DE19509295A1 - Verstärkerschaltung mit Transistor in Basis-Grundschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung befaßt sich mit einer Verstärkerschaltung für den VHF-Frequenzbereich, insbesondere für die Ein­ gangsverstärkerstufe eines FM-Rundfunkempfängers, wobei als Verstärkerelement ein Bipolar-Transistor mit hoher Grenzfrequenz (Transitfrequenz) in Basis-Grundschaltung eingesetzt wird.

Unter der Basis-Grundschaltung versteht man diejenige Schaltungsform, bei der der Basisanschluß für die Signalfrequenz auf Bezugspotential liegt, dem Emitter­ anschluß das zu verstärkende Signal von der Signal­ quelle zugeführt wird und das verstärkte Signal über den Kollektorkreis ausgekoppelt wird. Die Verwendung einer solchen Schaltung ist - unter der Nebenbedingung gleicher Betriebsleistung und Verstärkung - gegenüber Schaltungen mit Feldeffekttransistoren in Source-Grund­ schaltung beträchtlich weniger empfindlich gegen Inter­ modulation der 2. und 3. Ordnung. Dies beruht im wesentlichen darauf, daß bei der Schaltungsanordnung mit Bipolar-Transistor und Basis-Grundschaltung der Emitter des Transistors von der Quelle her weitgehend stromge­ steuert wird und die Stromsteuerung in der Basis-Grund­ schaltung sehr linear erfolgt - sofern die Signalaus­ steuerung unterhalb der "Übersteuerungsgrenze" liegt, was durch entsprechende Bemessung des Ruhestromes für den Transistor und den Einsatz von Signalabschwächung (Regelung) vor dem Transistoreingang erreicht wird.

Im Gegensatz dazu erfolgt bei den oben erwähnten Verstärkerschaltungen mit Feldeffekttransistoren im wesentlichen eine Spannungssteuerung des Verstärker­ elementes, wodurch deren Nichtlinearitäten der Über­ tragungskennlinie voll wirksam werden. Gegenüber der "landläufigen" Meinung besitzt nämlich der praktische Feldeffekttransistor keine "reine" quadratische Über­ tragungskennlinie, sondern beinhaltet beträchtliche Anteile von Nichtlinearitäten der 3. Ordnung.

Die Tatsache, daß die Übertragungskennlinie des Feld­ effekttransistors "nahezu" quadratisch ist, begünstigt sogar die Entstehung von Intermodulationsstörungen 2. Ordnung. Eine solche Störung kann bei einem FM- Empfänger auftreten, wenn beispielsweise ein stärkeres Fernsehsendersignal im VHF-Bereich, mit der Träger­ frequenz f1, beispielsweise 189,25 MHz (FS-Kanal 7), mit einem stärkeren FM-Rundfunksendersignal, mit der Trägerfrequenz f2, beispielsweise 99,9 MHz, auf die Steuerstrecke des Feldeffekttransistors einwirkt. In diesem Falle entsteht ein Intermodulationsprodukt 2. Ordnung nach der Beziehung: f1-f2=f3. Beispielsweise würde danach bei den oben genannten Frequenzen eine Störfrequenzkomponente f3 von 189,25 MHz - 99,9 MHz = 89,35 MHz entstehen, also eine Störkomponenten, die in das FM-Band (87,5-108 MHz) fällt.

Die Möglichkeit, bei der Verstärkerschaltung mit einem Bipolar-Transistor eine linearisierende Stromsteuerung realisieren zu können, beruht auf der physikalisch bedingten Tatsache, daß trotz der sehr kleinen Ein­ gangsimpedanz (Z11b) des Bipolar-Transistors in Basis- Grundschaltung, nach der Gleichung 1:

Z11b ≈ Vt/IE,

mit der Temperaturspannung Vt ≈ 26 mV und deren Emittergleichstrom IE, eine im Vergleich hierzu weit größere Quellenimpedanz gewählt werden kann, ohne auf ausreichende Stufenverstärkung und kleinere Rauschzahl verzichten zu müssen.

Um mit einem Bipolar-Transistor in einer Vorstufen­ schaltung für VHF-Frequenzsignale ein gutes Großsignal­ verhalten bei kleiner Rauschzahl erzielen zu können, muß der Transistor einen kleinen Basisbahnwiderstand und eine sehr hohe, maximale Transitgrenzfrequenz, beispielsweise 6 GHz, bei höherem Kollektorstrom, bei­ spielweise IC = 30 mA, aufweisen. Solche Transi­ storeigenschaften weist beispielsweise der Transistor mit der Typenbezeichnung BFR93A auf.

Dem großen prinzipiellen Vorteil einer Verstärkerstufe mit hochfrequenten Bipolar-Transistor in Basis-Grund­ schaltung steht allerdings ein größerer Nachteil gegen­ über. Dieser besteht darin, daß bei solchen Schaltungs­ strukturen die Gefahr der parasitären Selbsterregung bei sehr hohen Frequenzen, beispielsweise zwischen 800 MHz bis über 2 GHz, besteht. Entstehen solche Schwingungen, wird die Funktion der Schaltung beträcht­ lich gestört. Solche Störungen können sich in einer Verschlechterung der Grenzempfindlichkeit des Empfängers oder in der Entstehung von zusätzlichen Störfrequenzkomponenten äußern. Die Erfahrung zeigt, daß die Ausführung des Print-Layouts und die verwende­ ten Bauteile außerordentlich Einfluß auf die Gefahr der Entstehung solcher Selbsterregungen haben und daß eine Optimierung des Designs im Hinblick auf die Ausschal­ tung dieser Gefahr außerordentlich schwierig ist. Selbst mittels Nutzung rechnergestützter Simulation der Bedingungen ist dem Problem nicht sicher beizukommen. Dies liegt daran, daß zum einen das Transistormodell meist unzureichend ist und zum anderen die parasitären Komponenten des Print-Layouts und der verwendeten Bau­ teile bis jetzt kaum zu erfassen sind.

Es sind verschiedene Methoden und Richtlinien bekannt, wie die Gefahr von parasitären Selbsterregungen mini­ miert werden kann, indem beispielsweise in die Basis­ oder/und in die Emitter- oder/und in die Kollektorlei­ tung des Transistors einen Widerstand oder eine Ferrit­ perle eingefügt wird, oder daß eine Serienschaltung von Widerstand und Kondensator zwischen Kollektor und Basis des Transistors eingeschaltet wird.

Diese Maßnahmen beeinträchtigen aber zum Teil die Funk­ tion der Schaltung für den Betriebsfrequenzbereich. Beispielsweise erhöht sich das Rauschmaß der Schaltung merklich, wenn in der Basis- oder Emitterleitung ein Widerstand eingeschaltet wird. Die Beseitigung der Gefahr der parasitären Selbsterregung ist meist nur auf experimentellem Wege möglich und erfordert eine große Erfahrung des Experimentators.

Ist eine Schaltung auf diese Weise optimiert, kann nicht ausgeschlossen werden, daß bei nachträglichen Modifikationen im Fertigungsprozeß oder/und in den Bau­ teilen - was gängige Praxis ist - parasitäre Schwin­ gungen wieder auftreten, bzw. eine erneute Optimierung erforderlich wird.

In der Fig. 7 ist eine den Stand der Technik charakte­ risierende Schaltungsanordnung einer Eingangsstufe für einen FM-Rundfunkempfänger gezeigt. Diese Schaltungsan­ ordnung, die von der Signalquelle 1 angesteuert wird, besteht aus dem eingangsseitigen Anpassungs- und Selek­ tionsnetzwerk 2, der aktiven Verstärkeranordnung 3 und dem ausgangsseitigen Anpassungs- und Selektionsnetzwerk 5. Der Schaltungsteil 6 charakterisiert die Mischeran­ ordnung, die der Eingangsstufe normalerweise nachge­ schaltet ist.

Das Anpassungs- und Selektionsnetzwerk 2 hat einerseits die Aufgabe, die Impedanz 1b der Signalquelle 1 mittels des Kapazitätswertes des Kondensators 2a an den elek­ tronisch abstimmbar ausgeführten Resonanz-Schwingkreis bestehend aus der Abstimmdiode 2b und Primärinduktivi­ tät 2c des Transformators (2c/2d), zu transformieren und andererseits die Verstärkeranordnung 3 mittels der Sekundärwicklung 2d an das Netzwerk 2 "anzupassen". Die Anpassung des Netzwerks 2 an die Verstärkeranordnung 3, bzw. die Einstellung der Quellenimpedanz Zs1 für die Verstärkeranordnung 3, wird durch den Induktivitätswert der Sekundärspule 2d und durch den magnetischen Kopplungsfaktor k zwischen der Primärspule 2c und der Sekundärspule 2d bestimmt. Die zur Abstimmung erforder­ liche Abstimmung wird der Klemme 2f und über den Wider­ stand 2e dem Mittelpunkt der Abstimmdiode (BB8O4) zuge­ führt. Zum Abgleich der Resonanzfrequenz ist der Trans­ formator (2c/2d) abgleichbar ausgeführt.

In der Fig. 7a ist zur Erläuterung des Rauschver­ haltens für einen Bipolar-Transistor in Basis-Grund­ schaltung beispielsweise die typische Abhängigkeit des Rauschmaßes NF von der Quellenimpedanz Zs1 (reel) gezeigt. Danach liegt das Rauschmaß-Minimum (ca. 1,2 dB) beispielsweise bei einer Quellenimpedanz von 50 Ω, während die Eingangsimpedanz des Transistors Zin < 5 Ω beträgt.

In Fig. 7b sind die Impedanzverläufe über den Betriebsfrequenzbereich für verschiedene Netzwerkknoten gezeigt. Zin zeigt die Eingangsimpedanz des Transistors zwischen Emitter und Bezugspotential, sie entspricht dem oben erwähnten Transistorparameter Zin. Zs1 charak­ terisiert den typischen Verlauf der Quellenimpedanz, mit der die Verstärkeranordnung 3 angesteuert wird. Dieser Verlauf zeigt immer eine Serienresonanz an der Stelle fs und eine Parallelresonanz an der Stelle fp. Z2g charakterisiert den Verlauf der Impedanz zwischen dem Knoten 2g und dem Bezugspotential. Die auftretende Parallelresonanzfrequenz im Verlauf Z2g stimmt mit der Serienresonanzfrequenz fs für den Verlauf von Zs1 weit­ gehend überein. Der Abgleich, bzw. die Abstimmung des Anpassungs- und Selektionsnetzwerk 2 erfolgt auf der Parallelresonanzufrequenz des Verlaufs von Z2g, die praktisch der Serienresonanzfrequenz fs des Verlaufs von Zs1 entspricht.

Aus diesem Verlauf und Wertebereich von Zs1 bestätigt sich (nochmals) die oben gemachte Aussage , daß bei der praktischen Bemessung der Eingangsschaltung, die den Transistor 3a steuernde Quellenimpedanz Zs1 immer beträchtlich größer ist als die Eingangsimpedanz Zin des Transistors 3a und daß dadurch eine lineare Strom­ steuerung des Transistors 3a ermöglicht wird. Zu erwähnen ist noch, daß Zs1 bei der Frequenz fs im wesentlichen reel sein muß um das Rauschmaß nicht ansteigen zu lassen (Rauschabstimmung).

Der Transistor 3a der Verstärkeranordnung 3 arbeitet in der Basis-Grundschaltung, da über den Kapazitätswert des Kondensator 3b die Basis des Transistors 3a für die Betriebsfrequenz mit dem Bezugspotential verbunden ist. Die Betriebsspannung 4 wird über die HF-Drossel 3e dem Kollektor des Transistors 3a zugeführt. Die Einstellung des Kollektorbetriebsstromes, z. B. 6 mA, erfolgt über die Basisstromeinstellung mittels des Widerstandes 3d. Die HF-Drossel 3e stellt für die Betriebsfrequenz im wesentlichen einen hochohmigen Widerstand dar, so daß der größte Teil des Kollektorsignalstromes über den Kondensator 3h dem ausgangsseitigen Anpassungs- und Selektionsnetzwerk 5 zugeführt werden kann.

Die Serienschaltung von Widerstand 3g und Kondensator 3f sollen zur Vermeidung der parasitären Schwingungen dienen, wobei die Werte, Bauformen und die Lage dieser Bauelemente in Verbindung mit dem Layout der Schaltung und dem gewählten Transistortyp sorgfältig abgestimmt sein muß.

Das ausgangsseitige abstimmbare Anpassungs- und Selek­ tionsnetzwerk 5 soll folgende Aufgaben erfüllen:

• a) normale Vor-Selektion;
• b) erhöhte Unterdrückung der Spiegelfrequenzsignale;
• c) Einstellung der Lastimpedanz (Z1 ≈ 800 Ω) am Transistorausgang für die erforderliche Verstär­ kung;
• d) Einstellung der erforderlichen Quellenimpedanz (Zs2 ≈ 400 Ω) für den Mischereingang.

Dieses ausgangsseitige Anpassungs- und Selektionsnetz­ werk 5, besteht aus der abgleichbaren Spule 5a, der Abstimmdiode 5b, dem Kondensator 5d und dem Widerstand 5e. Das ausgangsseitige Anpassungs- und Selektionsnetz­ werk 5 entspricht der Struktur einer π-Schaltung die grundsätzlich oberhalb der Abstimmfrequenz einen Dämpfungspol in der Übertragungscharakteristik vom Transistorausgang zum Mischereingang aufweist. Durch geeignete Bemessung der Kondensatoren 5c und 5d kann der Dämpfungspol auf die Spiegelfrequenz eingestellt werden. Bei Eingangsschaltungen für herkömmliche FM- Empfänger, mit einer Zwischenfrequenz von fz = 10,7 MHz, liegt die Frequenz des Dämpfungspols beispielsweise um 21,4 MHz höher als die Abstimm­ frequenz. Die Einstellung der Lastimpedanz (Z1) kann mit der Bemessung des Kondensators 3f erfolgen, während die Quellenimpedanz Zs2 für den Mischer 6 auch von den Kapazitätswerten der Kondensatoren 5c und 5d bestimmt wird. Die Zuführung der Abstimmspannung erfolgt über die Klemme 5f und den Widerstand 5e zum Mittelpunkt der Abstimmdiode 5b (BB804). Der Widerstand 5g ist im Vergleich zu der Impedanz Zs2 sehr hochohmig und dient ausschließlich dazu, die Anodenpotentiale der Abstimm­ diode 5b auf Bezugspotential festzulegen.

An Hand der Fig. 8a und Fig. 8b soll der Mechanismus der parasitären Selbsterregung und die damit verbundene Problematik erläutert werden. In der Fig. 8a ist das System der Verkopplungen zwischen dem aktiven Ver­ stärkerelement, d. h. Transistor 7, und dessen externen Beschaltung 8 symbolisch dargestellt. Die Fig. 8b zeigt im Detail die stark vereinfachte Ersatzschaltung des Transistors 7 mit den bekannten Ersatzschaltungs­ elementen Cbe, Cbc, rbb und rbe, der inneren Steuer­ spannung vbe und der, die aktive Wirkung des Transi­ stors charakterisierenden Stromquelle vbe_*S(fx), sowie die durch den Aufbau des Transistorelementes in das Gehäuse bedingten Anschlußinduktivitäten Lb, Lc und Le. Die Bezeichnung S(fx) stellt die "innere", frequenzab­ hängige Steilheit des Transistors dar, dessen Betrag, ab dem Bereich der Grenzfrequenz, mit zunehmender Frequenz abnimmt und dessen Betrag der Phase mit der Frequenz zunimmt.

Für den Frequenzbereich, in dem parasitäre Schwingungen normalerweise auftreten, ist das Netzwerk 8, das die externe Beschaltung des Transistors beschreibt, außer­ ordentlich komplex und für die praktischen Schaltungs­ anordnungen im allgemeinen nicht zu beschreiben.

Grundsätzlich kann jedoch gesagt werden, daß nicht nur die Impedanzen (Z1, Z3 und Z5) zwischen den Transi­ storklemmen B, C, E und dem Bezugspotential vorhanden sind, sondern auch diese miteinander gekoppelt sind, was in der Darstellung in der Fig. 8 durch die Impe­ danzelemente Z2, Z4 und Z6 angedeutet ist.

Für die Betrachtung und für das Verständnis der Ent­ stehung von parasitären Schwingungen Schwingbedin­ gungen, ist es zweckmäßig, die innere Steuerstrecke b′-e des Transistors 9 in der Fig. 8b als Bezug zu wählen. Danach entsteht im System dann für eine Frequenz fx eine Schwingbedingung, wenn bei einer ange­ nommenen Steuerspannung vbe an der Steuerstrecke (b′-e′) und den dadurch bewirkten, aktiven Strom vbe_*S(fx), über das innere und äußere Netzwerk an die Steuer­ strecke (b′-e′), mindestens die gleichgroße Signalspan­ nung mit gleicher Phase zurückgekoppelt wird. Die Erfahrung zeigt, daß solche Rückkopplungsbedingungen, durch die vielfältigen Rückkopplungswege in einem solchen System, immer wieder auftreten können und daß deshalb das Problem der parasitären Selbsterregung so schwer zu beherrschen ist, insbesondere dann, wenn aus Gründen kleiner Rauschzahl und großer Betriebsdynamik (Großsignalfestigkeit) sehr hochfrequente Transistoren bei höheren Betriebsströmungen eingesetzt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei Verstär­ kerschaltungen der oben beschriebenen Art mit Bipolar- Transistor in Basis-Grundschaltung Methoden zur Vermei­ dung von parasitärer Selbsterregung anzugeben. Die Auf­ gabe wird durch eine Verstärkerschaltung mit den Merk­ malen des Anspruchs 1 gelöst. Die vorteilhafte Weiter­ bildung der Erfindung erfolgt gemäß den Merkmalen der abhängigen Ansprüche.

Die Erfindung geht zur Lösung des Problems von einem Ansatz aus, durch den es erstmals möglich ist, die beschriebene hohe Komplexität der parasitären Rückkopp­ lungsbedingungen drastisch zu reduzieren und damit die Behandlung des Problems der parasitären Selbsterregung übersichtlicher und beherrschbar zu machen.

In der Fig. 1 ist die auf diesem Ansatz beruhende erfindungsgemäße Maßnahme zur Vermeidung parasitärer Schwingungen dargestellt. Diese Maßnahme besteht darin, daß ein Kondensator 10 direkt parallel zu den Eingangs­ klemmen des Transistors angeschlossen wird und daß dessen Kapazitätswert so groß bemessen wird, daß für den Frequenzbereich, in dem normalerweise parasitäre Schwingungen auftreten, die Steuerstrecke niederohmig überbrückt ist. Hierbei ist es vorteilhaft und not­ wendig, für den Transistor 3a und für den Kondensator 10 beispielsweise induktivitätsarme SMD-Bauformen zu wählen, und den Kondensator als "Nebenschluß­ kondensator" unmittelbar an den (Basis- und Emitter-) Anschlußklemmen des Transistors 7 zu plazieren. Damit ist eine genügend kleine Serieninduktivität in der Verbindung zwischen dem Nebenschlußkondensator 10 und der inneren Steuerstrecke (b-e′) zu erreichen. Die Bezeichnung SMD ist die Kurzbezeichnung für Surface Mounted Device und charakterisiert eine Bauform von Bauelementen, die kleinste Abmessungen aufweisen und die direkt auf der Platine verlötet werden können.

Die positive Wirkung der Erfindung erklärt sich daraus, daß durch den erfindungsgemäßen Nebenschluß der Steuer­ strecke, die effektive Grenzfrequenz des Verstärker­ elementes drastisch reduziert wird und zusätzlich die Steuerstrecke (b′-e′) von dem externen Netzwerk (8) weitgehend entkoppelt wird, womit gefährliche Rückkopp­ lungen vom Transistorausgang auf die Transistor-Steuer­ strecke (b′-e′) weitgehend unterbunden wird. Die Ent­ kopplung der Transistor-Steuerstrecke von den übrigen Netzwerken wird noch verstärkt, wenn die Zuleitungs­ induktivitäten Lx zwischen dem Nebenschlußkondensator 10 mit dem Kapazitätswert cx, und den inneren Tran­ sistorklemmen b und e′ eine Serienresonanz bilden, deren Resonanzfrequenz fx beispielsweise im Frequenz­ bereich der sonst üblichen parasitären Schwingfrequenz liegt. Dabei ist erfahrungsgemäß diese Serienresonanz­ frequenz nicht kritisch. Als Basis für eine optimale Bemessung der Komponenten Cx und Lx, unter Verwendung eines Transistors mit den Eigenschaften, beispielsweise des Transistortyps BFR93A, gilt nach Gleichung 2:

Bei einer angenommenen Gesamtinduktivität Lx = 1,5 nH und einer Kapazität des Kondensators Cx = 50 pF, würde

betragen und läge damit in dem oben angegebenen Frequenzbereich. Eine gewisse Optimierungsmöglichkeit besteht danach durch die "Wahl" der Induktivität Lx, die beispielsweise durch eine Lageänderung des Kondensators 10 beeinfluß­ bar ist, und dem Kapazitätswert Cx des Kondensators 10.

Eine Weiterführung der erfindungsgemäßen Maßnahmen für die Reduzierung der Gefahr der parasitären Selbsterre­ gung besteht in der Anordnung nach der Fig. 2 darin, einen zweiten Basisanschluß B1 für den Transistor 7 vorzusehen, und den Nebenschlußkondensator 10 zwischen den Emitteranschluß E und dem zweiten Basisanschluß B1 einzuschalten. Dies hat den Vorteil, daß die Maßnahme des Nebenschlusses über den Kondensator 10 wirksamer wird und einen höheren Freiheitsgrad in der Bemessung erlaubt. Der Widerstand 7a in der Fig. 4 stellt ein Beispiel dar, wie der Betriebsstrom über den Basisstrom mittels eines auf dem Transistorchip integrierten Widerstand eingestellt werden kann. Diese Form der Arbeitspunkteinstellung kann auf alle Transistoren der hier beschriebenen Schaltungsanordnungen angewendet werden.

Eine erfindungsgemäße Variante der Anordnung nach der Fig. 2 ist in der Fig. 3 gezeigt. Bei dieser Anord­ nung ist der Nebenschlußkondensator 10′ in das Tran­ sistorgehäuse integriert, wobei wegen der möglichen geringeren Gesamtinduktivität Lx′ ein größerer Kapa­ zitätswert Cx′ für den Kondensator 10 gewählt werden kann. Diese Variante der Erfindung könnte dann vorteil­ haft sein, wenn Transistoren mit noch höherer Grenzfre­ quenz, bei denen der Frequenzbereich der parasitären Schwingungen entsprechend höher liegt, verwendet werden. Die gleichen Bedingungen, wie sie im Zusammen­ hang mit der Schaltung nach Fig. 5 beschrieben wurden, gelten auch, wenn das Transistorchip mittels Chip-on- board-Technologie direkt auf die Platine aufgebracht wird. In diesem Falle muß der Nebenschlußkondensator 10′ in unmittelbarer Nähe des Transistorchips plaziert werden und mit den Transistoranschlüssen b und e (beispielsweise durch bonden) verbunden werden. Aus aufbautechnischen Gründen kann es auch zweckmäßig sein, den Nebenschlußkondensator 10′ durch den Neben­ schlußkondensator 10" zu ersetzen und, wie Fig. 3 gestrichelt dargestellt, mit den Anschlüssen E′ und B′ zu verbinden.

Die Erfahrung hat gezeigt, daß bei Anwendung der Erfin­ dung keine weiteren Maßnahmen zur Vermeidung parasi­ tärer Schwingungen, wie sie beispielsweise weiter oben beschrieben wurden, notwendig sind, wodurch Kosten und Platz für zusätzliche Bauelemente eingespart werden können.

Ein weiterer Bestandteil der Erfindung betrifft die Vermeidung von nachteiligen Effekten der oben beschrie­ benen erfindungsgemäßen Maßnahmen zur Vermeidung para­ sitärer Selbsterregung auf das Betriebsverhalten der Verstärkerschaltung im Betriebsfrequenzbereich. Wie in der Beschreibung zu der Fig. 7a erläutert wurde, sollte für minimales Rauschen die Quellenimpedanz Zs1 im wesentlichen reel sein. Bei der Anwendung des erfindungsgemäßen Nebenschlußkondensator 10, 10′ in der bekannten Schaltungsanordnung nach der Fig. 7, würde diese Bedingung nicht erfüllt werden. Das bedeutet, daß mit zunehmender Kapazität des Nebenschlußkondensators das Rauschmaß erhöht wird. Um diesen Nachteil zu ver­ meiden, wird, in der Weiterführung der Erfindung, das Anpassungs- und Selektionsnetzwerk zwischen Signal­ quelle 1 und Verstärkeranordnung 3, gegenüber dem Anpassungsnetzwerk 2 der bekannten Schaltung nach der Fig. 7 geändert. In der Fig. 4 sind die entsprechen­ den Netzwerkkomponenten, auf die sich erfindungsge­ mäßen, weiterführenden Maßnahmen beziehen, dargestellt. Der erfindungsgemäße Nebenschlußkondensator 10 (10′, 10′′) mit dem Kapazitätswert C10 bildet mit der Zuleitungsinduktivität Ls und der Induktivität der Sekundärspule 2d′ ein Resonanzsystem mit einer Resonanzfrequenz fy nach der Gleichung 3:

Wird die Sekundärspule 2d′ erfindungsgemäß so bemessen, daß fy in den Betriebsfrequenzbereich der Verstärkeran­ ordnung fällt oder zumindest nahe dieses Frequenzbe­ reiches liegt, wird der oben beschriebene, nachteilige Einfluß des erfindungsgemäßen Nebenschlußkondensators (10) vermieden. Die Einstellung der Quellenimpedanz (Zs1), auf beispielsweise 50 Ω, erfolgt erfindungsgemäß durch die Einstellung des Kopplungsfaktors k′ der magnetischen Kopplung zwischen den Spulen 2c und 2d′.

Der für diese erfindungsgemäße Bemessung erforderliche Kopplungsfaktor k′, zwischen den Spulen 2c und 2d′, ist geringer als bei der Bemessung im Netzwerk 2 der bekannten Schaltungsanordnung nach der Fig. 7.

Wegen des geringen, erforderlichen Kopplungsfaktors k′ eignet sich diese Schaltungsanordnung nach der Fig. 4 besonders für die Verwendung von Luftspulen für die Spulen 2c und 2d′, die axial nebeneinander liegend, den für die Einstellung der Quellenimpedanz Zs1 erforder­ lichen Kopplungsfaktor k′ erreichen. Zudem können mit Luftspulen, im Falle der Anwendung in einer FM-Vor­ stufe, höhere Güten als mit Eisenkern-Spulen kleiner Bauform erreicht werden.

Bei der Schaltungsanordnung nach der Fig. 5 bildet die Spule 11c mit dem Nebenschlußkondensator 10 das Reso­ nanzsystem 12 mit der Resonanzfrequenz fy. Im Gegensatz zu der Schaltung nach der Fig. 6 erfolgt die Kopplung zwischen der Signalquelle 1 und dem Resonanzsystem 12 mit der Resonanzfrequenz fy nicht über einen abstimm­ baren Selektionskreis, sondern über ein Reaktanznetz­ werk, bestehend aus den Komponenten 11a und 11b, das einen Serienschwingkreis mit der Resonanzfrequenz fz bildet. Eine solche Schaltungsanordnung ist beispiels­ weise zur breitbandigen Übertragung des Signals von der Signalquelle 1 zum Transistor 3a geeignet. Bei dieser Schaltung wird unter der Bedingung, daß die Resonanz­ frequenzen fy und fz gleich der Signalfrequenz ist, die Quellenimpedanz Zs1 gleich der Signalquellenimpedanz 1b. Für andere Impedanztransformationen zwischen Signalquelle 1 und Transistor 3a, sind entsprechend andere bekannte Netzwerke anzuwenden, wobei das erfin­ dungsgemäße Resonanzsystem fy, analog zu den in den Fig. 4 und 5 beschriebenen, beizubehalten ist.

In der Fig. 6 ist eine erfindungsgemäße Verstärkeran­ ordnung 3′ gezeigt, die an Stelle der Verstärkeranord­ nung 3 in den Schaltungen nach der Fig. 4 und 5 ver­ wendet werden kann. Diese Verstärkeranordnung 3′ ist eine Push-Pull-Anordnung, bestehend aus dem NPN-Tran­ sistor 3a′ und dem PNP-Transistor 3a′′, die eingangs­ seitig und ausgangsseitig für die Signalfrequenz parallel geschaltet sind und denen das Signal an dem gemeinsamen Emitteranschluß E zugeführt wird und das verstärkte Signal von den wechselstrommäßig zusammenge­ schalteten Kollektoren C entnommen wird. Das eingangs­ seitige Anpassungs- und Selektionsnetzwerk 2′′′ ent­ spricht beispielsweise dem Netzwerk 2′ aus der Fig. 4. Das ausgangsseitige Anpassungs- und Selektionsnetzwerk 5 entspricht beispielsweise dem Netzwerk 5 aus der Fig. 7, allerdings mit Abweichungen hinsichtlich deren Bemessung. Die erfindungsgemäßen Nebenschluß­ kondensatoren 10′′′ und 10′′′′ entsprechen den Konden­ satoren 10, 10′ oder 10′′ der Schaltungen nach den Fig. 3 und 4. Da in der Schaltung nach der Fig. 6 zwei Nebenschlußkondensatoren eingesetzt werden, ist das Netzwerk 2′′′ mit einer entsprechend kleineren Induktivität für die Spule 2d′′ im Vergleich zu dem Induktivitätswert der Spule 2d′ nach der Fig. 4 auszu­ statten, damit die Resonanzfrequenz fy wieder den gleichen Wert erreicht.

Eine Verstärkerstufe, die eine Verstärkeranordnung 3′ nach der Fig. 6 verwendet, erzielt bei gleichem Betriebsstrom ein höhere Dynamik als die Eintaktanord­ nung. Insbesondere sind wegen der Symmetrie die Inter­ modulationsprodukte der 2. Ordnung stark unterdrückt.

Die Betriebsversorgung der Transistoren erfolgt von der Versorgungsspannungsquelle 14, wobei der Betriebsstrom über die Widerstände 3g und 3g′ (Basisstromeinstellung) so eingestellt wird, daß an jedem Transistor etwa die halbe Versorgungsspannung anliegt. Die Erfindung kann auch, analog zu der in der Fig. 6 beschriebenen Push- Pull-Anordnungen, auch auf Push-Pull-Anordnungen ange­ wandt werden, bei denen an Stelle der Emitter die Kollektoren der Transistoren direkt miteinander verbun­ den sind.

Claims (11)

1. Verstärkerschaltung mit Bipolar-Transistor (3a) in Basis-Grundschaltung, bei der die den Transistor steuernde Quellenimpedanz (Zs1) im Betriebsfrequenzbe­ reich größer ist als die Eingangsimpedanz des Transi­ stors (Z11b), dadurch gekennzeichnet, daß unmittelbar zwischen dem Basis- und dem Emitteranschluß ein induk­ tivitätsarmer Kondensator (10) angeschlossen ist, dessen Kapazität so groß ist, daß keine parasitäre Schwingungen auftreten können.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß für den induktivitätsarmen Kondensator (10) und für den Transistor (3a) SMD-Bauformen ver­ wendet werden.

3. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (10′, 10′′) und der Transistor (3a) in einem Gehäuse zusam­ mengefaßt sind.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (7) einen zweiten Basisanschluß (B1) besitzt mit dem der Kondensator (10) verbunden ist.

5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (7a), der zur Arbeitsstromeinstellung für den Transistor dient, auf dem Transistorchip integriert ist.

6. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (10, 10′, 10′′) mit der ausgangsseitigen Induktivität (2d, 2d′, 2d′′) des Eingangsnetzwerks (2, 2′, 2′′) ein Reso­ nanzsystem bildet, dessen Resonanzfrequenz (fy) inner­ halb des Betriebsfrequenzbereiches der Verstärkerschal­ tung liegt.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Einstellung der Quellenimpedanz (Zs1) für den Transistor (3a) innerhalb des Eingangsnetz­ werkes (2′) mittels einer magnetischen Kopplung (k′) zwischen dem Resonanzsystem (10, 2d′) und dem Eingangs­ selektionskreis (2′′) eingestellt wird.

8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Transistor (3a) direkt als Transi­ storchip auf der Schaltungsträgerplatine aufgebracht ist.

9. Verstärkerschaltung nach den Ansprüchen 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Selektionskreise im Ein- und Ausgangsnetzwerk (2′ und 5) abstimmbar ausge­ führt sind.

10. Verstärkerschaltung nach den Ansprüchen 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß als abstimmbar ausgeführtes Ausgangsnetzwerk eine Netzwerkstruktur eingesetzt wird, die einen Dämpfungspol für die Spiegelsignalfrequenz aufweist.

11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung zwischen Signalquelle (1) und Transistoreingang nicht über magnetische Kopp­ lung, sondern über ein Reaktanznetzwerk (11a, 11b) erfolgt.