DE3806185C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft Digital-Analog-Umsetzer (DAU) gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1, die insbesondere in elektrischen Meßgeräten verwendet werden, und bezieht sich insbesondere auf die Korrektur von Linearitätsfehlern, die bei bekannten Digital-Analog-Umsetzern auftreten und durch Impedanzfehlanpassungen zwischen Eingangsspannungsquellen hervorgerufen werden.

Es ist bei herkömmlichen elektrischen Meßgeräten bekannt, geschaltete Signale mit einer relativ festen Frequenz in einem beliebigen Bereich zwischen 15 Hz und 10 kHz zu benutzen, die ein moduliertes Tastverhältnis besitzen. Das Signal wird dann gefiltert, und das Endergebnis ist eine analoge Gleichspannung, welche gepuffert und am Eingang des Instrumentes benutzt wird. Bisher wurden zum Modulieren, Umwandeln und Filtern des pulsdauermodulierten Signals zahlreiche verschiedene Techniken angewandt. Es ist jedoch bekannt, daß bei den überwiegend verwendeten Techniken Linearitätsprobleme auftreten.

Eine dieser bekannten Techniken wird in der DE-PS 26 10 766 beschrieben. Der dort offenbarte gattungsgemäße DAU enthält einen (nicht-invertierenden) Eingangsverstärker, dem ein pulsdauermoduliertes Eingangssignal - nach Eingangsfilterung - zugeführt wird, welches von verschiedenen Spannungspegeln gebildet ist.

Ein Nachteil bei dieser bekannten Anordnung ist es, daß aufgrund des nicht-invertierenden Verstärkers Linearitätsfehler auftreten.

Eine andere bekannte Technik ist beispielsweise in der DD-PS 1 18 764 offenbart. Der dort verwendete DAU enthält zur größtmöglichen Reduzierung von Linearitätsfehlern einen invertierenden Operationsverstärker. Mit einem pulsmodulierten Eingangssignal werden zwei Schalteinrichtungen angesteuert, die jeweils mit einem unterschiedlichen Spannungspegel verbunden sind. Die Widerstandsunterschiede zwischen den beiden Schalteinrichtungen werden durch einen Linearitäts-Kompensierschaltung kompensiert, die aus dem invertierenden Operationsverstärker und einem an den Ausgang des Operationsverstärkers geschalteten Widerstand besteht.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist jedoch in signifikanter Weise komplexer und macht hinsichtlich der Eigenschaften die Einhaltung sehr viel strengerer Forderungen als beim nicht-invertierenden Verstärker notwendig.

Beispielsweise ist eine zweite Inversionsstufe erforderlich, um ein Ausgangssignal mit der richtigen Polarität zu erhalten. Außerdem sind Präzisionsschaltungen mit Präzisionsverstärkern erforderlich, um das Signal unter Benutzung von empfindlichen Null- und Eichtechniken im Meßgerät zu invertieren. Durch solche zusätzliche Schaltungsanordnungen entstehen im Signal Störkomponenten, die somit die Genauigkeit des Meßgerätes nachteilig beeinflussen.

Ein anderer Nachteil ergibt sich bei der Verwendung eines invertierenden Verstärkers am Eingang zum DAU daraus, daß bei einer Schaltungsanordnung mit einem invertierenden Verstärker die Filterschaltungen eher in einer Rückkopplung der Schaltung als am Eingangsanschluß des Verstärkers liegen müssen. Eine solche Filteranordnung kann, insbesondere bei einem Mehrpolfilter, zu schwerwiegenden Stabilitätsproblemen führen, die durch weitere Schaltungsänderungen überwunden werden müssen.

Da das Filter ferner in der Rückkopplung des invertierenden Verstärkers liegen muß, sind die dem Verstärker zugeführten Signale Hochfrequenzsignale. Der Verstärker muß somit ein präzises, stabiles Hochfrequenzverhalten besitzen, um die bezüglich der Rückkopplungsverstärkung bestehenden Forderungen zu erfüllen. Mit anderen Worten, es sind Hochfrequenz-Verstärker erforderlich, wenn zum Korrigieren von Linearitätsfehlern ein invertierender Verstärker benutzt wird.

Eine andere bekannte Technik zur größtmöglichen Reduzierung von Linearitätsfehlern, die wiederum einen nicht-invertierenden Verstärker benutzt und somit die in Verbindung mit der Verwendung eines invertierenden Verstärkers stehenden Schwierigkeiten vermeidet, wendet eine Software-Steuerung an, bei der die fehlangepaßten Widerstandswerte der Serien- und Nebenschlußschalter gemessen werden. Der zu erwartende Linearitätsfehler infolge einer solchen Fehlanpassung wird folglich durch die Software berechnet, und die gemessene Ausgangsspannung wird entsprechend dem angenommenen Linearitätsfehler rechnerisch korrigiert.

Jedoch wird eine Software-Korrektur aufgrund der erforderlichen zusätzlichen Rechenschritte zur Schätzung und/oder Korrektur des Linearitätsfehlers natürlich nicht auf Echtzeitbasis durchgeführt und erfordert eine kostspielige Verarbeitung des Ausgangssignals, bevor es effektiv benutzt wird.

Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, die bisher aufgetretenen Schwierigkeiten zu überwinden und einen Digital-Ananlog-Umsetzer zur Verarbeitung eines pulsdauermodulierten Eingangssignals zu schaffen, der ein verbessertes Linearitätsverhalten hat.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß mit dem in Anspruch 1 und bezüglich vorteilhafter Ausgestaltungen in den Unteransprüchen gekennzeichneten Digital-Analog-Umsetzer gelöst.

Der erfindungsgemäße DAU beseitigt Linearitätsfehler, die durch Impedanzfehlanpassungen zwischen zwei Schaltanordnungen entstehen, welche zum Zuführen von zwei Spannungswerten an einen Eingangsverstärker benutzt werden. Insbesondere wird eine Nicht-Linearität korrigiert, die durch Impedanzfehlanpassung von Eingangsschaltern entsteht, die dem Eingangsverstärker des DAUs zwei Spannungswerte zuführen, ohne daß ein invertierender Verstärker benutzt werden muß.

Ferner schafft die Erfindung eine Eingangsschaltung zur Korrektur von Linearitätsfehlern in geschalteten Eingangsspannungen, die einem nicht-invertierenden Verstärker zugeführt werden, wobei zwischen einer Schaltanordnung und dem Verstärkereingang ein Filter vorgesehen ist.

Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung umfaßt die erste Einrichtung eine Referenzspannungsquelle mit einem gesteuerten Verstärker, der eine Spannungsabtastleitung aufweist und eine von der Spannungsquelle an einen Eingang des Eingangsverstärkers abgegebene Spannung auf einem im wesentlichen konstanten Pegel zu halten vermag. Die Referenzspannungsquelle wird an der ersten Schalteinrichtung abgetastet, wodurch an der anderen Seite davon eine exakte Spannung erzeugt wird. Durch diese Anordnung wird ein beliebiger Spannungsabfall beseitigt, der durch die erste Schalteinrichtung hervorgerufen würde.

Eine andere vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung sieht als bedeutendes Merkmal vor, daß die zweite Einrichtung eine Rückkopplungseinrichtung umfaßt, die eine Ausgangsspannung des Eingangsverstärkers rückzuführen vermag und so ausgelegt ist, daß sie im wesentlichen den gesamten mit der dem Eingangsverstärker zugeführten zweiten Spannung in Verbindung stehenden Strom aufnimmt, wodurch sie die andere der Schalteinrichtungen stromlos macht. Durch die Anordnung werden Auswirkungen eines Widerstandswertes der zweiten Schalteinrichtung auf die dem Eingangsverstärker zugeführte zweite Spannung beseitigt.

Vorzugsweise umfaßt die Rückkopplungseinrichtung einen Rückkopplungsverstärker mit einem an den Ausgang des Eingangsverstärkers angeschlossenen Eingang. Der Rückkopplungsverstärker ist so ausgelegt, daß er eine Ausgangsspannung erzeugt, die gleich ist einem im voraus festgelegten Mehrfachen der Ausgangsspannung des Eingangsverstärkers. Außerdem ist die Schaltung so ausgelegt, daß sie einen der zweiten Schalteinrichtung entzogenen Strom so einstellt, daß er gleich ist einem ihr vom Eingangsanschluß des Eingangsverstärkers zugeführten Strom.

Gemäß einer anderen vorteilhaften Weiterbildung ist vorgesehen, daß der Strom vorzugsweise durch eine Impedanz eingestellt wird, die entsprechend einem Verhältnis zwischen der Ausgangsspannung des Verstärkers und dem Strom gewählt ist, welcher der Schalteinrichtung vom Eingangsanschluß des Eingangsverstärkers zugeführt wird.

Der Verstärkungsregler umfaßt bevorzugt ein Widerstandsnetzwerk, das mit Eingangs- und Ausgangsanschlüssen des Verstärkers verbunden ist.

Um Auswirkungen von Widerstandsfehlanpassungen zwischen der ersten und der zweiten gesteuerten Schalteinrichtung auf eine vom Eingangsverstärker erzeugte Ausgangsspannung zu verhindern, kann auch eine Korrektureinrichtung vorgesehen sein, welche eine Entlastungsschaltung umfaßt, die wenigstens einer der Schalteinrichtungen eine Strommenge entzieht, die im wesentlichen gleich ist dem der wenigstens einer Schalteinrichtung vom Eingang des Eingangsverstärkers im Einschaltzustand der Schalteinrichtung zugeführten Strom.

Die Entlastungsschaltung kann dann mehrere Bauelemente umfassen. An einen Ausgang des Eingangsverstärkers und die Schalteinrichtung kann beispielsweise ein Verstärker angeschlossen sein. Zur Regelung dessen Verstärkung ist ein Verstärkungsregler denkbar, wodurch die Ausgangsspannung des Verstärkers als eine im voraus festgelegte Funktion einer Ausgangsspannung des Eingangsverstärkers bereitstellbar ist. Ein Stromregler kann dann eine Stromgröße als eine im voraus festgelegte Funktion der Ausgangsspannung des Verstärkers einstellen. Die Stromregler-Anordnung ist so anschließbar, daß der Strom von der Schalteinrichtung empfangen wird, wodurch der Schalteinrichtung der gesamte ihr vom Eingangsanschluß des Eingangsverstärkers zugeführte Strom von der Entlastungsschaltung entzogen würde. Eine derartige Ausbildung der Erfindung würde ebenfalls verhindern, daß Auswirkungen von der Innenimpedanz der Schalteinrichtung die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom des Eingangsverstärkers wesentlich beeinflussen.

Bei einer praktischen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung umfassen die erste und die zweite gesteuerte Schalteinrichtung Feldeffekt-Schalttransistoren, die mit einer ihren Steueranschlüssen zugeführten Steuerspannung angesteuert werden. Die Schaltanordnung umfaßt Serien- und Nebenschluß-Schalttransistoren, die in Serie und im Nebenschluß mit dem Eingang des Eingangsverstärkers geschaltet sind.

Es ist von Vorteil, wenn der Eingangsverstärker vorzugsweise einen nicht-invertierenden Verstärker umfaßt.

Ferner ist für das Signal ein Filter vorgesehen, das vorteilhafterweise an den Eingang des Eingangsverstärkers angeschlossen ist.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Die einzige Zeichnung zeigt den Schaltplan der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

Gemäß der einzigen Figur werden bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ein Präzisions-Gleichspannungs­ pegel und ein Massepegel oder ein anderer Gleichspan­ nungspegel einem Operationsverstärker und einer Filter­ schaltung zur Digital-Analog-Umsetzung zugeführt und Nichtlinearitäten entsprechend dem Lösungsgedanken der Erfindung so gering wie möglich gehalten.

Gemäß der Figur wird ein pulsdauermoduliertes Signal einem Eingang eines nichtinvertierenden Verstärkers 10 zugeführt. Ein solches Signal wird von einer Serien- Nebenschluß-Schaltanordnung 12 bereitgestellt, bei der eine Präzisions-Gleich- oder -Referenzspannung, die von einer Quelle 14 und einem Abtastverstärker 15 kommt, an den Eingang über einen Serienschalter 16 angelegt wird, wogegen ein Massepegel dem Eingang über einen Neben­ schlußschalter 18 zugeführt wird. Der Serienschalter 16 kann von einem ersten Schalttransistor 22 und einem mit diesem im wesentlichen in Parallelschaltung verbundenen zweiten Abtast-Schalttransistor 21 gebildet sein. Die Schalter der Serien-Nebenschluß-Kombination sind An­ reicherungs-Feldeffekttransistoren (MOSFET), die mit einer Steuerspannung 20, welche das gewünschte Tastver­ hältnis hat und von einem nicht dargestellten Pulsdau­ ermodulator (PDM) erzeugt wird, angesteuert werden. Der die Transistoren 22 und 21 umfassende Serienschalter 16 wird in Verbindung mit dem Nebenschlußschalter 18 und der Referenzspannungsquelle 14 und dem Verstärker 15 dazu benutzt, eine abgetastete bzw. Abtastspannung V _x zu bilden.

Die Steuerspannung wird den Steueranschlüssen der bei­ den den Serienschalter 16 bildenden Transistoren 21 und 22 ebenso wie dem Steueranschluß eines den Nebenschluß­ schalter 18 bildenden Transistors 23 zugeführt. Wenn letzterer vom gleichen Typ wie die Transistoren 21 und 22 ist, kann für das Zuführen der Steuerspannung 20 an den Steueranschluß des Transistors 23 ein Inverter 24 vorgesehen sein. Handelt es sich dagegen um Transisto­ ren des komplementären Typs, kann die Steuerspannung 20 an den Steueranschluß des Transistors 23 direkt ange­ legt werden.

Die vorstehend beschriebene Serien-Nebenschluß-Schal­ terkombination führt dem Verstärkereingang entweder die Gleichspannung oder die Massespannung zu. Aufgrund von Fehlanpassung zwischen den Widerständen der Serien- und Nebenschluß-Schalttransistoren 21 und 22 bzw. 23 geht von der vorstehend beschriebenen Kombination eine Nichtlinearität in der Schaltung aus.

Die Arbeitsweise ist folgende: Durch Ändern des Tast­ verhältnisses der Steuerspannung 20 entsteht eine pulsdauermodulierte Wellenform bzw. Spannung V _x , deren Mittelwert die Ausgangsspannung entspricht. Das puls­ dauermodulierte Signal wird mittels eines Filters 26 gefiltert, das beim gezeigten Beispiel einen Widerstand R ₁ und einen Kondensator C ₁ umfaßt und somit als inte­ grierendes oder Tiefpaßfilter wirkt. Es leuchtet der Fachwelt ein, daß, wenngleich ein einfaches Filter dar­ gestellt ist, üblicherweise ein Fünf- oder Sechspolfil­ ter benutzt wird, um die Genauigkeit des Ergebnisses zu erhöhen.

Die mittlere Spannung des pulsdauermodulierten Signals V _x soll am Ausgang des Verstärkers bzw. Eingangsver­ stärkers 10 durch eine als V ₀ angegebene analoge oder Gleichspannung dargestellt werden. Aufgrund von Schal­ tungswiderständen, insbesondere wegen Unterschieden zwischen den Durchlaßwiderständen der Transistoren 21 und 22 einerseits und des Transistors 23 andererseits können einige Stromflußunterschiede bestehen, wenn die beiden Spannungspegel an den Eingangsanschluß des Ein­ gangsverstärkers 10 angelegt sind. Die Ausgangsspannung V ₀ kann somit eine nichtlineare Funktion von V _x und da­ mit des Parameters sein, welcher durch das modulierte Tastverhältnis dargestellt ist.

Erfindungsgemäß werden die Auswirkungen der Widerstände von den Transistoren 21, 22 und 23 folgendermaßen be­ seitigt.

Der Abtastverstärker 15 hinter der Referenzspannungs­ quelle 14 wird dazu benutzt, die erzeugte bzw. Aus­ gangsspannung V _x abzutasten und präzise Änderungen der Quellenspannung vorzunehmen, um jenen Anteil der Span­ nung V _x , der von der Referenzspannungsquelle 14 beige­ tragen wird, zu regulieren. Zu diesem Zweck, und um sicherzustellen, daß bei auf Durchlaß geschalteten Transistoren 21 und 22 kein zusätzlicher Strom von der Referenzspannungsquelle 14 gezogen wird, kann ein vier­ ter Schalt-Feldeffekttransistor 27 vorgesehen sein, wenngleich es sein kann, daß eine Schaltoperation nicht notwendig ist. Der Transistor 27, welcher ebenfalls von der dem Transistor 23 zugeführten invertierten Steuer­ spannung angesteuert wird, wird somit gesperrt, wenn die Transistoren 21 und 22 auf Durchlaß geschaltet sind, um sicherzustellen, daß während jener Abschnitte des pulsdauermodulierten Signals kein Strom vom Eingang zum Verstärker 10 abgeleitet wird. Somit werden die Beiträge der Schalttransistoren 21 und 22 zum Wider­ standswert (Widerstand R ₁) des Filters 26, die gewöhn­ lich im Bereich zwischen 0 und 5 Ohm liegen, im Ergeb­ nis vollständig aufgehoben.

Bei üblichen Widerstandswerten für die FET-Schalttransistoren 21 und 22 wird der effektive resultierende Widerstand durch einen Faktor A geteilt, wobei A die Rückkopplungsverstärkung der Verstärkerrückkopplung in der Re­ ferenzspannungsquelle 14 und speziell die Verstärkung des Verstärkers 15 ist. Es wird somit bei ausreichend großen Rückkopplungsverstärkungen der Beitrag der FET-Tran­ sistoren 21 und 22 zu dem im Filter 26 und am Verstär­ ker 10 wirksamen Widerstandswert vernachlässigbar klein und effektiv auf null reduziert, so daß er die Arbeits­ weise der Schaltungsanordnung nicht beeinflußt.

Zur Nichtlinearität der Arbeitsweise der Schaltungsan­ ordnung trägt ferner der Widerstand des Transistors 23 bei. Weil der Widerstand der Transistoren 21 und 22 effektiv auf null reduziert wurde, wird durch die er­ findungsgemäße Schaltungsanordnung der Widerstand des Transistors 23 in Anpassung an den effektiven Wider­ stand der Transistoren 21 und 22 effektiv auf null re­ duziert.

Zu diesem Zweck ist der Schaltungsanordnung erfindungs­ gemäß ein Rückkopplungsverstärker 28 hinzugefügt. Der Verstärker 28 ist mit dem Ausgang des Eingangsverstär­ kers 10 verbunden und weist Rückkopplungs- und Ein­ gangswiderstände R ₂ der Art auf, daß seine Eingangs­ spannung mit dem Verstärkungsfaktor 1 invertiert wird. Somit invertiert der Rückkopplungsverstärker 28 die Ausgangsspannung V ₀ des Eingangsverstärkers 10. Es sei darauf hingewiesen, daß die Ein- und Ausgangswiderstän­ de des Verstärkers 28 mit verschiedenen Werten ausge­ bildet sein können, um eine Verstärkung ungleich eins zu erzielen und so einen von eins abweichenden Verstär­ kungsgrad des Eingangsverstärkers 10 zu kompensieren.

Der Ausgang des Rückkopplungsverstärkers 28 ist über einen Widerstand R ₃ mit der Senke des Transistors 27 verbunden.

Die Arbeitsweise der erfindungsgemäß verbesserten Schaltungsanordnung ist folgende: Der Ausgang des Fil­ ters 26 ist durch V ₀ dargestellt, die sowohl am Ausgang als auch am Eingang des Eingangsverstärkers 10 er­ scheint, welcher im wesentlichen als Puffer mit dem Verstärkungsgrad 1 arbeitet. Die Spannung V ₀ liegt auch am Eingang des Verstärkers 28 an, der an den Widerstand R ₃ eine Ausgangsspannung -V ₀ abgibt. Wenn der Transi­ stor 23 auf Durchlaß geschaltet ist, fließt durch den Widerstand R ₁ des Filters 26 ein Strom I ₁ zur Senke des Transistors 23. Die Größe des Stroms läßt sich ohne weiteres bestimmen als

I₁ = V₀/R₁.

Erfindungsgemäß wird dafür gesorgt, daß diesem Strom der Strom I ₂ exakt angepaßt ist, der durch den von der Ausgangsspannung -V ₀ des Verstärkers 28 beaufschlagten Widerstand R ₃ fließt. Weil die Größe von I ₂ durch

I₂ = V₀/R₃

gegeben ist, können die Ströme I ₁ und I ₂ gleich gemacht werden, wenn R ₃ gleich R ₁ eingestellt wird. Selbstver­ ständlich können, wenn erforderlich, Änderungen bei der Forderung nach Gleichheit vorgenommen werden, um ver­ bleibende Strom- oder Schaltungsunterschiede auszuglei­ chen. Beispielsweise kann der Wert vom Widerstand R ₃ um einen Betrag kleiner als R ₁ gemacht werden, der dem Durchlaßwiderstand des Transistors 27 gleich ist, um zwischen dem Ausgang des Verstärkers 28 und der Span­ nung V _x einen R ₁ gleichenden kombinierten Widerstand zu erzeugen. Alternativ kann dadurch, daß am Ausgang des Verstärkers 28 eine höhere Ausgangsspannung als am Ausgang des Eingangsverstärkers 10 erzeugt wird, ein beliebiger Spannungsabfall an dem auf Durchlaß geschal­ teten Transistor 27 kompensiert werden.

Wenn folglich der Transistor 23 (oder die Transistoren 23 und 27) durch die Steuerspannung 20 auf Durchlaß ge­ schaltet wird (werden), ist dem gesamten vom Eingangs­ anschluß des Verstärkers 10 in Richtung auf den Transi­ stor 23 bzw. auf die Transistoren 23 und 27 fließenden Strom der Strom gleich gemacht, der von dort zum Aus­ gangsanschluß des Verstärkers 28 wegfließt. Folglich fließt kein Strom durch ihn bzw. sie hindurch. Weil kein Strom durch den Transistor 23 fließt, liegt an ihm keine Spannung an. Außerdem ist jegliche Auswirkung des Durchlaßwiderstandes des Transistors 23 beseitigt.

Insoweit die vorstehend beschriebene Ausführungsform aneinander angeglichene Widerstände zwischen den Neben­ schluß- und Serienschaltern der Schaltungsanordnung 12 schafft, wird durch Fehlanpassungen zwischen ihnen be­ dingte Nichtlinearität dadurch wirkungsvoll beseitigt.

Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung entzieht also dem Schalttransistor 23 allen ihm vom Eingangsan­ schluß des Eingangsverstärkers 10 zugeführten Strom. Dies wird mit einem Rückkopplungsverstärker 28 er­ reicht, der eine Ausgangsspannung erzeugt, welche eine im voraus festgelegte Funktion der Ausgangsspannung des Eingangsverstärkers 10 ist. Vorzugsweise ist die Aus­ gangsspannung des Verstärkers 28 die negative Form der Ausgangsspannung vom Verstärker 10, wenngleich abhängig vom Anwendungsfall andere Funktionen benutzt werden können.

Zur Regelung des dem Rückkopplungsverstärker 28 zuge­ führten Stroms ist eine Impedanz in Form des Widerstan­ des R ₃ vorgesehen. Der dem Verstärker 28 zugeführte Strom ist so gewählt, daß er dem dem Schalttransistor 23 zugeführten Strom gleich ist. Indem die Impedanz R ₃ so gewählt wird, daß sie gleich ist dem Verhältnis der Spannungsdifferenz zwischen dem Ausgang des Verstärkers 28 und der Spannung am Transistor 23 zu dem dem Transi­ stor 23 vom Verstärker 10 zugeführten Strom, kann die­ ser zugeführte Strom insgesamt dem Transistor 23 entzo­ gen werden.

Claims (10)

1. Digital-Analog-Umsetzer mit einem Eingangsverstärker (10), der ein modulier­ tes, insbesondere pulsdauermoduliertes Signal empfängt, welches von verschiedenen Spannungspegeln gebildet ist, die dem Eingangsverstärker (10) in geschalteter Weise zugeführt werden, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
der Eingang des Eingangsverstärkers (10) wird von min­ destens zwei gesteuerten Schalteinrichtungen (16, 18) beaufschlagt, die jeweils mit einem unterschiedlichen Spannungspegel verbunden sind;
eine Linearitäts-Kompensierschaltung kompensiert Wider­ standsunterschiede zwischen den wenigstens zwei Schalt­ einrichtungen (16, 18);
die Linearitäts-Kompensierschaltung umfaßt eine erste Einrichtung (14, 15), die verhindert, daß der Wider­ stand einer der Schalteinrichtungen (16) eine durch sie hindurch dem Eingangsverstärker (10) zugeführte erste Spannung wesentlich beeinflußt, und eine zweite Einrich­ tung (28, R 3), die verhindert, daß der Widerstand einer anderen der Schalteinrichtungen (18) eine durch sie hindurch dem Eingangsverstärker (10) zugeführte zweite Spannung wesentlich beeinflußt.

2. Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: die erste Einrichtung umfaßt eine Spannungsquelle (14) und einen an diese angeschlossenen, gesteuerten Verstärker (15), der eine von der Spannungsquelle (14) abgegebene Spannung an einem Eingang des Eingangsverstärkers (10) auf einem im wesentlichen konstanten Wert hält.

3. Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: die zweite Einrichtung umfaßt eine Rückkopplungsein­ richtung (28) zum Rückführen einer Ausgangsspannung des Eingangsverstärkers (10), die so ausgelegt ist, daß sie den Strom, der mit der dem Eingangsverstärker (10) zugeführten zweiten Spannung in Verbindung steht, im wesentlichen vollständig aufnimmt, wodurch der an­ deren der Schalteinrichtungen (18) Strom entzogen wird und Auswirkungen jeglichen Widerstandes von ihr auf die dem Eingangsverstärker (10) zugeführte zweite Span­ nung beseitigt werden.

4. Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
die Rückkopplungseinrichtung umfaßt einen Rückkopp­ lungsverstärker (28) mit einem Eingang und einem Aus­ gang;
am Eingang des Rückkopplungsverstärkers (28) liegt eine Ausgangsspannung des Eingangsverstärkers (10);
der Rückkopplungsverstärker (28) erzeugt eine Ausgangs­ spannung, die gleich ist einem im voraus festgelegten Mehrfachen der Ausgangsspannung des Eingangsverstär­ kers (10); und die Rückkopplungseinrichtung umfaßt ferner Mittel (R 3), um den der anderen Schalteinrich­ tung (18) entzogenen Strom so einzustellen, daß er im wesentlichen gleich ist dem ihr vom Eingangsanschluß des Eingangsverstärkers (10) zufließenden Strom.

5. Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: die Mittel zum Einstellen des entzogenen Stromes um­ fassen eine Impedanz, die entsprechend dem Verhältnis zwischen der Ausgangsspannung des Rückkopplungsverstär­ kers (28) und dem der anderen Schalteinrichtung (18) vom Eingangsanschluß des Eingangsverstärkers (10) zu­ geführten Strom gewählt ist.

6. Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 4 oder 5, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: der Rückkopplungsverstärker ist an seinen Ein- und Ausgangsanschlüssen mit einem Widerstandsnetzwerk (R ₂, R ₂) zur Einstellung des Verstärkungsgrades be­ schaltet.

7. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1-6, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: eine Einrichtung verhindert, daß Impedanzwirkungen der zweiten gesteuerten Schalteinrichtung (18) die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom des Eingangs­ verstärkers (10) beeinflussen.

8. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1-7, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: die erste und die zweite gesteuerte Schalteinrichtung (16; 18) umfassen Feldeffekt-Schalttransistoren (21, 22; 23), die mit einer an Steueranschlüsse von ihnen angelegten Steuerspannung angesteuert werden und mit dem Eingang des Eingangsverstärkers (10) in Serie bzw. im Nebenschluß verbunden sind.

9. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1-8, gekennzeichnet durch folgendes Merkmal: der Eingangsverstärker (10) umfaßt einen nichtinver­ tierenden Verstärker.

10. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1-9, gekennzeichnet durch folgendes Merkmal: dem Eingang des Eingangsverstärkers (10) ist ein Fil­ ter (26) vorgeschaltet.