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Die Erfindung betrifft einen symmetrischen Spannungs-Strom-Wandler mit
einem ersten und einem zweiten Transistor, deren Kollektoren einen ersten bzw. einen
zweiten Kollektoranschluß für einen mit einem gemeinsamen ersten
Stromversorgungsanschluß verbundenen Lastschaltkreis bilden und deren Emitter jeweils mittels eines
Stromversorgungselements mit einem gemeinsamen zweiten Stromversorgungsanschluß
gekoppelt sind, wobei diese Emitter Eingänge des Spannungs-Strom-Wandlers bilden.
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Die Erfindung betrifft auch eine doppelsymmetrische Mischschaltung mit
einem derartigen Spannungs-Strom-Wandler.
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Ein Spannungs-Strom-Wandler dieser Art, der eine Lastschaltung in Form
einer daran angeschlossenen Mischschaltung hat, ist aus der europäischen
Patentanmeldung EP-A1-0131337 bekannt und wird unter anderem in Rundfunk- und
Fernsehempfängern und in Empfängern für die mobile Nachrichtenübertragung verwendet. Das von
beispielsweise einer Antenne stammende Hochfrequenzsignal (HF-Signal) wird in
Gegenphase an die Eingangsanschlüsse des ersten und des zweiten Transistors des
Spannungs-Strom-Wandlers gelegt und von diesem in eine proportionale Stromänderung
umgewandelt, die über den ersten bzw. den zweiten Kollektoranschluß den
Emitterströmen der Transistoren der beiden damit verbundenen Differenzpaare überlagert wird.
Ein diesen Differenzpaaren zugeführtes Mischsignal schaltet ihre Transistoren, so daß
Signale mit der Summe oder der Differenz der Frequenzen des Mischsignals und des
Hochfrequenzsignals an den Kollektoren der Differenzpaare vorhanden sind. Das Signal
mit der Differenz dieser Frequenzen, das ein Mittelfrequenzsignal (MF-Signal) ist, kann
mit Hilfe eines Bandpasses oder eines Tiefpasses für weitere Verarbeitung abgenommen
werden.
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In einer solchen Mischschaltung erzeugen Nichtlinearitäten
Intermodulationsprodukte und Rauschen, die den Dynamikbereich des Empfängers direkt
beeinflussen. Der intermodulationsfreie Dynamikbereich wird als Differenz, ausgedrückt in dB,
zwischen der für merkbaren Empfang benötigten minimalen Signalleistung und der
maximalen Signalleistung, bei der nicht durch Intermodulationsprodukte gestörter
Empfang möglich ist, definiert. Es hat sich gezeigt, daß die Qualität des Spannungs-Strom-
Wandlers hauptsächlich die Qualität der Mischschaltung, d.h. den Dynamikbereich,
bestimmt.
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In der aus der eingangs erwähnten europäischen Patentanmeldung EP-A1-
0131337 bekannten Mischschaltung sind der erste und der zweite Transistor des
Spannungs-Strom-Wandlers als Basisschaltung angeordnet. Das von der Mischschaltung
erzeugte Rauschen und die Verzerrung werden weitgehend durch diese Transistoren und
die Impedanz der zwischen den Eingangsanschlüssen des Spannungs-Strom-Wandlers
angeordneten Signalquelle bestimmt.
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Der Dynamikbereich der Mischschaltung kann vergrößert werden, indem
der Eingangsruhestrom dieser Transistoren erhöht wird, so daß das Verhältnis zwischen
der Impedanz der HF-Signalquelle und der Impedanz dieser Transistoren, die an den
Eingangsanschlüssen des Spannungs-Strom-Wandlers sichtbar wird, vergrößert wird, so
daß diese Transistoren in relativ geringem Ausmaß ausgesteuert werden. Diese Lösung
hat jedoch den Nachteil, daß die Impedanz dieser Transistoren nicht konstant ist, was
auch Verzerrung verursacht. Außerdem kann der Eingangsruhestrom in integrierten
Schaltungen nicht problemlos erhöht werden, da er im allgemeinen im Zusammenhang
mit Verlustleistungsanforderungen auf einen vorgegebenen Wert begrenzt ist.
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Daher liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Spannungs-Strom-
Wandler mit einem größeren linearen Bereich (größeren Dynamikbereich) zu
verschaffen, so daß beispielsweise eine Verbesserung sowohl des Intermodulations- als auch des
Rauschverhaltens erhalten wird, wenn er beispielsweise in einer doppelsymmetrischen
Mischsehaltung der eingangs erwähnten Art verwendet wird. Dies wird
erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß der Spannungs-Strom-Wandler auch ein erstes Differenzpaar
mit einem dritten und einem vierten Transistor enthält, deren Emitter mit einem
gemeinsamen ersten Emitteranschluß verbunden sind, sowie ein zweites Differenzpaar mit
einem fünften und einem sechsten Transistor, deren Emitter mit einem gemeinsamen
zweiten Emitteranschluß verbunden sind, wobei der erste und der zweite
Emitteranschluß jeweils mittels eines Stromversorgungselements mit dem zweiten
Stromversorgungsanschluß verbunden sind, die Basen des vierten und des fünften Transistors mit
den Emittern des ersten bzw. des zweiten Transistors gekoppelt sind, die Kollektoren
des dritten und des sechsten Transistors mit dem ersten bzw. zweiten Kollektoranschluß
oder mit den Emittern des ersten bzw. des zweiten Transistors gekoppelt sind und die
Kollektoren des vierten und des fünften Transistors mit den Basen des ersten bzw. des
zweiten Transistors gekoppelt sind, wobei jeder Kollektor mittels eines
Stromversorgungselements mit dem ersten Stromversorgungsanschluß verbunden ist.
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Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis der Tatsache, daß der Teil des
Eingangssignalstroms, der in den Basen des ersten und des zweiten Transistors fließt,
mittels des ersten bzw. zweiten Differenzpaares zu den Kollektoren des ersten bzw. des
zweiten Transistors addiert wird, oder daß er von deren Emitterströmen subtrahiert
wird. Hierdurch wird erreicht, daß der Signalstrom in dem ersten und dem zweiten
Kollektoranschluß sehr genau gleich dem Eingangssignalstrom des ersten bzw. des
zweiten Transistors. Die logarithmische Basis-Emitter-Spannung dieser Transistoren
wird von dem vierten bzw. fünften Transistor geliefert, wobei jeder der Transistoren
eine hohe Spannungsverstärkung hat. Das heißt, daß der erste und der zweite Transistor
beinahe voll ausgesteuert werden können, so daß der Dynamikbereich des
erfindungsgemäßen symmetrischen Spannungs-Strom-Wandlers größer ist als der des in der
bekannten doppelsymmetrischen Mischschaltung verwendeten Wandlers. Andere
Differenzverstärker mit verbesserter linearer Verstärkung sind beispielsweise aus US-
A 4536717 und EP-A 009543 bekannt, aber sie verwenden einen anderen Ansatz, um
dieses Ergebnis zu erzielen.
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Das von der erfindungsgemäßen Schaltung erzeugte Rauschen wird
hauptsächlich von den Transistoren des ersten und des zweiten Differenzpaares bestimmt. In
einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Rauschbeitrag dieser
Differenzpaare dadurch reduziert, daß, soweit es Signalströme betrifft, die Basen des dritten
und des sechsten Transistors auf festem Potential liegen, daß die Emitter eines siebten
und eines achten Transistors geerdet sind, die Basen des dritten und des sechsten
Transistors mit den Kollektoren des siebten bzw. des achten Transistors verbunden sind,
welche Kollektoren mit dem ersten Stromversorgungsanschluß mit Hilfe eines
Stromversorgungselements und die Basen des siebten und des achten Transistors mit den Basen
des vierten bzw. des fünften Transistors verbunden sind.
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Die Wirkungsweise des siebten und des achten Transistors kann im
wesentlichen mit der von Breitband-Operationsverstärkern verglichen werden, wobei die
Basen die invertierenden Eingänge und die Emitter die nichtinvertierenden Eingänge
bilden, welche Verstärker über das erste bzw. zweite Differenzpaar gegengekoppelt
werden. Diese bevorzugte Ausführungsform der Erfindung hat den Vorteil, daß das von
der Schaltung erzeugte Rauschen jetzt hauptsächlich von dem siebten und achten
Transistor bestimmt wird, die einen relativ niedrigen Eingangsruhestrom haben, so daß ihr
Stromrauschbeitrag niedrig ist. Infolge der Gegenkopplung ist die Eingangsimpedanz
des Spannungs-Strom-Wandlers elektronisch weiter verringert worden.
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Da, wie bereits erwähnt, der vierte und der fünfte Transistor eine hohe
Spannungsverstärkung haben, ist es günstig, diese Verstärkung schmalbandig zu
machen, um instabiles Verhalten des erfindungsgemäßen Spannungs-Strom-Wandlers zu
verhindern. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird dies dadurch
erreicht, daß zwischen der Basis des ersten Transistors und dem ersten Emitteranschluß
bzw. zwischen der Basis des zweiten Transistors und dem zweiten Emitteranschluß
Elemente mit kapazitiver Wirkung angeordnet sind.
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Diese Anordnung liefert keine zusätzliche Verzerrung, da die stark
nichtlinearen Ströme durch diese Elemente mit kapazitiver Wirkung in einer geschlossenen
Schleife durch den vierten bzw. fünften Transistor fließen. Die in dem ersten und dem
zweiten Kollektoranschluß fließenden Ströme bleiben den jeweiligen Eingangströmen
des Spannungs-Strom-Wandlers gleich.
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Um weitere Instabilitäten in der erfindungsgemäßen Schaltung zu
verhindern, sollte die Bandbreite der von dem ersten bzw. dem zweiten Differenzpaar
gebildeten Rückkopplungsschleifen begrenzt werden. In einer weiteren Ausführungsform der
Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß die Kollektoren des siebten und des achten
Transistors jeweils mit Hilfe weiterer Elemente mit kapazitiver Wirkung geerdet sind.
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In noch einer weiteren Ausführungsform der Erfindung können die
weniger günstigen Hochfrequenzeigenschaften des dritten und des sechsten, als Emitterfolger
geschalteten Transistors dadurch verbessert werden, daß weitere Elemente mit
kapazitiver Wirkung zwischen der Basis des dritten Transistors und dem ersten
Emitteranschluß bzw. der Basis des sechsten Transistors und dem zweiten Emitteranschluß
angeordnet sind.
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Wie bereits erwähnt, muß das Signal in Gegenphase an die Emitter des
ersten und des zweiten Transistors gelegt werden. Wenn die Signalquelle potentialfrei
ausgeführt wird, kann sie direkt zwischen die Emitter geschaltet werden. Wenn ein Pol
der Signalspannungsquelle eine feste Spannung führt, weil er beispielsweise geerdet ist,
kann die Eingangsspannung in bekannter Weise mittels eines Transformators mit einer
Primärwicklung und zwei symmetrischen Sekundärwicklungen in Gegenphase an die
Emitter gelegt werden.
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Wenn die Verwendung eines Transformators schwierig oder unerwünscht
ist, beispielsweise in schaltungstechnischer Hinsicht, kann diese Schwierigkeit in noch
einer weiteren Ausführungsform der Erfindung dadurch vermieden werden, daß der
Wandler weiterhin ein drittes und ein viertes Differenzpaar umfaßt, welche
Differenzpaare einen siebten und einen neunten bzw. einen achten und einen zehnten Transistor
enthalten, wobei die Emitter jedes Differenzpaares miteinander und über ein
Stromversorgungselement mit dem zweiten Stromversorgungsanschluß verbunden sind, die Basen
des dritten und des sechsten Transistors mit den Kollektoren des siebten bzw. des achten
Transistors verbunden sind, welche Kollektoren mittels eines Stromversorgungselements
mit dem ersten Stromversorgungsanschluß verbunden sind, die Basen des siebten und
des achten Transistors mit den Basen des vierten bzw. des fünften Transistors
verbunden sind, wobei die Kollektoren des neunten und des zehnten Transistors hinsichtlich
des Signalstroms mit dem ersten Stromversorgungsanschluß gekoppelt sind und die
Basen des neunten und des zehnten Transistors die Eingangsanschlüsse des Spannungs-
Strom-Wandlers bilden.
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Die so gebildete Schaltung hat eine hohe Eingangsimpedanz, und durch
Erdung eines der Eingangsanschlüsse kann eine nicht potentialfreie Signalquelle in
einfacher Weise ohne Verwendung eines Transformators angeschlossen werden. Diese
Ausführungsform der Erfindung kann als ein Ganzes integriert hergestellt werden.
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Wie im Vorstehenden beschrieben worden ist, kann ein
erfindungsgemäßer Spannungs-Strom-Wandler vorteilhafterweise in einer doppelsymmetrischen
Mischschaltung verwendet werden, die ein Differenzpaar mit einem elften und einem zwölften
Transistor umfaßt, deren Emitter miteinander verbunden sind und einen gemeinsamen
Emitteranschluß bilden, sowie ein weiteres Differenzpaar mit einem dreizehnten und
einem vierzehnten Transistor umfaßt, deren Emitter miteinander verbunden sind und
einen gemeinsamen weiteren Emitteranschluß bilden, wobei die Kollektoren des elften
und des dreizehnten Transistors miteinander verbunden sind und einen gemeinsamen
Kollektoranschluß bilden, die Kollektoren des zwölften und des vierzehnten Transistors
miteinander verbunden sind und einen gemeinsamen weiteren Kollektoranschluß bilden,
wobei jeder Kollektoranschluß mittels einer Impedanz mit dem gemeinsamen ersten
Stromversorgungsanschluß verbunden ist, wobei die Basen des elften und des
vierzehnten
Transistors mit einem gemeinsamen Basisanschluß verbunden sind, die Basen des
zwölften und des dreizehnten Transistors mit einem gemeinsamen weiteren
Basisanschluß verbunden sind, zwischen diesen Basisanschlüssen ein Mischsignal angelegt
werden kann und der erste und der zweite Kollektoranschluß des
Spannungs-Strom-Wandlers mit dem jeweiligen Emitteranschluß der Mischschaltung verbunden ist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Figur 1 ein Prinzipschaltbild einer doppelsymmetrischen Mischschaltung,
in der das Eingangssignal an die Basen der Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers
gelegt wird;
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Figur 2 ein Prinzipschaltbild einer doppelsymmetrischen Mischschaltung,
in der die Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers in Basisschaltung angeordnet
sind und in der das Eingangssignal über einen Transformator an ihre Emitter gelegt
wird;
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Figur 3 ein Prinzipschaltbild einer doppelsymmetrischen Mischschaltung
mit einem erfindungsgemäßen Spannungs-Strom-Wandler;
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Figur 4 ein Prinzipschaltbild einer doppelsymmetrischen Mischschaltung
mit einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Spannungs-Strom-
Wandlers;
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Figur 5 ein Prinzipschaltbild einer doppelsymmetrischen Mischschaltung
mit einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Spannungs-Strom-Wandlers; und
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Figur 6 ein Schaltbild einer Praxisausführung der Schaltung von Figur 4,
in der in den Spannungs-Strom-Wandler Kondensatoren aufgenommen sind, um
instabiles Verhalten der Mischschaltung zu verhindern.
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Die in Figur 1 gezeigte doppelsymmetrische Mischschaltung umfaßt ein
Differenzpaar, das von den Transistoren T&sub1; und T&sub2; gebildet wird, die einen
gemeinsamen Emitteranschluß 3 haben, und ein weiteres Differenzpaar, das von den
Transistoren T&sub3; und T&sub4; gebildet wird, die einen weiteren gemeinsamen Emitteranschluß 4
haben. Die Basen der Transistoren T&sub1; und T&sub4; sind mit einem gemeinsamen
Basisanschluß 7 verbunden, während die Basen der Transistoren T&sub2; und T&sub3; mit einem weiteren
gemeinsamen Basisanschluß 8 verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren T&sub1; und
T&sub3; sind mit einem gemeinsamen Kollektoranschluß 5 verbunden, während die
Kollektoren
der Transistoren T&sub2; und T&sub4; mit einem weiteren gemeinsamen Kollektoranschluß 6
verbunden sind. Der Kollektoranschluß 5 ist mittels einer Impedanz 9 mit einem
gemeinsamen ersten Stromversorgungsanschluß 1 und der weitere Kollektoranschluß 6
mittels der Impedanz 10 ebenfalls mit dem ersten Stromversorgungsanschluß 1
verbunden. Die Impedanzen 9 und 10 können beispielsweise Widerstände sein. Ein
Oszillatorsignal Vosc, mit dem die Emitteranschlüsse des ersten und des zweiten Differenzpaares
geschaltet werden, wird den Basisanschlüssen 7 und 8 zugeführt.
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Der Spannungs-Strom-Wandler wird von den Transistoren T&sub5; und T&sub6;
gebildet. Das von beispielsweise einer Antenne stammende HF-Eingangssignal Vin wird
an die Eingangsanschlüsse 14 und 15 gelegt, die mit den Basen der Transistoren T&sub5;
bzw. T&sub6; verbunden sind, deren Kollektoren mit dem Emitteranschluß 3 bzw. dem
weiteren Emitteranschluß 4 verbunden sind. Die Emitter der Transistoren T&sub5; und T&sub6; sind
jeweils über Stromversorgungselemente 11 bzw. 12 mit einem gemeinsamen zweiten
Stromversorgungsanschluß 2 verbunden. Eine Impedanz 13, beispielsweise in Form
eines Widerstandes, ist zwischen die Emitter der Transistoren T&sub5; und T&sub6; geschaltet. Der
erste Stromversorgungsanschluß 1 ist mit einem positiven Pol einer Spannungsquelle
und der zweite Stromversorgungsanschluß 2 mit einem negativen Pol verbunden.
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Das Oszillatorsignal und das HF-Signal werden mittels der Mischschaltung
gemischt, so daß Signale mit der Summe oder der Differenz der Frequenzen des
Oszillatorsignals und des HF-Signals an den Kollektoranschlüssen 5, 6 auftreten. Das Signal
mit der Differenz der Frequenzen, das MF-Signal, kann mit Hilfe eines Bandpasses
oder eines Tiefpasses abgenommen werden.
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Die Transistoren T&sub5; und T&sub6; bilden einen sogenannten Spannungs-Strom-
Wandler, in dem die den Eingangsanschlüssen 14, 15 zugeführte Signalspannung vin in
einen dazu proportionalen, durch die Impedanz 13 fließenden Signalstrom iin
umgewandelt wird, der über den Emitteranschluß 3 und den weiteren Emitteranschluß 4 fließt,
weil die Stromversorgungselemente 11, 12 im idealen Fall eine unendlich hohe
Impedanz haben. In der vorliegenden Anmeldung wird unter dem Begriff
Stromversorgungselement eine Schaltung verstanden, durch die ein gegebener nahezu konstanter
Gleichstrom fließt und deren Impedanz für Wechselstrom relativ groß ist. Obwohl in der
Schaltung von Figur 1 Stromquellen dargestellt sind, kann die angestrebte Wirkung auch
anders realisiert werden, beispielsweise durch Widerstände mit geeignetem Wert.
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Eine Mischschaltung der oben beschriebenen Art hat den Vorteil, daß eine
befriedigende Trennung zwischen dem Eingangssignal, dem Ausgangssignal und dem
Oszillatorsignal erhalten wird, daß wenig Oszillatorleistung benötigt wird und die
Schaltung integrierbar ist. Eigenschaften wie Rauschen und Verzerrung werden
großenteils durch die Transistoren T&sub5;, T&sub6; und den Widerstand 13 bestimmt. Bekannte
Maßnahmen zur Verbesserung dieser Eigenschaften umfassen Aufspalten des
Wandlungswiderstandes 13 in eine Reihenschaltung aus zwei Widerständen mit halb so großem Wert,
während die beiden Stromversorgungselemente 11, 12 durch ein einziges
Stromversorgungselement mit doppeltem Wert ersetzt werden, das zwischen den Verbindungspunkt
der beiden Widerstände von halbem Wert und den zweiten Stromversorgungsanschluß 2
geschaltet wird.
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Es hat sich gezeigt, daß die Linearität und damit das
Intermodulationsverhalten ebenso wie das Rauschverhalten durch Änderung der Weise der Ansteuerung
der Transistoren T&sub5; und T&sub6; des Spannungs-Strom-Wandlers, wie in Figur 2 gezeigt,
verbessert werden können. In dieser Figur sind die Basen der Transistoren T&sub5; und T&sub6;
hinsichtlich des Signalstroms geerdet, während das Eingangssignal zwischen ihren
Emittern angeboten wird, d.h. an den Eingangsanschlüssen 19 bzw. 20. Der Dynamikbereich
der gesamten Mischschaltung ist in dieser Ausführungsform größer als in der Schaltung
von Figur 1, weil dieser jetzt nahezu vollständig durch den Dynamikbereich der so
gebildeten Basisschaltung bestimmt wird.
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Wenn das HF-Signal aus einer sogenannten potentialfreien Quelle stammt,
kann diese in Reihe mit einem Wandlungswiderstand an die Eingangsanschlüsse 19, 20
gelegt werden. Da das HF-Eingangssignal im allgemeinen aus einer Spannungsquelle 17
mit einer Quellenimpenz 18 stammt, wobei ein Pol der Quelle geerdet ist, muß zur
Ansteuerung der Emitter der Transistoren T&sub5; und T&sub6; eine potentialfreie Quelle erzeugt
werden. In Figur 2 ist dies mit Hilfe eines symmetrischen Transformators 16 realisiert
worden, der das HF-Eingangssignal in zwei Signale mit entgegengesetzter Phase
umsetzt. Der Transformator hat eine Primärwicklung 16a, deren eine Seite geerdet und mit
deren anderer Seite die HF-Signalquelle 17 über die Quellenimpedanz 18 verbunden ist.
Der Transformator umfaßt auch zwei Sekundärwicklungen 16b und 16c mit einem
gemeinsamen Anschlußpunkt, der, wie abgebildet, geerdet sein kann und deren andere
Anschlußpunkte mit den Eingangsanschlüssen 19 bzw. 20 verbunden sind.
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Um ein optimales Rausch- und Intermodulationsverhalten zu erhalten,
kann die Linearität der Schaltung mit Hilfe des Verhältnisses der Eingangsimpedanz der
Basisschaltung zur Quellenimpedanz der Signalquelle eingestellt werden. Der Wert der
Eingangsimpedanz der Basisschaltung ist vom Wert des Eingangsruhestroms I&sub0; der
beiden Stromversorgungselemente 11, 12 abhängig. Der Wert der Quellenimpedanz
zwischen den Eingangsanschlüssen 19, 20 kann mit Hilfe des
Transformationsverhältnisses des Transformators 16 eingestellt werden. Wie vorstehend schon erwähnt, sollte das
Verhältnis der transformierten Quellenimpedanz zu der Eingangsimpedanz der
Basisschaltung so groß wie möglich gewählt werden, um eine hohe Linearität zu erhalten.
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Wie eingangs schon bemerkt, hat diese Schaltung den Nachteil, daß die
Eingangsimpedanz der Basisschaltung nicht konstant ist, was zu Verzerrung führt.
Außerdem nimmt durch Erhöhen des Eingangsruhestroms der Transistoren T5&sub3; und T&sub6;
deren Stromrauschbeitrag zu. Wie eingangs bereits erwähnt, ist in integrierten
Schaltungen im Zusammenhang mit der Wärmeabfuhr der gesamten Schaltung die Größe der
Eingangsruheströme begrenzt.
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Figur 3 zeigt das Prinzipschaltbild eines Beispiels für eine
doppelsymmetrische Mischschaltung mit einem erfindungsgemäßen Spannungs-Strom-Wandler.
Zusätzlich zu den bekannten, anhand von Figur 2 beschriebenen Transistoren T&sub5; und T&sub6;
enthält der Spannungs-Strom-Wandler auch zwei aus den Transistoren T&sub7;, T&sub8; bzw. T&sub9;,
T&sub1;&sub0; gebildete Differenzpaare. Die Emitter der Transistoren T&sub7; und T&sub8; des ersten
Differenzpaares sind mit einem gemeinsamen ersten Emitteranschluß 21 und die Emitter der
Transistoren T&sub9; und T&sub1;&sub0; des zweiten Differenzpaares mit einem gemeinsamen zweiten
Emitteranschluß 22 verbunden. Die Basen der Transistoren T&sub7; und T&sub1;&sub0; sind hinsichtlich
des Signalstroms geerdet. Die Kollektoren der Transistoren T&sub5; und T&sub6; bilden einen
ersten bzw. einen zweiten Kollektoranschluß, mit denen die Kollektoren der
Transistoren T&sub7; und T&sub1;&sub0; und der Emitteranschluß 3 und der weitere Emitteranschluß 4 der von
T&sub1;, T&sub2;, T&sub3; und T&sub4; gebildeten Schaltung verbunden sind. Der Kollektor des Transistors
T&sub8; ist mit der Basis des Transistors T&sub5; und über ein Stromversorgungselement 25 mit
dem ersten Stromversorgungsanschluß 1 verbunden. Der Kollektor des Transistors T&sub9;
ist mit der Basis des Transistors T&sub6; und über ein Stromversorgungselement 26 auch mit
dem ersten Stromversorgungsanschluß 1 verbunden. Die Basis des Transistors T&sub8; ist
hinsichtlich des Signalstroms mit dem Emitter des Transistors T&sub5; und die Basis des
Transistors T&sub9; ist hinsichtlich des Signalstroms mit dem Emitter des Transistors T&sub6;
verbunden. Der erste Emitteranschluß 21 und der zweite Emitteranschluß 22 sind
jeweils mittels eines Stromversorgungselements 23 bzw. 24 mit dem zweiten
Stromversorgungsanschluß
2 verbunden. Ein Eingangssignal vin kann in der beschriebenen Weise an
die Eingangsanschlüsse 19, 20 gelegt werden.
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Die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Spannungs-Strom-Wandlers wird
im folgenden anhand des mit dem Emitteranschluß 3 verbundenen Teiles der Schaltung
beschrieben werden. Aufgrund der symmetrischen Struktur der Schaltung arbeitet der
mit dem weiteren Emitteranschluß 4 verbundene Teil in entsprechender Weise.
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Die logarithmische Basis-Emitter-Spannung des Transistors T&sub5; wird vom
Transistor T&sub8; des ersten Differenzpaares geliefert. Unter der Annahme, daß das
Stromversorgungselement 25 ideal ist, ist der in der Kollektorzuleitung des Transistors T&sub8;
fließende Signalstrom gleich dem Signalstrom in der Basiszuleitung des Transistors T&sub5;.
Unter der Annahme, daß auch das Stromversorgungselement 23 ideal ist, ist der in der
Kollektorstecke des Transistors T&sub7; fließende Signalstrom nahezu gleich und
entgegengesetzt zu dem Kollektorstrom des Transistors T&sub8;, also in diesem Fall gleich dem
Basisstrom des Transistors T&sub5;. Da der Kollektor des Transistors T&sub7; mit dem
Emitteranschluß 3 verbunden ist, ist der gesamte in diesem Emitteranschluß 3 fließende
Signalstrom gleich dem Signalstrom in der Emitterzuleitung des Transistors T&sub5;. Bei
Vernachlässigung des Stroms in den Basiszuleitungen der Transistoren T&sub7; und T&sub8; ist der
Eingangsstrom der Schaltung im Eingangsanschluß 19 also sehr genau gleich dem
Signalstrom in dem mit dem Emitteranschluß 3 verbundenen Kollektoranschluß des
Spannungs-Strom-Wandlers.
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Statt daß der Kollektor des Transistors T&sub7; mit dem ersten
Kollektoranschluß des Spannungs-Strom-Wandlers verbunden wird, kann er alternativ mit dem
Emitter des Transistors T&sub5; verbunden werden, wie in Figur 3 mit gestrichelter Linie
angegeben wird. Der in der Kollektorzuleitung des Transistors T&sub7; fließende
Signalstrom, der hinsichtlich seines Wertes gleich dem Basisstrom des Transistors T&sub5; ist, wird
dann von dem Emitterstrom von T&sub5; subtrahiert. Bei Vernachlässigung der Signalströme
in den Basiszuleitungen der Transistoren T&sub7; und T&sub8; gilt auch jetzt, daß der
Eingangsstrom der Schaltung in dem Eingangsanschluß 19 sehr genau gleich dem Signalstrom in
dem ersten Kollektoranschluß ist. Natürlich sollte in der symmetrischen Schaltung der
Kollektor des Transistors T&sub1;&sub0; in entsprechender Weise mit dem Emitter des Transistors T&sub6;
verbunden werden.
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Die Eingangsimpedanz des Spannungs-Strom-Wandiers zwischen den
Eingangsanschlüssen 19, 20 ist jetzt wegen der starken Gegenkopplung um die
Transistoren
T&sub5; und T&sub6; herum viel kleiner, so daß die von den Schwankungen der
Eingangsimpedanz herrührende Verzerrung in einem sehr erheblichen Ausmaß verringert worden
ist. Da die logarithmischen Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T&sub5; und T&sub6; von
den Transistoren T&sub8; bzw. T&sub9; geliefert werden, wobei letztere Transistoren eine hohe
Spannungsverstärkung haben, können die Transistoren T&sub5; und T&sub6; nahezu vollständig
ausgesteuert werden, so daß der Dynamikbereich der Mischschaltung sehr groß ist.
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Das von der Schaltung erzeugte Rauschen wird hauptsächlich durch die
Transistoren des ersten und des zweiten Differenzpaares bestimmt. In der in Figur 4
gezeigten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird mittels der Transistoren
T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; im Vergleich zu der Ausführungsform aus Figur 3 für weitere
Gegenkopplung gesorgt. Der Kollektor des Transistors T&sub1;&sub1; ist mit der Basis des Transistors T&sub7; und
über ein Stromversorgungselement 27 mit dem ersten Stromversorgungsanschluß 1
verbunden. Der Emitter des Transistors T&sub1;&sub1; ist hinsichtlich des Signalstroms geerdet und
seine Basis ist mit der Basis des Transistors T&sub8; verbunden. Der Kollektor des
Transistors T&sub1;&sub2; ist mit der Basis des Transistors T&sub1;&sub0; und über ein Stromversorgungselement
28 mit dem ersten Stromversorgungsanschluß 1 verbunden. Der Emitter des Transistors
T&sub1;&sub2; ist auch hinsichtlich des Signalstroms geerdet und seine Basis ist mit der Basis des
Transistors T&sub9; verbunden. Die in dieser Weise angeordneten Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2;
wirken im wesentlichen als Breitband-Operationsverstärker, wobei die Basen die
invertierenden Eingänge, die Emitter die nichtinvertierenden Eingänge und die Kollektoren
die Ausgänge bilden. Die in dieser Weise gebildeten Operationsverstärker sind über das
erste bzw. zweite Differenzpaar gegengekoppelt.
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Die zwischen den Eingangsanschlüssen 19, 20 liegende Eingangsimpedanz
der Mischschaltung ist in bezug auf die Schaltung aus Figur 3 noch weiter verkleinert
worden, während das Rauschen hauptsächlich durch die Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2;
bestimmt wird, die außerdem einen relativ niedrigen Eingangsruhestrom und demzufolge
einen niedrigen Stromrauschbeitrag haben.
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Wenn jedoch eine stabile hohe Eingangsimpedanz erforderlich ist, können
die Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; in einfacher Weise als Komponenten von Differenzpaaren
ausgebildet werden, wie es beispielsweise in Figur 5 gezeigt wird. Der Emitter des
Transistors T&sub1;&sub1; wird mit dem Emitter des Transistors T&sub1;&sub3; und über ein
Stromversorgungselement 29 mit dem zweiten Stromversorgungsanschluß 2 verbunden. Ebenso wird
der Emitter des Transistors T&sub1;&sub2; wird mit dem Emitter des Transistors T&sub1;&sub4; und über ein
Stromversorgungselement 30 mit dem zweiten Stromversorgungsanschluß 2 verbunden.
Die Kollektoren der Transistoren T&sub1;&sub3; und T&sub1;&sub4; können, wie abgebildet, hinsichtlich des
Signalstroms mit dem ersten Stromversorgungsanschluß 1 verbunden werden. Die Basen
der Transistoren T&sub1;&sub3; und T&sub1;&sub4; bilden jetzt die hochohmigen Eingangsanschlüsse 31, 32
des Spannungs-Strom-Wandlers, wobei zwischen den Anschlüssen 19 und 20
entsprechend der Schaltung nach Figur 1 eine Impedanz 13 angeordnet ist. Im übrigen arbeitet
die Schaltung in der gleichen Weise wie vorstehend anhand von Figur 4 beschrieben,
und sie ist vollständig integrierbar.
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In dem in Figur 4 gezeigten Prinzipschaltbild des bevorzugten
erfindungsgemäßen Spannungs-Strom-Wandlers kann man in jedem der mit dem Emitteranschluß 3
bzw. dem weiteren Emitteranschluß 4 verbundenen Zweige zwei Verstärkungsschleifen
unterscheiden, die zu instabilem Verhalten der Mischschaltung führen könnten. Figur 6
zeigt eine Praxisausführung der Schaltung aus Figur 4, in der an verschiedenen Punkten
Kondensatoren aufgenommen sind, um Instabilitäten in der Schaltung zu verhindern.
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Die Stromversorgungselemente 25, 26, 27 und 28 werden von den
Transistoren Q&sub2;&sub5;, Q&sub2;&sub6;, Q&sub2;&sub7; und Q&sub2;&sub8; mit ihren jeweiligen Widerständen R&sub2;&sub5;, R&sub2;&sub6;, R&sub2;&sub7; und R&sub2;&sub8;
und den Dioden D&sub2;&sub5;, D&sub2;&sub7;, dem Widerstand R&sub3;&sub3; und den Dioden D&sub2;&sub6;, D&sub2;&sub8; und dem
Widerstand R&sub3;&sub4; gebildet, die in bekannter Weise, so wie in Figur 6 gezeigt, angeordnet
sind. Die Stromversorgungselemente 11, 12, 23 und 24 werden von den Widerständen
R&sub1;&sub1;, R&sub1;&sub2;, R&sub2;&sub3; bzw. R&sub2;&sub4; gebildet. Reihenschaltungen aus zwei Dioden D&sub1;&sub1;, D&sub1;&sub3; bzw.
D&sub1;&sub2;, D&sub1;&sub4; sind in die Emitterzuleitungen der Transistoren T&sub1;&sub1; bzw. T&sub1;&sub2; aufgenommen.
Die Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors T&sub5; und der Basis des Transistors
T&sub8; enthält einen Widerstand R&sub5;, und die Verbindung zwischen dem Emitter des
Transistors T&sub6; und der Basis des Transistors T&sub9; enthält einen Widerstand R&sub6; Das
HF-Eingangssignal wird, wie anhand der Figur 2 beschrieben, den Eingangsklemmen 19, 20
mit Hilfe eines symmetrischen Transformators 16 zugeführt.
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Wie im Vorstehenden beschrieben, bilden die Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; im
wesentlichen Breitband-Operationsverstärker, die mit Hilfe des dritten bzw. vierten
Differenzpaares gegengekoppelt sind. Um diese Gegenkopplungssehleifen stabil zu
halten, ist der Kollektor des Transistors T&sub1;&sub1; mittels eines Kondensators C&sub1;&sub1; geerdet, und
der Kollektor des Transistors T&sub1;&sub2; ist mittels eines Kondensators C&sub1;&sub2; geerdet. Die
gesamte Bandbreite wird von diesen Kondensatoren und der effektiven Transduktanz der
Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; festgelegt. Die stets in der Schaltung vorhandenen paaasitären
Kapazitäten haben bereits einen gewissen stabilisierenden Effekt, entsprechend dem
Einfluß von C&sub1;&sub1; und C&sub1;&sub2;.
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Im wesentlichen können an der Basis jedes der Transistoren T&sub5; und T&sub6;
drei frequenzabhängige Impedanzen unterschieden werden, nämlich die
Kollektorimpedanz der Transistoren T&sub8;, T&sub9;, die Impedanz der Stromversorgungselemente 25, 26 und
die Eingangsimpedanz der Transistoren T&sub5; und T&sub6; selbst. Zusammen mit den vorhanden
parasitären Kapazitäten führen diese Impedanzen insgesamt zu einer relativ großen
Zeitkonstante, die eine erste Eckfrequenz f&sub1; in der Frequenzkennlinie der
Offenschleifenverstärkung erzeugt. Die Zeitkonstante der Transistoren T&sub5;, T&sub6; selbst erzeugt eine zweite
Eckfrequenz f&sub2; in der Frequenzkennlinie, wobei f&sub2; größer ist als f&sub1;. Für den Fall der
vollständigen Gegenkopplung, d.h. daß der Transistor T&sub5; den Transistor T&sub8; ansteuert
und der Transistor T&sub6; den Transistor T&sub9;, kann bei der Frequenz f&sub2; eine
Phasenverschiebung von 180º bei Einheitverstärkung auftreten
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Diese Schleife kann durch Erhöhung der ersten Zeitkonstante stabilisiert
werden, so daß sich die vorherrschende Eckfrequenz f&sub1; zu einem niedigeren Wert
verschiebt und die Verstärkung bei der zweiten Eckfrequenz f&sub2; kleiner als Eins wird, wo
durch die Schleife stabil wird. Eine Vergrößerung der Zeitkonstante bei den Basen der
Transistoren T&sub5; und T&sub6; wird mit Hilfe der zwischen diesen Basen und dem ersten
Emitteranschluß 21 bzw. dem zweiten Emitteranschluß 22 angeordneten Kondensatoren C&sub5;,
C&sub6; erreicht.
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Im Prinzip können diese Kondensatoren alternativ zwischen den Basen der
Transistoren T&sub5; und T&sub6; und Erde angeordnet werden. Jedoch werden die durch die
jeweiligen Kondensatoren fließenden Ströme, die infolge der Basis-Emitter-Spannungen
nichtlinear sind, dann über T&sub7;, T&sub8; bzw. T&sub9;, T&sub1;&sub0; zu den Kollektorströmen der jeweiligen
Transistoren T&sub5; und T&sub6; addiert, aber sie fließen nicht in deren Emitterzuleitungen, was
zu Verzerrung führen kann. Indem die betreffenden Kondensatoren C&sub5; und C&sub6; mit dem
ersten Emitteranschluß 21 bzw. dem zweiten Emitteranschluß 22 verbunden werden,
fließen die durch die Kondensatoren fließenden Ströme in geschlossenen, von dem
Kondensator C&sub5; und dem Transistor T&sub8; bzw. dem Kondensator C&sub6; und dem Transistor
T&sub9; gebildeten Schleifen. Die in den Kollektoranschlüssen des
Spannungs-Strom-Wandlers fließenden Signalströme bleiben dann erfindungsgemaß gleich den jeweiligen
Signalströmen in den Emitterzuleitungen der Transistoren T&sub5; bzw. T&sub6;.
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Die relativ schlechten HF-Eigenschaften der als Emitterfolger geschalteten
Transistoren T&sub7; und T&sub1;&sub0; können durch jeweils zwischen deren Basen und Emitter
geschaltete Kondensatoren C&sub7; und C&sub1;&sub0; verbessert werden. Für HF-Signale bilden die
Kondensatoren C&sub7; und C&sub1;&sub0; sogenannte "Vorwärts"-Kapazitäten in den von C&sub7;, C&sub5;, T&sub5;
bzw. C&sub1;&sub0;, C&sub6;, T&sub6; gebildeten Rückkopplungsschleifen.
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Der in Figur 6 verwendete symmetrische Transformator 16, der die an
einer Seite geerdete Signalquelle potentialfrei machen soll, kann durch einen
Differenzverstärker mit einem sogenannten Differentialausgang ersetzt werden. Die Dioden D&sub1;&sub1;,
D&sub1;&sub3; und D&sub1;&sub2;, D&sub1;&sub4; können alternativ durch ein einziges in Reihe geschaltetes Diodenpaar
ersetzt oder für Signalströme entkoppelt werden.
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Die Verwendung des in Figur 6 gezeigten Transformators für eine nicht
potentialfreie Signalquelle kann vermieden werden, indem einer der Eingangsanschlüsse
31 oder 32 in der Schaltung nach Figur 5 geerdet wird und die einseitig geerdete
Signalquelle 17 mit dem anderen freien Eingangsanschluß verbunden wird.
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In der dargestellten Ausführungsform der Erfindung sind alle Transistoren
npn-Transistoren. Stattdessen können natürlich auch pnp-Transistoren verwendet
werden, die jedoch in einer integrierten Schaltung ein schlechteres HF-Verhalten haben als
npn-Transistoren. Es ist natürlich auch möglich, Feldeffekttransistoren anstelle von
Bipolartransistoren zu verwenden und die in dieser Anmeldung verwendeten Begriffe
Emitter, Kollektor und Basis durch die Begriffe Source, Drain bzw. Gate zu ersetzen.
Es ist im Rahmen der Erfindung, wie in den Patentansprüchen definiert, auch möglich,
an verschiedenen Stellen in der Schaltung Widerstände und Kondensatoren zum
Entkoppeln oder zum Erhalten bestimmter anderer Eigenschaften aufzunehmen.
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Obwohl der erfindungsgemäße Spannungs-Strom-Wandler vorstehend
anhand einer Anwendung in einer doppelsymmetrischen Mischschaltung beschrieben
worden ist, sind seine Anwendungsmöglichkeiten natürlich nicht darauf beschränkt.
Andere Anwendungsbereiche sind beispielsweise automatische Verstärkungsregelung,
Impedanzwandler usw.