DE2819087A1

DE2819087A1 - Verstaerkerschaltung mit zwei transistoren

Info

Publication number: DE2819087A1
Application number: DE19782819087
Authority: DE
Inventors: Hermann Dipl Ing Dr Berger
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1978-04-29
Filing date: 1978-04-29
Publication date: 1979-11-08
Also published as: FR2424666A1; DE2819087C2; CA1135803A; JPS6012331Y2; GB2020130A; FR2424666B1; JPS54144162A; JPS58166115U; US4287478A; GB2020130B

Description

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PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH, STEINDAIM 94, 2000 HAMBURG

"Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren"

Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren, deren Basiselektroden das Eingangssignal im Gegentakt zugeführt wird, an deren Kollektorelektroden das Ausgangssignal abgenommen wird und deren Emitterelektroden mit einem symmetrischen Widerstandsnetzwerk verbunden sind.

Eine solche Schaltung ist bekannt (z.B. US-PS 3,413,492). Das Widerstandsnetzwerk wird in diesem Fall durch zwei Widerstände gebildet, die über eine Konstantstromquelle mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden sind.

Wird ein derartiger Transistorverstärker niederohmig gespeist, PHD 78-045 - 4 -

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d.h. von einer Signalspannungsquelle, deren Innenwiderstand klein im Vergleich zum Eingangswiderstand des Verstärkers ist, dann ergibt sich ein nichtlinearer Zusammenhang zwischen der den Basen der beiden Transistoren zugeführten Eingangsspannung und den an den Kollektoren abnehmbaren Ausgangssignalen, weil der Kollektorstrom jedes der beiden Transistoren einem oberen Grenzwert zustrebt, der dem von der Stromquelle gelieferten Strom entspricht. Diese Nichtlinearität bzw. die dadurch hervorgerufenen Signalverzerrungen sind um so größer, je größer das Eingangssignal ist.

Es ist bekannt, daß man Verzerrungen durch Gegenkopplung verringern kann. Dadurch wird aber gleichzeitig auch die Verstärkung verringert. Benutzt man eine solche Verstärkerschaltung beispielsweise als Empfängereingangsschaltung, dann lassen sich infolge der Gegenkopplung größere Signale wegen der geringeren Verzerrungen zwar besser verarbeiten, jedoch werden kleinere Signale infolge der Gegenkopplung schlechter verarbeitet, weil sich dann aufgrund der Verstärkungsabnahme das Rauschen der Schaltung stärker bemerkbar macht.

Es ist weiterhin bekannt, daß Transistorverstärker einen weitgehend linearen Zusammenhang zwischen Eingangs- und Ausgangsstrom haben, weil zwischen dem Kollektorstrom und dem Basisstrom ein linearer Zusammenhang besteht (nicht aber zwischen der Basis-Emitter-Spannung und dem Kollektorstrom) . Wenn dieser lineare Zusammenhang ausgenutzt werden soll, muß aber der Signalstrom hochohmig eingespeist werden, d.h. der Innenwiderstand der Signalspannungsquelle muß groß sein im Vergleich zum Eingangswiderstand der Verstärkerschaltung, so daß ein erheblicher Teil der Signalleistung im Innenwiderstand der hochohmigen Signalquelle verlorengehen würde. Außerdem würde der große Innenwiderstand der

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Signalquelle in Verbindung mit den unvermeidlichen Eingangskapazitäten des Transistorverstärkers wie ein Tiefpaß wirken und die höheren Signalfrequenzen bedampfen.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, die bei Steuerung durch eine niederohmige Signalquelle auch große Signale weitgehend verzerrungsfrei verarbeitet, ohne daß die Signalverstärkung wesentlich herabgesetzt wird.

Ausgehend von einer Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Widerstandsnetzwerk de Emitterelektroden mit einem Punkt konstanten Potentials verbindet und so bemessen ist, daß die Steilheit jedes der beiden Transistoren um den Faktor a kleiner ist als der Wert I^n/Um, ^w°t>^ei Im ^"^er Kollektorruhestrom eines jeden Transistors, IL₁ die Temperaturspannung und a ein Faktor zwischen 0,47 und 0,78, vorzugsweise zwischen 0,57 und 0,70, ist. Als Steilheit ist dabei der Quotient aus dem Kollektorsignalstrom eines Transistors und dem zwischen der Basis und dem Punkt konstanten Potentials anliegenden Eingangssignal dieses Transistors für kleine Eingangssignalamplituden bezeichnet (gleichwohl kann die Schaltung auch mit sehr großen EingangsSignalamplituden betrieben werden, wie später noch erläutert wird). Die Transistoren müssen dabei einen exponentiellen Zusammenhang zwischen Kollektorstrom und Basis-Eraitterspannung aufweisen, was bei den bipolaren Transistoren in der Regel der Fall ist. Als Kollektorruhestrom Ip₀ istdabei der Gleichstrom bezeichnet, der jeden der beiden Transistoren durchfließt, wenn kein Eingangssignal anliegt. Die Temperaturspannung ergibt sich bekanntlich aus der Gleichung kT/q, wobei k die BoItzman-Konstante, T die absolute Temperatur und q die Elementarladung ist. Die Temperatürspannung Um beträgt bei Zimmertemperatur etwa 25,2 mV. Die Transistoren werden gleichstrommäßig symmetrisch betrieben.

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Bei einer derartigen Schaltung ergibt sich eine gute Linearität zwischen Eingangsspannung und der Differenz der Kollektorströme. Venn diese Linearität ausgenutzt werden soll, muß das Eingangssignal so zugeführt werden, daß die Eingangsspannung, d.h. die Spannung zwischen den Basen der Elektroden bzw. zwischen jeder der beiden Basen und dem Punkt konstanten Potentials, nicht verzerrt wird. Das Signal muß also niederohmig eingespeist werden. Außerdem muß die Basisstromversorgung ebenfalls einen niedrigen Innenwiderstand aufweisen.

Die optimale Einstellung ergibt sich nach einer Weiterbildung der Erfindung ungefähr dann, wenn der Faktor a ungefähr 0,64 beträgt. Im einfachsten Fall kann das Widerstandsnetzwerk durch je einen Widerstand zwischen den Emittern der Transistoren und dem Punkt konstanten Potentials realisiert werden. Bekanntlich errechnet sich die Steilheit S eines Transistors mit einem Widerstand R in der Emitterzuleitung nach der Formel

S = S₀/(1+S₀R),

wobei Sq die Steilheit ist, die sich ergibt, wenn kein Emitterwiderstand vorhanden ist. Bekanntlich gilt hierfür Sq = IpQ/Um. Erfindungsgemäß muß also gelten: S = aS₀ = S₀AI₊S₀R).

Daraus folgt:

R = (1 - a)/aS_Q bzw.
R = (1 - a)U_T/aI_C0.

Bei der erfindungsgemäßen Bemessung von a ergibt sich dann, daß der Emitterwiderstand R zwischen 0,28 U_T/l_C0 und 1,12 U_T/I liegen soll, vorzugsweise zwischen 0,42 U_T/I_C0 und 0,75 ^υ _τ/ΐρ₀, wobei das Optimum bei ungefähr 0,56 U_T/I_C0 liegt, und daß zwischen die Emitter der Transistoren und den Punkt konstanten Potentials je ein Widerstand geschaltet ist, dessen Größe

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wenigstens annähernd 0,56 Um/I^Q beträgt. Bei einem Kollektorruhestrom von 1 mA pro Transistor ergeben sich also minimale Verzerrungen, wenn in den EmitterZuleitungen jeweils Widerstände von etwa 14 Ohm eingeschaltet sind.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltung, Fig. 2 die Abhängigkeit der Differenz der Kollektorströme

von der Spannung zwischen den Basen der Transistoren, Fig. 3 bis 5 verschiedene Abwandlungen der Schaltung nach Fig. 1.

Die Schaltung enthält zwei Transistoren 1 und 2, deren Emitterelektroden über zwei gleich große Widerstände R jeweils mit Masse verbunden sind, während die Kollektorelektroden über je einen Widerstand 3 (die beiden Kollektorwiderstände sind ebenfalls gleich groß) mit dem positiven Pol einer nicht näher dargestellten Versorgungsspannungsquelle verbunden sind. Die Signalspannung wird den Basen der Transistoren 1, 2 über einen Übertrager 4 zugeführt, dessen Sekundärwicklung an ihren Enden mit den Basen der Transistoren verbunden ist und eine Mittenanzapfung aufweist, die über einen Kondensator 5» der für Signalfrequenzen einen Kurzschluß darstellt, an Masse angeschlossen ist. Zwischen der Basis eines jeden der beiden Transistoren und Masse liegt somit stets die halbe in der Sekundärwicklung des Übertragers 4 induzierte Signalspannung an. Der Basisgleichstrom der beiden Transistoren wird durch einen Spannungsteiler erzeugt, der aus einem zwischen den positiven Pol der Speisespannungsquelle und die Mittenanzapfung der Sekundärwicklung des Übertragers geschalteten Widerstand 8, einem an die Mittenanzapfung der Sekundärwicklung des Übertragers angeschlossenen Abgleichwiderstand 6 und einem

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dazu in Serie geschalteten Widerstand 7 besteht, dessen anderes Ende an Masse angeschlossen ist. Die Arbeitspunkte der möglichst denselben Kennlinienverlauf aufweisenden Transistoren 1, 2 sind durch den Spannungsteiler 6...8 so eingestellt, daß sich der gewünschte Kollektorruh.estrom ergibt.

In Verbindung mit den niederohmigen Spannungsteiler 6...8 bewirkt dies, daß die Spannung an den Basiselektroden der beiden Transistoren 1 und 2 ohne jede Verzerrung der Signalspannung an der Primärwicklung des Übertragers k entspricht, während der Basisstrom durchaus Verzerrungen aufweisen kann. Das Ausgangssignal U_Q, das der Differenz der Kollektorströme proportional ist, wird mittels zweier Kondensatoren 9 und 10, die an die Verbindungspunkte der Widerstände 3 einerseits und der Kollektoren der Transistoren 1 und 2 andererseits angeschlossen sind, entnommen. Die Differenz der Kollektorströme kann aber auch auf andere Weise verarbeitet werden. Beispielsweise können die beiden Kollektorströme direkt den beiden Emitterverbindungspunkten zweier über Kreuz gekoppelter Differenzverstärkerpaare zugeführt werden. Wenn dann noch an die Basiselektroden dieser Differenzverstärkerpaare eine weitere Signalspannung bzw. ein Oszillatorsignal angelegt wird, ergibt sich eine Mischstufe.

Wenn davon ausgegangen wird, daß zwischen der Basis-Emitter-Spannung jedes der beiden Transistoren 1 und 2 und dem Kollektorstrom I_CQ dieses Transistors eine Beziehung der Form I_c = I^xpCU/U^) besteht, wobei I_c der Kollektorstrom, Iq der Kollektorreststrom, U die Spannung zwischen Basis und Emitter und U_T die Temperatürspannung (ungefähr 25 mV) ist, dann ergibt sich für die Differenz Δ I der Kollektorströme der in Fig. 2 durch die Kurve a dargestellte Verlauf in Abhängigkeit von der Spannung Δυ zwischen den Basen der Transistoren 1 und 2, wenn die Emitterwiderstände R=O sind.

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Sind hingegen die Emitterwiderstände R so groß gewählt, daß der an ihnen erzeugte Spannungsabfall groß im Vergleich zur Temperaturspannung ist, dann ergibt sich der Verlauf gemäß Kurve c. Bei einem Wert R = 0,56 U^Zl₀₃ hingegen ergibt sich der in Fig. 2mit b bezeichnete geradlinige Verlauf bis zu einer EingangsSpannungsamplitude von ZlU = 200 mV. Dabei ist I_co der Kollektorruhestrom, d.h. der Kollektorstrom der jeden der Transistoren 1, 2 durchfließt, wenn die Spannung zwischen den Basen /\U = 0 ist. Bei dieser Bemessung ergibt sich am Widerstand R ein vergleichsweise kleiner Gleichspannungsabfall (bei AU = O nur ungefähr 14 mV). Das bedeutet, daß die Steilheit bzw. die Verstärkung ebenfalls nur geringfügig herabgesetzt wird, und zwar auf etwa 64 % des Wertes, den sie ohne einen Emitterwiderstand haben würde.

In der Praxis bewirkt der unvermeidliche Basisbahnwiderstand eines Transistors, daß seine Steilheit etwas niedriger ist als der theoretische Wert I_C0/U_T. Dieser Einfluß kann aber durch Verkleinerung von R wenigstens teilweise wieder kompensiert werden; er ist um so kleiner, je kleiner der Basisstrom des Transistors ist und je kleiner der Basisbahnwiderstand ist. Er kann vernachlässigt werden, wenn der an den Basisbahnwiderstand erzeugte Spannungsabfall klein im Vergleich zu dem Spannungsabfall am Widerstand R, d.h. klein im Vergleich zu 0,56 Um ist.

Die erfindungsgemäß bemessene Schaltung gewährleistet also eine lineare Verstärkung auch großer Eingangsspannungen, ohne daß die Verstärkung und damit das Signalrauschverhältnis bei kleinen Amplituden wesentlich verschlechtert wird.

Die Ergebnisse dieser Berechnung konnten durch Messungen der Amplitude der dritten Oberwelle des am Eingang zugeführten Signals bestätigt werden. Geradzahlige Oberwellen sind bei einer Schaltung nach Fig. 1 bei symmetrischem Aufbau nicht vorhanden, weil sie sich bei dieser Gegentaktanordnung

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kompensieren. Die höheren ungeradzahligen Oberwellen haben auf die Verzerrungen praktisch kaum noch einen Einfluß, so daß es im wesentlichen auf die dritte Oberwelle ankommt. Bei einem Transistorruhestroin I_CQ von 0,5 mA wurde bei fehlenden Smitterwiderständen R und bei einem Effektivwert der Kollektorwechselstromdifferenz von 0,76 mA eine Dämpfung a, der Oberwellen dritter Ordnung von - 20 db gemessen. Bei Verwendung von Emitterwiderständen von 14 Ohm (= 0,28 Um/I/O wurde eine Oberwellendämpfung a^ von - 33 db

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gemessen (bei derselben Kollektorstromdifferenz). Die gleiche Oberwellendämpfung ergab sich bei Verwendung von Emitterwiderständen von 56 0hm (= 1,12 U_T/I_CO). Bei Verwendung von 27 Ohm-Emitterwiderständen (= 0,54 U_T/I_C0) vergrößerte sich die Oberwellendämpfung auf - 47 db. Das bedeutet, daß bei einer Kollektorstromdifferenz, deren Amplitude (1, 07 mA) größer ist als die Summe der Ruheströme beider Transistoren, der Effektivwert der Oberwellen dritter Ordnung nicht einmal ein halbes Prozent des Effektivwertes der Grundwelle betrug. Bei Verwendung der Emitterwiderstände von 27 Ohm bei einem Kollektorruhestrom von 0,5 mA betrug die Oberwellendämpfung selbst bei einer Amplitude der Kollektorstromdifferenz von 5,4 mA noch immer 35 db. Bei diesen Amplituden der Kollektorströme, die die Kollektorruheströme um ein Vielfaches übersteigen, arbeitete der Verstärker bereits im B-Betrieb.

Bei einer sehr großen Aussteuerung des Verstärkers nach Fig. nimmt ΔI auch bei der erfindungsgemäßen Bemessung stärker als linear zu (entsprechend Kennlinie a). Dies liegt daran, daß dann der eine der beiden Transistoren vollständig gesperrt wird, so daß sich dann die Exponentialkennlinie des anderen Transistors bemerkbar macht. Dieser Effekt, der sich sowohl auf die dritte als auch hauptsächlich auf die fünfte Harmonische auswirkt, kann dadurch etwas gemildert werden, daß - wie in Fig. 3 dargestellt - die beiden erfindungsgemäß bemessenen Emitterwiderstände R miteinander verbunden

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werden und daß der gemeinsame Verbindungspunkt über einen sehr kleinen Widerstand R^, der ungefähr 1/14 R beträgt, mit Masse verbunden wird. Diese Bemessung führt dazu, daß bei kleinen Kollektorruheströmen der Widerstand R_n, sehr kleine Werte annehmen muß. Um dem aus dem Wege zu gehen, kann die aus Fig. 3 erkennbare, aus den Widerständen R und Rg bestehende Widerstands-T-Schaltung durch eine äquivalente Pi-Schaltung ersetzt werden (Fig. 4). Die Emitterelektroden der beiden Transistoren sind dann über Widerstände R¹ direkt mit Masse verbunden und über einen Widerstand Rg¹ miteinander. Die Widerstände R¹ tetragen dabei jeweils etwa 0,64 ü*_T/l_C0, während Rg¹ ungefähr 9 ^u<p/lco betragen muß.

Zu beachten ist, daß bei diesen Schaltungen bei großen Aussteuerungen neben dem gewünschten Differenzstrom durch den sich ändernden Summenstrom eine Gleichtaktwelle mit der doppelten Frequenz entsteht. Diesekann aber durch einen Transformator oder einen Differenzverstärker, der die Kollektorsignale verstärkt, unschädlich gemacht werden.

Wie bereits erwähnt, erzeugt die Schaltung nach Fig. 1 bei symmetrischem Aufbau keine geradzahligen Oberwellen. Das setzt also voraus, daß die Transistoren 1 und 2 identische Kennlinien haben (was bei Aufbau in integrierter Schaltungstechnik auch erreichbar ist) und daß die beiden Emitterwiderstände R identisch sind. Wenn sich diese Voraussetzungen nicht erfüllen lassen, kann eine Schaltung nach Fig. 5 benutzt werden. Dabei ist die Emitterelektrode des Transistors 1 bzw. über die Serienschaltung zweier Widerstände 10 und 11 bzw. 12 und 13 mit Masse verbunden. Die direkt an Masse angeschlossenen Widerstände 11 und 13 sind klein im Vergleich zu den Widerständen 10 und 12, die mit den Emitterelektroden verbunden sind. Zwischen die Verbindungspunkte der Widerstände 10 und 11 einerseits und 12 und 13 andererseits ist ein Potentiometer 14 angeschlossen, dessen Abgriff mit Masse verbunden ist. Durch Verstellen des Abgriffs lassen sich Unsymmetrien wenigstens teilweise kompensieren. PHD 78-045 909845/0325

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Claims

PHILIPS PATSNTVERWALTUNG GMBH, STEINDAMM 94, 2000 HAMBURG 1 PATENTANSPRÜCHE:

/1/ Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren, deren Basiselektroden das Eingangssignal im Gegentakt zugeführt wird, an deren Kollektorelektroden das Ausgangssignal abgenommen wird und deren Emitterelektroden mit einem symmetrisehen Widerstandsnetzwerk verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk die Emitterelektroden mit einem Punkt konstanten Potentials verbindet und so bemessen ist, daß die Steilheit jedes der beiden Transistoren um den Faktor a kleiner ist als der Wert I^g/Um, wobei Ip₀ der Kollektorruhestrom eines jeden Transistors, Um die Temperaturspannung und a ein Faktor zwischen 3,47 und 0,78, vorzugsweise zwischen 0,57 und 0,70, ist.
2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor a ungefähr 0,64 beträgt.
3. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Emitter der Transistoren und den Punkt konstanten Potentials je ein Widerstand (R) geschaltet ist, dessen Größe wenigstens annähernd 0,56 U_T/I_CO beträgt.
4. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der beiden Transistoren über zwei in Serie geschaltete Widerstände (R) miteinander verbunden sind, deren Größe ungefähr 0,56 U_t/I_Cq beträgt, und daß ihr gemeinsamer Verbindungspunkt mit dem Punkt konstanten Potentials über einen Widerstand (R_£) verbunden ist, dessen Wert ungefähr 0,4 U_m/I_co beträgt.
5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Emitterelektroden über einen Widerstand (Rg¹)» dessen Größe ungefähr 9 U_m/I_c beträgt, miteinander und über je einen Widerstand (R¹), dessen

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Größe näherungsweise 0,64 U_t/I_Cq beträgt, mit dem Punkt konstanten Potentials verbunden ist.
6. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Emitter über je zwei in Serie geschaltete Widerstände (10, 11 bzw. 12, 13), deren Summe etwa 0,56 U^/I^ entspricht, mit dem Punkt konstanten Potentials verbunden sind, wobei der jeweils mit dem Punkt konstanten Potentials verbundene Widerstand (11 bzw. 13) wesentlich kleiner ist als der andere Widerstand (10 bzw. 12), und wobei die beiden Verbindungspunkte der beiden Widerstände über ein Potentiometer (14) miteinander verbunden sind, dessen Abgriff an den Punkt konstanten Potentials angeschlossen ist.

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