DE3839241A1

DE3839241A1 - Verstaerkerschaltung mit einem verstaerkertransistor

Info

Publication number: DE3839241A1
Application number: DE3839241A
Authority: DE
Inventors: Heinz Rinderle; Walter Beckenbach
Original assignee: Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Atmel Germany GmbH
Priority date: 1988-11-21
Filing date: 1988-11-21
Publication date: 1990-05-23
Also published as: KR0134964B1; DE3839241C2; KR900008761A

Description

Signalverstärkerstufen für Empfänger wie z. B. abstimm bare Vorstufen für FM-Empfänger, zeigen vielfach Schwie rigkeiten hinsichtlich parasitärer Selbsterregung, de ren Frequenz im allgemeinen das Vielfache der Betriebs frequenz der Verstärkerschaltung beträgt. Die Gefahr der parasitären Selbsterregung ist besonders dann gege ben, wenn als Verstärkerelemente Transistoren mit sehr großer Grenzfrequenz eingesetzt werden. Außer vom ver wendeten Verstärkerelement, ist die Gefahr der Entste hung von parasitären Schwingungen auch von der eingangs- und ausgangsseitigen Beschaltung des Verstärkerelemen tes und auch vom Aufbau der Schaltung abhängig.

Es ist bekannt, die Gefahr der parasitären Selbsterre gung dadurch zu vermindern, daß Widerstände, oder als Widerstände wirkende Ferritperlen, in die Zuleitungen des Verstärkerelementes, zum Beispiel in die Emitter- oder Basis- oder Kollektorzuleitung, eingeschaltet wer den. Diese Maßnahme beeinträchtigt jedoch vielfach auch das Verhalten der Verstärkerstufe bei der Betriebsfre quenz. So wird z. B. die Rauschzahl der Verstärkerstufe erhöht, wenn Widerstände, oder als Widerstände wirkende Ferritperlen, in die Zuleitungen der Basis oder des Emitters des Verstärkertransistors eingeschaltet wer den.

Die Fig. 1 zeigt eine bekannte Schaltung einer abstimm baren Vorstufe für einen FM-Empfänger mit dem Bipolar- Transistor 1, dem Eingangsnetzwerk 2 und dem Ausgangs netzwerk 3. Das Antennensignal wird dem Eingangsnetz werk 2 am Schaltungspunkt 4 zugeführt. Das Ausgangssi gnal der Verstärkerstufe wird dem Ausgangsnetzwerk 3 am Schaltungsknoten 5 über den Kondensator 6 der nachfol genden Stufe, z. B. Mischstufe, zugeführt. Dem Schal tungsknoten 8 wird die Betriebsspannung der Verstärker stufe aus der Quelle 9 zugeleitet. Das Eingangsnetzwerk 2 ist über den Emitteranschluß 1 a mit dem Verstärker transistor 1 verbunden. Das Ausgangsnetzwerk 3 ist mit dem Kollektoranschluß 1 b und dem Basisanschluß 1 c ver bunden. Zwischen dem Basisanschluß 1 c und dem Bezugspo tential ist ein Kondensator 10 geschaltet, der für die Betriebsfrequenz den Basisanschluß nach dem Bezugspo tential schaltet. Damit arbeitet der Transistor 1 für die Signalfrequenz in der Basisgrundschaltung.

Das Eingangsnetzwerk 2 beinhaltet einen abstimmbaren Selektionskreis 2 a, bestehend aus der Kreisspule 2 b, der Doppelvaraktordiode 2 c und den zu Transformations zwecken eingesetzten Kondensatoren 2 d und 2 e. Die Spule 2 f dient zur induktiven Auskopplung des Signals an den Transistor 1. Der Widerstand 2 g ist mitbestimmend für den Emitterstrom des Transistors 1. Der Kondensator 2 h überbrückt den Widerstand 2 g für die Signalfrequenz. Zur Abstimmung des Netzwerkes 2 wird über den Zufüh rungswiderstand 2 i die Abstimmspannung 2 j zugeführt.

Das Ausgangsnetzwerk 3 enthält eine Drossel 3 a, über die dem Transistor 1 die Betriebsspannung zugeführt wird. Der Widerstandsteiler mit den Widerständen 3 b und 3 c dient der Einstellung des Basispotentials des Tran sistors 1. Der Kollektor des Transistors 1 ist über den Kondensator 3 d mit einem abstimmbaren Schwingkreis 3 e, bestehend aus der Kreisspule 3 f, der Doppelvaraktordio de 3 g und den Kondensatoren 3 h, 3 i und 3 j verbunden. Die Abstimmspannung 3 l wird über den Zuführungswider stand 3 k dem Schaltungspunkt 3 m der Doppelvaraktordiode 3 g zugeführt, während das Abstimm-Potential der Anoden anschlüsse der Doppelvaraktordiode 3 g über den Wider stand 3 n mit dem Bezugspotential verbunden ist. Die Schaltungsform des Ausgangsnetzwerkes 2 stellt eine π-Schaltung dar, bei der das Frequenzübertragungsver halten der Ausgangssignalspannung am Schaltungsknoten 5 bei der Abstimmfrequenz ein Maximum (maximales Übertra gungsmaß) aufweist, während oberhalb der Abstimmfre quenz eine Polstelle mit minimalem Übertragungsmaß auf tritt. Im allgemeinen ist die Schaltung so bemessen, daß die Polstelle für minimales Übertragungsmaß bei der Spiegelfrequenz auftritt. Bei manchen Ausführungsformen solcher Schaltungen wird zusätzlich ein Kondensator 3 o zwischen die Schaltungspunkte 1 b und 1 c geschaltet. Dieser Kondensator ist in der Fig. 1 gestrichelt dar gestellt.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei Schaltungen nach dem Prinzip der Schaltung der Fig. 1 neben der gewollten Abstimmresonanz im Betriebsfrequenz bereich mehrere, zusätzliche Resonanzen im Frequenzge biet oberhalb des Betriebsfrequenzbereiches auftreten, die unter bestimmten Bedingungen parasitäre Selbsterre gung bewirken. Grundsätzlich treten, über einen höheren Frequenzbereich gesehen, sowohl im Eingangsnetzwerk als auch im Ausgangsnetzwerk einer Verstärkerschaltung sol che parasitären Resonanzen auf. Sie sind bedingt durch, im Schaltbild nicht erkennbare, parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten der Schaltung, einschließlich der parasitären Komponenten des Verstärkerelementes. Solche Resonanzen, in Verbindung mit den unvermeidbaren Ver kopplungen zwischen dem Ausgangs- und Eingangsnetzwerk, sind die Gefahrenherde für die Entstehung parasitärer Schwingungen.

Die Erfahrung zeigt, daß unter Einhaltung vorgegebener Designregeln, z. B. für die Leiterplatte und durch vor gegebene Bauelemente, der Aufbau solcher Verstärker schaltungen keine genügende Sicherheit gegenüber dem Auftreten parasitärer Schwingungen bietet. Der Erfin dung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschal tung anzugeben, bei der möglichst keine parasitäre Selbsterregung auftritt, wobei jedoch gleichzeitig die Bedingung erfüllt ist, daß durch die Unterdrückung der parasitären Selbsterregung das Betriebsverhalten im Betriebsfrequenzbereich nicht beeinträchtigt wird. Die se Aufgabe wird bei einer Verstärkerschaltung mit einem Verstärkertransistor, bei der ein erster Kondensator in Reihe zur Steuerstrecke des Verstärkertransistors ge schaltet ist, durch das Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird im folgenden an einem Ausführungs beispiel erläutert.

Die Fig. 2 zeigt den maßgeblichen Schaltungsteil der Schaltung nach Fig. 1, wobei jedoch nach der Erfindung dafür gesorgt ist, daß keine parasitären Schwingungen auftreten und außerdem auch das Betriebsverhalten im Betriebsfrequenzbereich nicht beeinträchtigt wird. Ge genüber der Schaltung nach der Fig. 1 ist gemäß der Erfindung zusätzlich zum Kondensator 10 eine Induktivi tät 10 b in Reihe zum Kondensator 10 geschaltet. Ein weiterer Kondensator 10 a ist zwischen den Basisanschluß 1 c und das Bezugspotential geschaltet. Die Induktivität 10 b kann als gesondertes Bauteil ausgeführt sein oder durch die Induktivität der Zuleitung oder durch die Eigeninduktivität des Kondensators gebildet sein. Die Fig. 2a stellt die Ersatzschaltung eines Kondensators 10 mit den Zuleitungsinduktivitäten 10 b′ und 10 b′′ dar. Die Induktivität 10 b, bildet mit der Kapazität des Kon densators 10 a einen Parallelresonanzkreis.

Der Impedanzverlauf der erfindungsgemäßen Kombination der Schaltelemente 10, 10 a und 10 b ist in der Fig. 3 dargestellt. Das Netzwerk zeigt danach im Impedanzver lauf 11 eine Serienresonanz an der Stelle 12 und eine Parallelresonanz an der Stelle 13 der Frequenzachse f. Der Betriebsfrequenzbereich f _s liegt oberhalb der Seri enresonanz 12 und unterhalb der Parallelresonanz. Auf grund dieser Konstellation ist für den Betriebsfrequenz bereich praktisch nur die Induktivität 10 b wirksam, wodurch der Wert dieser Induktivität nach Gesichtspunk ten des Betriebsfrequenzbereiches weitgehend frei wähl bar ist, z. B. in Verbindung mit dem Kondensator 3 o in der Schaltung nach der Fig. 1. Über diese Kombination aus Induktivität 10 b und der Kapazität des Kondensators 3 o ist eine Mitkopplung für den Betriebsfrequenzbereich einstellbar, die z. B. das Verstärkungsverhalten der Stufe vorteilhaft beeinflußt. Ferner kann in der erfin dungsgemäßen Schaltung die Serienresonanzfrequenz frei gewählt werden, um bestimmte Eigenschaften der Schal tung, z. B. im Hinblick auf das Regelzeitverhalten bei Einbindung der Vorstufe in einen Regelkreis, zu reali sieren.

Die Parallelresonanzfrequenz (13) bewirkt, daß um die Resonanzfrequenz die Basis des Transistors 1 - wegen der dann großen Impedanz der erfindungsgemäßen Kombina tion - vom Bezugspotential abgekoppelt wird. Dadurch wird die Verstärkung des Systems im Bereich der Paral lelresonanzfrequenz entsprechend reduziert. Bemißt man die Parallelresonanzfrequenz (13) gleich oder nahezu gleich der parasitären Schwingfrequenz, bei der die Schaltung ohne die Erfindung schwingt, so bewirkt die Erfindung die Vermeidung der parasitären Selbsterregung. Da die Parallelresonanzfrequenz (13) im allgemeinen das Vielfache der Betriebsfrequenz beträgt, hat die Erfin dung praktisch keinen Einfluß auf das Betriebsfrequenz verhalten der Verstärkerschaltung. Wie Beobachtungen gezeigt haben, ist die Gefahr der Selbsterregung nur bei solchen Frequenzen gegeben, bei denen, unter Be triebsbedingungen, am Ausgang des Verstärkerelementes (Schaltungsknoten 1 b) oder am Eingang des Verstärker elementes (Schaltungsknoten 1 a), oberhalb des Betriebs frequenzbereiches Parallelresonanz auftritt. Um die Ge fahr der Entstehung von parasitären Schwingungen zu minimieren, ist die Anwendung der Erfindung vorteil haft. In diesem Falle wird die Parallelresonanzfrequenz (13) erfindungsgemäß vorzugsweise im Bereich der para sitären Resonanzfrequenz am Ein- oder Ausgang gewählt. Ferner hat sich gezeigt, daß die parasitären Parallel resonanzen, die die Gefahr des Entstehens parasitärer Schwingungen bewirken, in den untersuchten Schaltungen etwa um den Faktor 4 bis 7 höher liegen als die Be triebsfrequenz.

Für eine Betriebsfrequenz f _s von 100 MHz kann die er findungsgemäße Schaltung für eine FM-Vorstufe beispiels weise wie folgt ausgelegt werden:
parasitäre Parallelresonanz (13) f _P = 5×100 MHz = 500 MHz,
Basisinduktivität (10 b) L _B = 10 nH,
Basisabblockkapazität (10) C _B = 10 nF.

Unter Zugrundelegung dieser Daten ergibt sich
eine Parallelkapazität (10 a) C _P von ca. 10 pF
und eine Serienresonanzfrequenz (12) f _s = 15,9 MHz.

In der Fig. 4 ist eine Weiterbildung der Erfindung dargestellt. Gegenüber der Schaltung nach Fig. 3 ist ein Widerstand 10 c in Reihe zum Kondensator 10 a geschal tet. Der Widerstand 10 c bewirkt eine Dämpfung der Paral lelresonanz (13). Dies kann dann vorteilhaft sein, wenn bei Frequenzen oberhalb der Parallelresonanzfrequenz (13) die Eigen-Serienresonanz des Kondensators 10 a, bedingt durch die Eigeninduktivität 10 d des Kondensa tors 10 a, wirksam wird und dadurch das System in diesem Frequenzbereich zu Instabilitäten neigt. In Schaltungs ausführungen, wo die Verbindungen zwischen den Bautei len der Schaltung in gedruckter Form ausgeführt werden, ist es vorteilhaft, die gewünschte Induktivität des Leitungsweges von 1 c über den Kondensator 10 nach dem Bezugspotential durch entsprechende Leiterbahnbemessung einzustellen. Unter Verwendung von SMD-Bauteilen für die Kondensatoren 10 und 10 a sind mit dieser Methode reproduzierbare Bedingungen erreichbar.

Die Fig. 5 zeigt eine Modifikation der Schaltung nach der Fig. 4. Bei der Schaltung nach der Fig. 5 ist der Kondensator 10 a parallel zur Induktivität 10 e geschal tet. In diesem Falle ist die Eigeninduktivität des Kon densators 10 nicht in den Parallelresonanzkreis einbe zogen. Diese Schaltung kann unter bestimmten Layout- Voraussetzungen vorteilhaft sein.

Die Fig. 6 zeigt eine andere Weiterbildung der Erfin dung. Gegenüber der Schaltung nach der Fig. 4 ist ein Widerstand 1 d in der Kollektorleitung des Transistors 1 vorgesehen. Dieser Widerstand hat die Aufgabe, die Ge fahr der Entstehung parasitärer Schwingungen, insbeson dere für Frequenzen weit oberhalb der Parallelresonanz frequenz (13), zu bewirken. Dadurch, daß die Wirkung dieses Widerstandes bei Frequenzen weit oberhalb der Betriebsfrequenz auftreten soll (erforderlich ist), kann der Wert dieses Widerstandes 1 d sehr klein gewählt werden (z. B. 10 bis 50 Ohm). Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß der Einfluß dieses Widerstandes im Be triebsfrequenzbereich vernachlässigbar klein gehalten werden kann.

In der Fig. 7a ist eine erfindungsgemäße Schaltung dargestellt, bei der die Parallelresonanz (13) durch einen Parallelschwingkreis, bestehend aus der Indukti vität 1 e und der Kapazität 1 f in der Basiszuführung des Transistors 1, erzeugt wird. Die Elemente 1 e, 1 f und der Widerstand 1 d können beispielsweise zusammen mit dem Transistor 1 integriert werden.

Eine entsprechende Ausführungsform zeigt die Fig. 7b. In einem Substratkörper S sind der Transistor 1, der Kondensator 1 f und der Widerstand 1 d monolithisch inte griert. Die Verbindungen der Bauelemente erfolgt mit aufgedampften Leiterbahnen, wobei die Induktivität 1 e durch eine spiralförmige Ausbildung der Leiterbahn vom Transistorbasisanschluß 1 c′ zum Bondpad und danach über den Anschlußdraht 1 g zur Transistoranschlußklemme 1 c gebildet wird. Der Kondensator 1 f ist mit seinem einen Anschluß mit dem inneren Basisanschluß 1 c′ und mit dem anderen Anschluß über das Bondpad 1 h und den Anschluß draht 1 i mit dem Transistoranschluß 1 c verbunden. Da die Parallelresonanzfrequenz (13) bei der Anordnung nach der Fig. 7b durch die Summe der Induktivitäten der Elemente 1 e, 1 g und 1 i, in Verbindung mit der Kapa zität des Kondensators 1 f, bestimmt wird, besteht die Möglichkeit, durch die Länge und Durchmesser der An schlußdrähte 1 g und 1 i die Resonanzfrequenz zu beein flussen. Bei einer Anordnung nach der Fig. 7b läßt sich im Bedarfsfalle der integrierte Parallelschwing kreis abschalten, indem die Verbindung 1 i nicht ausge führt wird.

In einer Weiterbildung der Erfindung läßt sich, ent sprechend der Schaltung nach der Fig. 4, auch der in der Fig. 4 angedeutete Widerstand 10 c sinngemäß, in Reihe zum integrierten Kondensator 1 f, integrieren.

Die Anwendung der Erfindung läßt sich sinngemäß auch auf Verstärkerschaltungen anwenden, bei denen Feldef fekttransistoren anstelle von Bipolartransistoren als Verstärkerbauelemente eingesetzt werden. In diesem Fal le entsprechen den Anschlüssen Basis, Emitter und Kol lektor eines Bipolartransistors die Anschlüsse Gate, Source und Drain eines Feldeffekttransistors.

Claims

1. Verstärkerschaltung mit einem Verstärkertransistor, bei der ein erster Kondensator in Reihe zur Steuerstrec ke des Verstärkertransistors geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Induktivität und ein zweiter Kondensator vorgesehen sind, der zusammen mit dem er sten Kondensator und der Induktivität oder zusammen mit der Induktivität einen Parallelresonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz oberhalb der Betriebsfrequenz der Verstärkerschaltung liegt.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Resonanzfrequenz über einem Mehrfa chen der Betriebsfrequenz liegt.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz zwischem dem Vierfachen und dem Siebenfachen der Betriebsfrequenz liegt.

4. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz einer der parasitären Parallelresonanzfrequenzen am Eingang des Verstärkertransistors entspricht.

5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz einer der parasitären Parallelresonanzfrequenzen am Ausgang des Verstärkertransistors entspricht.

6. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator parallel zum ersten Kondensator geschaltet ist.

7. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität durch die Induktivität der Zuleitungen zum ersten Kondensator gebildet ist.

8. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine gesonderte Indukti vität in Reihe zum ersten Kondensator vorgesehen ist und daß der zweite Kondensator parallel zu dieser In duktivität geschaltet ist.

9. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität so be messen ist, daß sie eine Mitkopplung zwischen Ein- und Ausgang des Verstärkertransistors im Betriebsfrequenz bereich bewirkt.

10. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zum zweiten Kondensator ein Widerstand geschaltet ist.

11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 10, dadurch ge kennzeichnet, daß der Widerstand derart bemessen ist, daß er die Güte des Parallelresonanzkreises reduziert.

12. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zur Ausgangs elektrode des Transistors ein Widerstand geschaltet ist.

13. Verstärkerschaltung nach Anspruch 12, dadurch ge kennzeichnet, daß der in Reihe zur Ausgangselektrode des Transistors liegende Widerstand derart bemessen ist, daß er bei der Betriebsfrequenz möglichst keine Dämpfung der Verstärkung, bei einem Mehrfachen der Be triebsfrequenz jedoch eine Dämpfung der Verstärkung bewirkt.

14. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der in Reihe zur Aus gangselektrode des Transistors liegende Widerstand zu sammen mit dem Transistor integriert ist.

15. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des er sten Kondensators wesentlich größer als die Kapazität des zweiten Kondensators ist.

16. Verstärkerschaltung nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß die Kapazität des ersten Kondensators mindestens 10 mal größer als die Kapazität des zweiten Kondensators ist.

17. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator und die Induktivität zusammen mit dem Verstärkertransi stor integriert sind.

18. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß auch der Widerstand, der in Reihe zur Ausgangselektrode des Transistors liegt, zusammen mit dem zweiten Kondensator, der Induk tivität und dem Verstärkertransistor integriert ist.

19. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität als Leiterbahn ausgebildet ist.

20. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität spiral förmig ausgebildet ist.

21. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die mitintegrierte In duktivität und der mitintegrierte Kondensator über Bond drähte mit einer gemeinsamen externen Anschlußelektrode verbunden sind.

22. Verstärkerschaltung nach Anspruch 21, dadurch ge kennzeichnet, daß die Bonddrähte Teile der Induktivität bilden, die die Parallelresonanz ergibt.

23. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkertransi stor in Basis- oder Gateschaltung betrieben ist.

24. Verstärkerschaltung nach Anspruch 23, dadurch ge kennzeichnet, daß die den Parallelresonanzkreis bilden den Schaltungselemente in der Basisleitung des Verstär kertransistors liegen.