DE4104980C2 - Verstärkerstufe für niederohmige Wechselspannungs-Quellen - Google Patents
Verstärkerstufe für niederohmige Wechselspannungs-QuellenInfo
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Description
Verstärkerstufen für niederohmige Wechselspan
nungs-Quellen - beispielsweise HF-Empfänger-Eingangs
stufen in Funkempfängern - werden üblicherweise in Bi
polar-Technologie mit einem Transistor in Basisschal
tung bzw. in FET-Technologie mit einem Transistor in
Gateschaltung realisiert. Durch einen großen Kollektor
strom bzw. Drainstrom läßt sich eine hohe Linearität
der Schaltung erreichen; beispielsweise beträgt bei ei
nem Kollektorstrom von 10 mA und einer Quellimpedanz
von 50 Ohm der "Interception Point" - dieser Wert ist
ein Maß für die Nicht-Linearitäten im Kleinsignalbe
trieb - lediglich 10 dBm. Gleichzeitig weist die Basis
schaltung bzw. Gateschaltung recht günstige Rauschei
genschaften auf; beispielsweise erhält man bei einem
Kollektorstrom von 3 mA Verstärker-Rauschzahlen von
2 dB.
Oft müssen von den Verstärkerstufen, beispielsweise in
der Nähe starker Sender, Signale mit hohen Signalpegeln
(+10 dBm oder mehr, was einem Signalspitzenstrom von
20 mA bei 50 Ohm Eingangswiderstand entspricht) verar
beitet werden. Damit die Verstärkerschaltung linear ar
beitet, muß der Kollektorstrom des Eingangstransistors
groß gegenüber diesem Signalspitzenstrom sein; um die
Linearität der Schaltung zu gewährleisten, muß bei hohen
Eingangs-Signalpegeln folglich der Kollektorstrom
erhöht und damit der Arbeitspunkt der Schaltung verschoben
werden. Eine derartige Erhöhung des Kollektorstroms
ist aber nur begrenzt möglich. So entspricht
beispielsweise der Verdoppelung des Kollektorstroms lediglich
eine Erhöhung des Interception Points um 6 dBm.
Einschränkend gilt aber, daß der Interception Point die
Linearitätsbedingungen bei hohen Signalpegeln nur ungenügend
charakterisiert. Eine Erhöhung des Kollektorstroms
hat ebenfalls ein Ansteigen der Rauschzahl zur
Folge, da die Rauschquellen im Transistor eine dem Kollektorstrom
proportionale Rauschleistung abgeben; durch
die erhöhte Verlustleistung ergeben sich Probleme in
der Zuverlässigkeit der Schaltung.
Aus der GB 2 121 635 ist eine Verstärkerstufe für niederohmige
Wechselspannungs-Quellen bekannt, die zwei
komplementäre Transistoren in Basisschaltung aufweist
und bei der eine Linearisierung der Schaltung vorgenommen
werden soll. Außer den beiden genannten Verstärkertransistoren
weist die Verstärkerstufe noch vier weitere
zur Verstärkung dienende Transistoren auf; die beiden
komplementären Verstärkertransistoren sind für die
von der Signalquelle gelieferte Eingangswechselspannung
eingangsseitig nicht parallel geschaltet, da jeder
Emitter der beiden Verstärkertransistoren ein separates
Eingangssignal erhält.
In der Literaturstelle "IBM-Technical Disclosure Bulletin",
Vol. 31, No. 10, p. 304-306, 1989, ist eine
Verstärkerstufe für Digitalsignale beschrieben; diese
dient dazu, digitale Signale bzw. Rechtecksignale zu
treiben, jedoch nicht eine lineare Verstärkung von Analogsignalen
zu realisieren. Die Verstärkerstufe weist
neben zwei bipolaren Verstärkertransistoren zwei weitere
als Feldeffekttransistoren ausgebildete Verstärkertransistoren
auf; die beiden bipolaren Verstärkertransistoren
sind eingangsseitig über Widerstände
parallel miteinander verbunden, ausgangsseitig jedoch
nicht parallel miteinander verbunden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerstufe
anzugeben, die auch bei hohen und veränderlichen
Signalpegeln gute Eigenschaften aufweist, die vom
Anwender für den jeweiligen Anwendungsfall optimiert
vorgegeben werden können.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale
im Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der
Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Verstärkerstufe gemäß der Erfindung wird im wesentlichen
aus zwei komplementären Verstärkertransistoren
in Basisschaltung oder Gateschaltung gebildet, die für
die Wechselspannung eingangsseitig und ausgangsseitig
parallel und gleichspannungsmäßig in Serie geschaltet
sind. Die beiden Halbwellen des Wechselspannungs-Eingangssignals
werden von unterschiedlichen Verstärkertransistoren
verarbeitet - der eine Verstärkertransistor
verstärkt die negative Halbwelle des Eingangssignals,
der komplementäre Verstärkertransistor die positive
Halbwelle; das Ausgangssignal wird durch Addition
der Ausgangssignale beider Verstärkertransistoren gebildet.
Die Eingangsspannung wird dabei den Emitter-
bzw. Source-Elektroden der beiden Verstärkertransistoren
zugeführt, die Ausgangsspannung kann resistiv, kapazitiv
oder mittels Übertrager an den Kollektor- bzw.
Drain-Elektroden der beiden Verstärkertransistoren abgegriffen
werden.
Da beide Halbwellen des Eingangssignals zum Ausgangssignal
der Verstärkerstufe beitragen, können deren Eigenschaften
deutlich verbessert werden. Nicht-lineare Verzerrungen
des Ausgangssignals werden verringert, Störeinflüsse
werden minimiert, da sich die Amplituden der
Störgrößen subtrahieren. Die Stromaufnahme und folglich
das Rauschen der Verstärkerstufe können gegenüber Standard-Verstärkerstufen
reduziert werden. Die Verlustleistung
der Schaltung wird reduziert, daher ergibt sich
bei portablen Geräten eine erhöhte Batterie-Lebensdauer
und in Geräten mit hoher Betriebsdauer eine Steigerung
der Zuverlässigkeit.
Der Anwender kann sich dabei die für ihn vorteilhaften
Eigenschaften bzw. deren Kombination auswählen. Beispielsweise
führt ein gegenüber dem Stand der Technik
reduzierter Kollektorstrom zu verbessertem Rauschverhalten
und gleicher Linearität; oder ein identischer
Kollektorstrom führt zu identischem Rauschverhalten und
wesentlich gesteigerter Linearität.
Ein weiterer Vorteil ist, daß sich die Stromaufnahme
der Verstärkerstufe automatisch dem jeweiligen Bedarf
anpaßt, da ein veränderlicher Signalstrom den Arbeitspunkt
der Verstärkertransistoren in die richtige Richtung
hin verschiebt. Wird beispielsweise die Verstärkerstufe
mit einem großen Signalpegel angesteuert, verschiebt
der Eingangs-Signalstrom den Gleichstrom der
Transistoren zu höheren Werten - die Linearität der
Schaltung steigt also automatisch mit deren Aussteuerung
an.
Die erfindungsgemäße Verstärkerstufe ist daher durch
einen großen Dynamikbereich bzw. dynamischen Aussteuerbereich,
durch geringes Rauschen, geringe Stromaufnahme
und geringe Nicht-Linearitäten charakterisiert.
Die Erfindung soll nachstehend anhand der Fig. 1 bis
8 näher erläutert werden.
In den Fig. 1 bis 3 sind verschiedene Ausführungsformen
der Verstärkerstufe in Bipolar-Technologie dargestellt,
die Fig. 4 zeigt die Übertragungs-Kennlinien
dieser Verstärkerstufen, die Fig. 5 den Ausgangsstrom
der Verstärkerstufe und die Fig. 6 ein Vergleichs-Diagramm
für den Klirrfaktor. In den Fig. 7 und 8
sind weitere Ausführungsformen der Verstärkerstufe in
CMOS-Technologie dargestellt.
Gemäß der Fig. 1 besteht die Verstärkerstufe aus dem
NPN-Verstärkertransistor T1, dem komplementären PNP-Verstärkertransistor
T2, dem Eingangswiderstand bzw.
der Quellimpedanz R1, dem Lastwiderstand R2, den Kondensatoren
CIN, COUT1 und COUT2 sowie den beiden Drosselspulen
L1 und L2. Die Emitter der beiden Verstärkertransistoren
T1, T2 sind am Knotenpunkt K1 miteinander
verbunden, an dem auch die über die Quellimpedanz R1
und den Kondensator CIN geführte Eingangsspannung UIN
anliegt. An den Basen der beiden Verstärkertransistoren
T₁, T₂ liegt die jeweilige Betriebsspannung UB1 bzw.
UB2 an, die Kollektoren sind über die Drosselspulen L1
bzw. L2 an die Versorgungsspannung bzw. an Bezugspotential
angeschlossen und gleichzeitig über die Kondensatoren
C1 und C2 mit dem Knotenpunkt K2 verbun
den. An diesem Knotenpunkt K2 wird auch die Ausgangs
spannung UOUT abgegriffen, beispielsweise über den
Lastwiderstand R2.
Im Ausführungsbeispiel gemäß der Fig. 2 sind die bei
den Kollektoren der Transistoren T1 und T2 am Knoten
punkt K2 miteinander verbunden; die Eingangsspannung
UIN wird über die Quellimpedanz R1 und die beiden Kon
densatoren CIN1 und CIN2 den beiden Emittern der Tran
sistoren T1 und T2 zugeführt, die über Drosselspulen L1
bzw. L2 an die Versorgungsspannung bzw. an Bezugspoten
tial angeschlossen sind. Die Ausgangsspannung UOUT wird
am Knotenpunkt K2 abgegriffen, beispielsweise über den
Kondensator COUT und den Lastwiderstand R2. Um einen
maximalen Aussteuerbereich der beiden Transistoren zu
erhalten, wird die Betriebsspannung UB1 bzw. UB2 der
beiden Transistoren T1 und T2 so nachgeregelt, daß die
Gleichspannung an den Kollektoren gerade der halben
Versorgungsspannung entspricht.
Die Schaltungsanordnung der Verstärkerstufe der Fig. 3
entspricht im wesentlichen derjenigen der Fig. 1; die
Ausgangsspannung UOUT an den Kollektoren der Transisto
ren T1 und T2 wird jedoch mittels des Übertragers Ü ab
gegeben.
Im Gegensatz zu Standard-Gegentakt-Schaltungen kann bei
den in den Fig. 1 und 2 dargestellten Verstär
kerstufen sowohl das Eingangssignal als auch das Aus
gangssignal ohne Verwendung von Übertragern im Eintakt
abgegriffen werden. Im Ausführungsbeispiel der Fig. 1
wird das Ausgangssignal an den Lastwiderstand R2 ange
koppelt, im Ausführungsbeispiel der Fig. 2 an den Aus
gangs-Kondensator COUT und den Lastwiderstand R2.
Die Ausgangssignale der beiden Transistoren können auch
- wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 3 dargestellt -
transformatorisch an den Kollektoren der beiden Transi
storen mittels eines Übertragers summiert werden, wo
durch gegenüber der Schaltungsanordnung in Fig. 1 die
beiden Drosselspulen L1 und L2 sowie die beiden Konden
satoren COUT1 und COUT2 eingespart werden können.
Vorzugsweise wird die gesamte Verstärkerstufe in einem
Integrierten Schaltkreis integriert.
Die Fig. 4 zeigt die Übertragungs-Kennlinie der beiden
in Basisschaltung betriebenen komplementären Transisto
ren; auf der Ordinate ist dabei der Kollektorstrom IC
und auf der Abszisse die Emitterspannung UE aufge
tragen. Die Kurve (a) zeigt die Kennlinie des NPN-Tran
sistors T1 mit dem Arbeitspunkt AP1, die Kurve (b) die
Kennlinie des PNP-Transistors T2 mit dem Arbeits
punkt AP2 und die Kurve (c) die Kennlinie, die sich aus
der Summation der beiden Kennlinien der Einzeltransi
storen ergibt. Desweiteren sind die Eingangsspannung
UIN - Kurve (d) - und der Ausgangsstrom IOUT - Kurve
(e) - eingezeichnet.
Aus der Fig. 4 werden die Vorteile der Verstärkerstufe
evident: Nicht-Linearitäten in den Kennlinien der Ein
zel-Transistoren T1 bzw. T2 werden bei der Addition
eliminiert, die Arbeitspunkte AP1 und AP2 können bei
einem kleinen Ruhestrom I0 gewählt werden, so daß man
kleine Rauschzahlen erhält, und die Arbeitspunkte wer
den bei variablen Signalpegeln der Eingangsspannung UIN
automatisch in die gewünschte Richtung verschoben, so
daß die Dynamik der Verstärkerstufe vollständig erhal
ten bleibt.
In der Fig. 5 sind zeitlicher Verlauf der Eingangs
spannung UIN und der Kollektorströme I1 und I2 der
Transistoren T1 und T2 dargestellt, wobei die Fig. 5a
die Einzelströme I1 und I2 der beiden Transistoren T1
und T2 und die Fig. 5b die Summe der beiden
Ströme (I1+I2) zeigt.
Die Fig. 5a veranschaulicht, daß bei Verwendung ledig
lich eines Transistors T1 oder T2 in der Verstärker
stufe nur ein ganz geringer linearer Aussteuerbereich
gewählt werden kann, und nicht-lineare Verzerrungen
zwangsläufig auftreten. Hingegen steht bei Verwendung
zweier Transistoren in der Verstärkerstufe - die unter
schiedliche Halbwellen des Eingangssignals verarbei
ten - ein sehr großer linearer Aussteuerbereich zur
Verfügung (Fig. 5b).
Die daraus resultierenden Verbesserungen der Eigen
schaften der Verstärkerstufe lassen sich auch quantita
tiv anhand von Zahlenwerten belegen. Exemplarisch dazu
wurde der Klirrfaktor k - ein Maß für die Nicht-Li
nearitäten der Verstärkerstufe - bei verschiedenen Ein
gangsspannungen bei einer Standard-Verstärkerstufe und
einer Verstärkerstufe nach der Erfindung bestimmt, wo
bei die Rauschzahlen beider Schaltungsanordnungen
gleich groß gewählt wurden.
In der Fig. 6 ist der Klirrfaktor über der Eingangs
spannung UIN aufgetragen, wobei die Kurve kS den Ver
lauf bei einer Standard-Verstärkerstufe und die Kurve
kE den Verlauf bei der erfindungsgemäßen Verstärkerstu
fe gemäß Fig. 1 wiedergibt. Ein Vergleich der beiden
Kurven verdeutlicht, daß vor allem bei hohen Signalpe
geln der Eingangsspannung eine wesentliche Reduzierung
des Klirrfaktors und damit eine deutliche Verbesserung
der Linearität erreicht werden kann.
Natürlich kann auch die Rauschzahl und der Ruhestrom
verringert werden - bei dennoch reduzierter Nicht-Li
nearität - wenn man die Verstärkerstufe hinsichtlich
dieser Eigenschaften verbessern will.
In der Fig. 7 ist als weiteres Ausführungsbeispiel
eine Verstärkerstufe in FET-Technologie dargestellt.
Diese Verstärkerstufe entspricht im wesentlichen der
Anordnung der Fig. 2; die beiden komplementären
FET-Transistoren - der NMOS-Transistor T1 und der PMOS-Transistor
T2, die die beiden Bipolar-Transistoren T1
und T2 ersetzen - sind über ihre Drain-Elektroden am
Knotenpunkt K1 miteinander gekoppelt; an diesem Knoten
punkt K1 wird auch das Ausgangssignal UOUT abgegriffen.
Mit CG ist der Gegenkopplungs-Kondensator bezeichnet.
Desweiteren ist als weiteres Ausführungsbeispiel eine
in Fig. 8 dargestellte Schaltung denkbar, bei der die
Source-Elektroden der beiden Feldeffekt-Transistoren T1
und T2 miteinander verbunden sind; die Ausgangsspannung
wird hierbei über die beiden Source-Elektroden am Last
widerstand R2 abgegriffen. Diese Ausführungsform ist im
wesentlichen der entsprechenden Bipolarschaltung aus
der Fig. 1 äquivalent.
Falls MOS-FETs eingesetzt werden, läßt sich die Ver
stärkerstufe in CMOS-Technologie sehr einfach integrie
ren.
Claims (11)
1. Verstärkerstufe für niederohmige Wechselspannungs-Quellen,
mit zwei komplementären Transistoren in Basisschaltung
bzw. Gateschaltung, dadurch gekennzeichnet,
daß die Verstärkerstufe lediglich zwei Verstärkertransistoren
(T₁, T₂) aufweist, daß die Verstärkertransistoren
(T₁, T₂) für die Wechselspannung eingangsseitig
und ausgangsseitig parallel geschaltet sind und daß
die Verstärkertransistoren (T₁, T₂) für die
Versorgungs-Gleichspannung in Serie geschaltet sind.
2. Verstärkerstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangs-Wechselspannung parallel den
Emitter- bzw. Source-Elektroden beider Verstärkertransistoren
(T1, T2) zugeführt wird und daß die Ausgangsspannung
parallel von den Kollektor- bzw. Drain-Elektroden
abgenommen wird.
3. Verstärkerstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die beiden Verstärkertransistoren
(T₁, T₂) Bipolartransistoren sind.
4. Verstärkerstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangsspannung (UIN) den an einem
ersten Knotenpunkt (K1) miteinander verbundenen Emittern
der beiden Verstärkertransistoren (T1, T2) über
einen Kondensator (CIN) zugeführt wird.
5. Verstärkerstufe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Kollektoren der beiden Verstärkertransistoren
(T1, T2) über Spulen (L1, L2) an die Versorgungsspannung
bzw. Bezugspotential angeschlossen
sind und daß die Ausgangsspannung (UOUT) an einem
zweiten Knotenpunkt (K2) abgenommen wird, an dem die
Kollektoren der beiden Verstärkertransistoren (T1, T2)
über Kondensatoren (COUT1, COUT2) miteinander verbunden
sind (Fig. 1).
6. Verstärkerstufe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgangsspannung (UOUT) an einem
zweiten Knotenpunkt (K2) abgenommen wird, an dem die
Kollektoren der beiden Verstärkertransistoren (T1, T2)
über einen Übertrager (Ü) miteinander verbunden sind
(Fig. 3).
7. Verstärkerstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangsspannung (UIN) den Emittern
der beiden Verstärkertransistoren (T1, T2) über Kondensatoren
(CIN1, CIN2) zugeführt wird, daß die Emitter
der beiden Verstärkertransistoren (T1, T2) über Spulen
(L1, L2) an die Versorgungsspannung bzw. Bezugspotential
angeschlossen sind und daß die Ausgangsspannung
(UOUT) an einem Knotenpunkt (K1) abgenommen wird, an
dem die Kollektoren der beiden Verstärkertransistoren
(T1, T2) miteinander verbunden sind (Fig. 2).
8. Verstärkerstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die beiden Verstärkertransistoren
(T1, T2) Feldeffekttransistoren sind.
9. Verstärkerstufe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die Verstärkertransistoren (T1, T2)
MOS-Transistoren sind.
10. Verstärkerstufe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangsspannung (UIN) den Source-Elektroden
der beiden Verstärkertransistoren (T1, T2)
über Kondensatoren (CIN1, CIN2) zugeführt wird, daß die
Source-Elektroden über Spulen (L1, L2) an Bezugspotential
bzw. die Versorgungsspannung angeschlossen sind
und daß die Ausgangsspannung (UOUT) an einem Knotenpunkt
(K2) abgenommen wird, an dem die Drain-Elektroden
der beiden Verstärkertransistoren (T1, T2) miteinander
verbunden sind (Fig. 7).
11. Verstärkerstufe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangsspannung (UIN) den miteinander
verbundenen Source-Elektroden der beiden Verstärkertransistoren
(T1, T2) über einen Kondensator zugeführt
wird, daß die Drain-Elektroden über Spulen an die
Versorgungsspannung bzw. Bezugspotential angeschlossen
sind und daß die Ausgangsspannung an einem Knotenpunkt
abgenommen wird, an dem die Drain-Elektroden der beiden
Verstärkertransistoren (T1, T2) über Kondensatoren miteinander
verbunden sind (Fig. 8).
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