinrichtung (20)
einen Ohm'schen Spannungsteiler (R1, R2) enthält.
4. HF-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Gleichvorspannungseinrichtung eine
HF-Drossel (L2) ist, die zwischen die erste Elektrode
(G1) und die dritte Elektrode (S1) des ersten Transistors
(Q1) geschaltet ist.
5. HF-Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (Q1,
Q2) Feldeffekttransistoren sind, wobei die ersten Elektroden
(G1, G2) die Gates, die zweiten Elektroden (D1,
D2) die Drains und die dritten Elektroden (S1, S2) die
Sources sind.
6. HF-Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die Transistoren (Q1, Q2) statische
Induktionstransistoren sind, von denen die zweiten
Elektroden (D1, D2) die Drains und die dritten Elektroden
(S1, S2) die Sources sind.
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