DE4331499C2 - Spannungsgesteuerter Oszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen spannungsgesteuerten Oszillator mit zwei kapazitätsbehafteten Verstärkerstufen, die als monolithisch integriert aufgebaute Darlington-Verstärker mit wenigstens einem Eingangstransistor und mit einem Ausgangstransistor ausgeführt sind, wobei der oder jeder Eingangstransistor eines ersten Darlington-Verstärkers über eine Ausgangsleitung mit einer ein­ stellbaren Steuerspannung zum Verändern der Resonanzfrequenz beaufschlagbar ist, mit einer mit dem ersten Darlington-Verstärker zu einem Schwingkreis zusammenwirkenden Induktivität und mit einer zwischen Ausgangsleitungen der Ausgangstransistoren der Darlington-Verstärker geschalteten Kapazität.

Ein derartiger spannungsgesteuerter Oszillator ist aus Z. Wang, "Multigigahertz Varactorless Si Bipolar VCO IC", Electronic Letters, 12. März 1992, Vol. 28, Nr. 6, S. 548, 549 bekannt. Bei diesem Oszillator ist die Induktivität durch eine offene Mikrostreifenleitung mit auf die gewünschte Resonanzfrequenz abgleichbarer Länge als externes Bauelement gebildet, die mit einem Ende an den Eingang einer als erster Darlington-Verstärker ausgebildeten Verstärkerstufe angeschlossen ist. Als Schwing­ kreiskapazitäten werden die Eingangs-Ausgangs-Kapazitäten der Eingangstransistoren des ersten Darlington-Verstärkers ausge­ nutzt.

Parallel zu dem somit gebildeten Schwingkreis sind jeweils ein Eingangswiderstand an die Eingänge der Eingangstransistoren des ersten Darlington-Verstärkers und die Eingänge der Eingangs­ transistoren eines zweiten Darlington-Verstärkers als weiterer, über eine ausgangsseitige Kapazität gegenphasig gekoppelten Verstärkerstufe geschaltet.

Durch die an einem Ende offene Mikrostreifenleitung ergeben sich aufgrund der Antennenwirkung störende Einkopplungen in den Schwingkreis mit der Folge von insbesondere bei hohen Frequen­ zen nicht mehr tolerierbaren Instabilitäten. Durch die parallel geschalteten Eingangswiderstände ergibt sich zudem eine durch die Dämpfung des Eingangskreises nachteilige Herabsetzung der Güte des Oszillators. Nachteilig ist weiterhin der unsymmetrische Aufbau, der zu nur schwierig aufeinander abzugleichenden Teil­ signalen der gekoppelten Darlington-Verstärker führt. Zudem ist der Ausgangskreis bei hohen Frequenzen nicht an eine hochohmi­ ge Last anschließbar, da sich dann durch den unsymmetrischen Aufbau schwerwiegende Störungen ergeben, sobald die Teilsigna­ le nicht mehr ausgeglichen sind.

Aus der EP 0 220 914 B1 ist ein Schwingkreis mit zwei einstufig­ en Verstärkerstufen mit je einem Bipolartransistor bekannt. Die Basisanschlüsse der Transistoren sind jeweils an eine Induktivität angeschlossen, deren zweite Anschlüsse miteinander verbunden und an die Schaltmasse gelegt sind. Zwischen die Basisanschlüsse der Transistoren ist weiterhin eine Kapazität parallel zu den in Reihe gelegten Induktivitäten geschaltet. Zwischen die Kollektor­ anschlüsse der Transistoren ist eine Last zur Extraktion eines Wechselspannungssignales mit der Frequenz geschaltet. Die In­ duktivitäten sind bei einer integrierten Bauweise des Schaltkreises als externe Bauelemente vorgesehen.

Durch den symmetrischen sowie stromkreismäßig geschlossenen Aufbau des letztgenannten Schwingkreises sind die Teilsignale der Transistoren ausgeglichen und Streufelder mit der Gefahr von Rückkoppelungen vermieden, allerdings weist dieser Schwingkreis den Nachteil auf, daß insbesondere bei hoher Verstärkung durch den Miller-Effekt die effektiv wirkenden Transistorkapazitäten stark ansteigen und den Frequenzgang des Schwingkreises ins­ besondere bei hohen Frequenzen im Gigahertz-Bereich bei einer großen Last nachteilig beeinflussen. Durch die externe Ausführung der Induktivität wird jedoch auch hier die Größe des Gesamt­ aufbaus des Schwingkreises unzweckmäßig vergrößert.

Aus der EP 0 274 243 A2 ist ein Schwingkreis mit zwei aus Feld­ effekttransistoren (FETen) gebildeten Verstärkerstufen bekannt. Zwei Induktivitäten sind über eine Varaktordiode miteinander verbunden, wobei durch Verändern der Steuerspannung der Varaktordiode die Resonanzfrequenz des Schwingkreises ver­ schiebbar ist. Die Teilsignale der beiden FETen sind durch die Induktivitäten um ganzzahlige Vielfache der Schwingungsperiode verschiebbar. Durch die parallel geschalteten FETen ist zwar eine Erhöhung der Ausgangsleistung erreicht, allerdings liefert diese Schaltungsanordnung keine phasenverschobenen Teilsignale, die sich zu einem an zwei Ausgangsanschlüssen abgreifbaren Aus­ gangssignal überlagern.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen spannungsgesteu­ erten Oszillator der eingangs genannten Art zu schaffen, der sich bei ausgeglichenen Teilsignalen auch bei insbesondere hochohmi­ ger Belastung durch einen gleichmäßigen Frequenzgang und ein stabiles Schwingungsverhalten bei hohen Frequenzen auszeichnet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der oder jeder Eingangstransistor des zweiten Darlington-Verstärkers über die Ausgangsleitung mit der einstellbaren Steuerspannung zum Verändern der Resonanzfrequenz beaufschlagbar ist und daß die Eingänge der Eingangstransistoren jedes Darlington-Verstärkers jeweils über eine Induktivität an eine Spannung angeschlossen sind.

Durch den Anschluß des oder jeden Eingangstransistors des zweiten Darlington-Verstärkers an eine über die Eingangs-Aus­ gangs-Kapazität die Resonanzfrequenz bestimmende Steuerspan­ nung und den Anschluß der Eingänge der Eingangstransistoren beider Darlington-Verstärker über Induktivitäten an eine Spannung ist ein stabiles Schwingungsverhalten aufgrund der Streuarmut der stromkreismäßig geschlossenen Induktivitäten erzielt, wobei durch die widerstandsarmen Eingangskreise eine hohe Güte und hohe Grenzfrequenzen des Oszillators erreicht ist.

Weiterhin erzielt man durch die Ausnutzung der Eingangs-Aus­ gangs-Kapazitäten der Eingangstransistoren beider Darlington- Verstärker als über die Steuerspannung veränderbare Schwing­ kreiskapazitäten eine Abstimmung des Oszillators direkt über die ohnehin vorhandenen Transistorkapazitäten, ohne daß diese bei hohen Frequenzen einen störenden Einfluß haben.

Durch den symmetrischen, zweistufigen Aufbau der Darlington- Verstärker sind im hohem Maße ausgeglichene Ausgangssignale in weitgehend von dem Eingangskreis entkoppelten Ausgangskreisen erzielt, so daß auch bei hochohmiger Belastung des spannungs­ gesteuerten Oszillators ein stabiles Ausgangssignal erreicht ist.

Zweckmäßigerweise sind die Darlington-Verstärker über Kom­ pensationstransistoren miteinander gekoppelt sind, wobei die Eingänge der Kompensationstransistoren an den Eingängen der Ausgangstransistoren jeweils eines Darlington-Verstärkers und die miteinander verbundenen Ausgänge der Kompensationstransisto­ ren an dem schaltmassenseitigen Ausgang des jeweils anderen Darlington-Verstärkers angeschlossen sind. Dabei ist es vorteil­ haft, daß sich entsprechende Eingangstransistoren der Darlington- Verstärker mit einer gleichen Spannung beaufschlagbar sind.

In einem Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schwing­ kreises ist die Schaltung in einer mikroelektronischen Technologie, vorzugsweise in einem HEMT- (high electron mobility transistor-) Verfahren, aus­ geführt. Die Verstärkerstufen sind mit Feldeffekt­ transistoren bestückte Darlington-Verstärker, deren versorgungsspannungsseitigen Anschlüsse mit einem Kon­ densator miteinander verbunden sind.

In einem für eine Oszillationsfrequenz von etwa 20 Gigahertz ausgelegten Schwingkreis sind als Indukti­ vitäten zwei integriert ausgeführte Spulen vorgesehen. In einem auf eine Oszillationsfrequenz von etwa 40 Gigahertz abgestimmten Schwingkreis sind die Indukti­ vitäten durch koplanare Leitungen gebildet. Zwei Enden der Induktivitäten sind zusammengeschaltet und an eine virtuelle Masse gelegt. Das jeweilige andere Ende jeder Induktivität ist direkt an jeweils einen Eingang eines Darlington-Verstärkers angeschlossen.

Jeder Darlington-Verstärker weist zwei parallel geschal­ tete Eingangsfeldeffekttransistoren sowie einen an die Source- (Quellen-) Anschlüsse der Eingangsfeldeffekt­ transistoren mit seinem Gate (Tor) angeschlossenen Ausgangsfeldeffekttransistor auf. Die Drain- (Abfluß-) Anschlüsse der Eingangsfeldeffekttransistoren sind jeweils an Steuerspannungen gelegt, mit denen die Oszillationsfrequenz und Phase des Schwingkreises ein­ stellbar sind.

An die miteinander verbundenen Source-Anschlüsse der Eingangsfeldeffekttransistoren ist jeweils ein Gate eines Kompensationsfeldeffekttransistors angeschlossen. Die Source- und Drain-Anschlüsse sind zusammengelegt und an eine jeweils mit dem Drain-Anschluß des Ausgangs­ feldeffekttransistors des anderen Darlington-Verstärkers verbundene Ausgangsleitung angeschlossen. Durch diese Schaltungstechnik ist die maximale Oszillationsfrequenz erhöht und die Lastrückkopplung auf den Schwingkreis reduziert.

Zweckmäßigerweise ist dem Schwingkreis ein Nach­ verstärker mit zwei Sourcefolgerstufen und einer mit den Ausgangssignalen der Sourcefolgerstufen gespeisten Endverstärkerstufe nachgeschaltet.

Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und der nachfolgen­ den Figurenbeschreibung, in der ein bevorzugtes Aus­ führungsbeispiel der Erfindung erläutert ist. Es zeigen:

Fig. 1: einen Schwingkreis mit zwei Darlington-Verstär­ kern,

Fig. 2: eine an den Schwingkreis gemäß der Fig. 1 an­ schließbaren Nachverstärker und

Fig. 3: ein Ausführungsbeispiel für hybrid aufgebaute Induktivitäten bei einer Auslegung mit einem dielektrischen Resonator.

In der nachfolgenden Beschreibung ist das Wort "Feld­ effekttransistor" durch die übliche Abkürzung "FET" abgekürzt. Für die Anschlüsse sind die geläufigen Be­ zeichnungen Drain für den "Abfluß", Gate für das "Tor" und Source für die "Quelle" verwendet.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines Schwingkreises 1, der über eine Spannungsteilerschaltung 2 an eine Ver­ sorgungsspannungsleitung 3 angeschlossen ist. Die Spannungsteilerschaltung 2 weist zwei Dioden 4, 5 und einen ersten Teilerwiderstand 6 auf. Die Dioden 4, 5 und der erste Teilerwiderstand 6 sind in Reihe zwischen eine Schaltmassenleitung 7 und die mit einer negativen Ver­ sorgungsspannung beaufschlagten Versorgungsspannungs­ leitung 3 geschaltet, wobei die Dioden 4, 5 hinter­ einander in Durchlaßrichtung an die Schaltmassenleitung 7 und der erste Teilerwiderstand 6 an die Versorgungs­ spannungsleitung 3 gelegt ist. Weiterhin weist die Spannungsteilerschaltung 2 einen zweiten Teiler­ widerstand 8 auf, der zwischen die Schaltmassenleitung 7 und den Drain-Anschluß eines Versorgungs-FETs 9 ge­ schaltet ist. Das Gate und der Drain-Anschluß des Ver­ sorgungs-FETs 9 sind miteinander verbunden und über einen Anschluß 10 mit einer Stromregelungsspannung beaufschlagbar.

An der Mittelspannung des Spannungsteilers 2 zwischen der Diode 5 und dem ersten Teilerwiderstand 6 ist eine Spannungszuführleitung 11 gelegt. An die Spannungs­ zuführleitung 11 sind die einen Enden von zwei Indukti­ vitäten 12, 13 angeschlossen. Bei einem integriert aufgebauten und für eine Oszillationsfrequenz von etwa 20 Gigahertz ausgelegten Schwingkreis 1 sind die Induk­ tivitäten 12, 13 als integrierte Spulen ausgeführt. Bei einer Auslegung auf eine Oszillationsfrequenz von etwa 40 Gigahertz sind die Induktivitäten 12, 13 als ko­ planare Streifenleitungen vorgesehen.

Das zweite Ende der Induktivität 12 ist über eine Zu­ führleitung 14 an die Gates von zwei Eingangs-FETen 15, 16 angeschlossen. Die Source-Anschlüsse der Eingangs- FETen 15, 16 sind miteinander verbunden und an den Drain-Anschluß eines ersten Stromregelungs-FETs 17 geführt, dessen Source-Anschluß an der Versorgungs­ spannungsleitung 3 liegt. Das Gate des ersten Strom­ regelungs-FETs 17 ist über eine Stromregelungsleitung 18 mit dem Anschluß 10 verbunden.

An die zusammengelegten Source-Anschlüsse der Eingangs- FETen 15, 16 ist das Gate eines Ausgangs-FETs 19 an­ geschlossen. Der Drain-Anschluß des Ausgangs-FETs 19 liegt über einen Lastwiderstand 20 an der Schaltmas­ senleitung 7. Der Source-Anschluß des Ausgangs-FETs 19 ist mit dem Drain-Anschluß eines zweiten Stromregelungs- FETs 21 verbunden, dessen Gate über die Stromregelungs­ leitung 18 an dem Anschluß 10 liegt und dessen Source- Anschluß mit der Versorgungsspannungsleitung 3 verbunden ist. Die so geschalteten Eingangs-FETen 15, 16 und der Ausgangs-FET 19 bilden einen ersten Darlington-Ver­ stärker 22.

Das zweite Ende der Induktivität 13 ist wie das zweite Ende der Induktivität 12 an einen zweiten Darlington- Verstärker 23 angeschlossen, der wie der erste Darling­ ton-Verstärker 22 aus zwei parallel an eine Zuführlei­ tung 24 angeschlossenen Eingangs-FETen 25, 26 und einen Ausgangs-FET 27, dessen Gate an den miteinander ver­ bundenen Source-Anschlüssen der Eingangs-FETen 25, 26 liegt, gebildet ist. Der Drain-Anschluß des Ausgangs- FETs 27 ist über einen Lastwiderstand 28 mit der Schalt­ massenleitung 7 verbunden.

Die Source-Anschlüsse der Eingangs-FETen 25, 26 sind mit dem Drain-Anschluß eines dritten Stromregelungs-FETs 29 verbunden, dessen Gate über die Stromregelungsleitung 18 an dem Anschluß 10 liegt und dessen Source-Anschluß mit der Versorgungsspannungsleitung 3 verbunden ist. Der Source-Anschluß des Ausgangs-FETs 27 ist mit dem Drain- Anschluß eines vierten Stromregelungs-FETs 30 verbunden, dessen Gate über die Stromregelungsleitung 18 ebenfalls an dem Anschluß 10 liegt und dessen Source-Anschluß mit der Versorgungsspannungsleitung 3 verbunden ist.

Die Source-Anschlüsse der Ausgangs-FETen 19, 27 sind über einen Koppelkondensator 31 miteinander verbunden, der die Darlington-Verstärker 22, 23 gegenphasig kapa­ zitiv koppelt.

Die Drain-Anschlüsse der Eingangs-FETen 15, 25 sind an einen ersten Steuerspannungsanschluß 32 und die Drain- Anschlüsse der Eingangs-FETen 16, 26 an einen zweiten Steuerspannungsanschluß 33 angeschlossen. Die Steuer­ spannungsanschlüsse 32, 33 sind mit unterschiedlichen Steuerspannungen beaufschlagbar, so daß die Oszilla­ tionsfrequenz und die Phase des Schwingkreises 1 extern einstellbar sind.

An die Drain-Anschlüsse der Ausgangs-FETen 19, 27 sind zwei Ausgangsleitungen 34, 35 gelegt, die mit Ausgangs­ anschlüssen 36, 37 verbunden sind. An die erste Aus­ gangsleitung 34 des ersten Darlington-Verstärkers 22 sind der Source-Anschluß und Drain-Anschluß eines Kom­ pensations-FETs 38 angeschlossen, dessen Gate mit dem Gate des Ausgangs-FETs 27 des zweiten Darlington-Ver­ stärkers 23 verbunden ist. An der Ausgangsleitung 35 des zweiten Darlington-Verstärkers 23 sind der Source-An­ schluß und Drain-Anschluß eines zweiten Kompensations- FETs 39 angeschlossen, dessen Gate mit dem Gate des Ausgangs-FETs 19 des ersten Darlington-Verstärkers 22 verbunden ist. Die Verschaltung der Kompensations-FETen 38, 39 dient der gegenphasigen Kopplung von parasitären Kapazitäten und zur Erhöhung der maximalen Oszillations­ frequenz sowie der Reduktion von Rückkopplungen der Last an den Ausgangsanschlüssen 36, 37 des Schwingkreises 1.

Die Oszillationsfrequenz des Schwingkreises 1 ist durch die Kapazitäten der FETen 15, 16, 19 des ersten Darling­ ton-Verstärkers 22, der Kapazitäten der FETen 25, 26, 27 des zweiten Darlington-Verstärkers 23 sowie den Indukti­ vitäten 12, 13 und der Kapazität des Koppelkondensators 31 festgelegt und beträgt in diesem Ausführungsbeispiel 17 Gigahertz. Durch Einstellen der Steuerspannung an dem ersten Steuerspannungsanschluß 32 ist die Oszillations­ frequenz um etwa 1,5 Gigahertz verschiebbar. Durch Einstellen der Steuerspannung an dem zweiten Steuer­ spannungsanschluß 33 ist eine Veränderung der Oszilla­ tionsfrequenz um etwa 650 Megahertz einstellbar. Die Oszillationsfrequenz des Schwingkreises 1 ist somit um etwa 10% bezogen auf die Mittenfrequenz einstellbar, ohne daß Veränderungen an dem Schaltungsaufbau notwendig sind.

Die Linienbreite der Oszillationsfrequenz beträgt bei halber Intensität etwa 200 Kilohertz. Die Versorgungs­ spannung ist gegenüber der Schaltmasse negativ und beträgt wenigstens 3 Volt und typischerweise nicht mehr als 5 Volt. Die Stromaufnahme liegt bei etwa 18 Milli­ ampere. Der Schwingkreis 1 ist integriert auf einer Chipfläche von 0,5 Millimeter auf 1 Millimeter aus­ geführt und ist somit um ein Vielfaches kleiner als ein Schwingkreis mit einer externen Mikrostreifenleitung als Induktivität. Durch die Verwendung von Gallium-Arsenid- FETen, welche einen hohen Leitungs-Valenzbandabstand aufweisen, ist weiterhin eine hohe Temperaturstabilität der Oszillationsfrequenz erreicht.

Durch die Verwendung von FETen, der differentiellen Eingangsbeschaltung und der rein kapazitiven Kopplung der Darlington-Verstärker 22, 23 ist ein sehr großer negativer differentieller Eingangswiderstand und einem hohes sowie rauscharmes Ausgangssignal erreichbar. Bei der integrierten Ausführung ist durch den vollkommen symmetrisch ausführbaren Aufbau eine vollständig balancierte Schaltung erhältlich, die zwei in ihren Pegeln ausgewogene Teilsignale liefert.

Die Ausgangsleitungen 34, 35 sind vorteilhafterweise an einen in Fig. 2 als Schaltbild dargestellten Nachver­ stärker 40 angeschlossen. Die Ausgangsleitung 34 liegt an dem Eingang eines zweistufigen, durch Nachverstär­ kungs-FETen 41, 42 gebildeten Sourcefolgers an. Die Ausgangsleitung 35 speist einen weiteren, durch Nach­ verstärkungs-FETen 43, 44 gebildeten zweistufigen Sourcefolger. Die Drain-Anschlüsse der Nachverstärkungs- FETen 41, 42, 43, 44 sind an die Schaltmassenleitung 7 angeschlossen. Die Source-Anschlüsse der Nach­ verstärkungs-FETen 41, 42, 43, 44 liegen über die Drain- Source-Strecke von selbstleitenden Strombegrenzungs- FETen 45, 46, 47, 48 an der Versorgungsspannungsleitung 3, an die die Gates der Strombegrenzungs-FETen 45, 46, 47, 48 angeschlossen sind.

Der Nachverstärker 40 weist weiterhin eine Endver­ stärkerstufe 49 auf, die aus zwei Endverstärkungs-FETen 50, 51 gebildet ist. Das Gate des Endverstärkungs-FETs 50 ist an dem Source-Anschluß des Nachverstärkungs-FETs 42 und das Gate des Endverstärkungs-FETs 51 an dem Source-Anschluß des Nachverstärkungs-FETs 44 an­ geschlossen. Die miteinander verbundenen Source-An­ schlüsse der Endverstärkungs-FETen 50, 51 sind mit dem Drain-Anschluß eines selbstleitenden Strombegrenzungs- FETs 52 verbunden, dessen Gate und Source-Anschluß an der Versorgungsspannungsleitung 3 angeschlossen ist. Die Drain-Anschlüsse der Endverstärkungs-FETen 50, 51 sind an Verstärkerausgangsanschlüsse 53, 54 angeschlossen.

Mit dem dem Schwingkreis 1 nachgeschalteten Nach­ verstärker 40 ist die Impedanz auf einen in der Hoch­ frequenztechnik üblichen Wert von 50 Ohm umsetzbar. Weiterhin ist durch entsprechende Dimensionierung der Strombegrenzungs-FETen 45, 46, 47, 48, 52 der Pegel der Ausgangssignale an den Verstärkerausgangsanschlüssen 53, 54 auf den für die Anwendung geeigneten Wert einstell­ bar. In einem abgewandelten, nicht dargestellten Aus­ führungsbeispiel sind die Strombegrenzungs-FETen über die Gates mit einer Verstärkungssteuerspannung beauf­ schlagbar. Durch Einstellen der Verstärkungssteuer­ spannung ist der Pegel des Ausgangssignales dieses Nachverstärkers einstellbar.

Die Güte des Schwingkreises 1 ist wesentlich von der Güte der Induktivitäten 12, 13 bestimmt. Bei einer hybrid ausgeführten Realisierung des Schwingkreises 1 mit sehr hoher Güte sind die Induktivitäten 12, 13 durch viertelkreisbogenförmige Leiterbahnen 55, 56 ausgeführt, die an einem Ende zusammengeschaltet einen dielektri­ schen Resonator 57 insgesamt halbkreisförmig mit einem Abstand umgeben. Die Leiterbahnen 55, 56 sind über die Spannungszuführungsleitung 11 an die Spannungsteiler­ schaltung 2 angeschlossen. Die Leiterbahn 55 geht mit ihrem anderen Ende in die Zuführleitung 14 und die Leiterbahn 56 mit ihrem anderen Ende in die Zuführlei­ tung 24 über, welche an die Eingangs-FETen 16, 16, 25, 26 der Darlington-Verstärker 22, 23 angeschlossen sind. Der Schwingkreis 1 ist weiterhin vollkommen symmetrisch aufgebaut, so daß die Signale in den Ausgangsleitungen 34, 35 sehr genau gegenphasig bei gleichem Pegel sind. Der dielektrische Resonator 57 ist nach Erstellung des monolithisch integrierten Schaltkreises eingebracht.

Claims (8)

1. Spannungsgesteuerter Oszillator mit zwei kapazitätsbehaf­ teten Verstärkerstufen, die als monolithisch integriert aufge­ baute Darlington-Verstärker (22; 23) mit wenigstens einem Eingangstransistor (15, 16; 25, 26) und mit einem Aus­ gangstransistor (19; 27) ausgeführt sind, wobei der oder jeder Eingangstransistor (15, 16) eines ersten Darlington- Verstärkers (22) über eine Ausgangsleitung (32, 33) mit einer einstellbaren Steuerspannung zum Verändern der Reso­ nanzfrequenz beaufschlagbar ist, mit einer mit dem ersten Darlington-Verstärker (22) zu einem Schwingkreis zusam­ menwirkenden Induktivität und mit einer zwischen Ausgangs­ leitungen der Ausgangstransistoren (19; 27) der Darlington- Verstärker (22; 23) geschalteten Kapazität (31), dadurch gekennzeichnet, daß der oder jeder Eingangstransistor (25, 26) des zweiten Darlington-Verstärkers (23) über die Aus­ gangsleitung (32, 33) mit der einstellbaren Steuerspannung zum Verändern der Resonanzfrequenz beaufschlagbar ist und daß die Eingänge der Eingangstransistoren (15, 16; 25, 26) jedes Darlington-Verstärkers (22; 23) jeweils über eine Induk­ tivität (12; 13) an eine Spannung angeschlossen sind.

2. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Darlington-Ver­ stärker (22; 23) über Kompensationstransistoren (38, 39) miteinander gekoppelt sind, wobei die Eingänge der Kompensationstransistoren (38, 39) an den Eingängen der Ausgangstransistoren (19, 27) jeweils eines Darlington-Verstärkers (22; 23) und die miteinander verbundenen Ausgänge der Kompensationstransistoren (38, 39) an dem schalt­ massenseitigen Ausgang des jeweils anderen Dar­ lington-Verstärkers (23; 22) angeschlossen sind.

3. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich entsprechende Eingangstransistoren (15, 25; 16, 26) der Dar­ lington-Verstärker (22; 23) mit einer gleichen Spannung beaufschlagbar sind.

4. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivitäten (12; 13) durch monolithisch integrierte Spulen gebildet sind.

5. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der 7 Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivitäten (12; 13) als koplanare Mikro­ streifenleitungen ausgeführt sind.

6. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivitäten (12; 13) durch zwei einen kreisbogenförmigen dielektrischen Resonator (57) kreisbogenförmig mit einem Abstand umgebende Leiterbahnen (55, 56) gebildet sind.

7. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Darlington-Verstärker (22; 23) zwei parallele Eingangstransistoren (15, 16; 25, 26) aufweist.

8. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die schaltmassenseitigen Enden der Induktivitäten (12; 13) miteinander verbunden und an einem sta­ bilisierten Spannungsteiler (4, 5, 6) angeschlos­ sen sind.