DE3724980A1 - Spannungswiederholerschaltung fuer eine ohmsche komponente aufweisende last mit kompensation der oberwellenverzerrung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Spannungswiederholerschaltungen, insbesondere auf solche mit einer äußerst geringen Oberwellenverzerrung für Lasten mit einer relativ kleinen ohmschen Komponente, die sich besonders zum Einbau in eine in MOS-(Metall-Oxid-Halb­ leiter-)Technik ausgeführte monolithisch integrierte Schaltung eignet.

Bei einer integrierten Schaltung erweist es sich oft als notwendig, an eine Last mit einer relativ kleinen ohmschen Komponente (z. B. wenige kΩ) eine Spannung anzulegen, die von einem Signalspannungsgenerator mit hoher Ausgangsimpedanz geliefert wird. Für einige Anwendungsarten ist es außerdem notwendig, zum Zwecke der richtigen Steuerung der ohmschen Komponente der Last diese mit einem Strom versorgen zu können, der einen hohen Spitze-Spitze-Ausschlag ("swing") aufweisen kann, wenn an diese Last eine Signalspannung angelegt wird.

Um dieser Notwendigkeit Genüge zu tun, wird normalerweise zwischen dem Signalspannungsgenerator und der Last eine Spannungsverstärkerschaltung eingefügt, die am Ausgang die Spannung des Eingangssignals "wiederholt" und eine hohe Eingangsimpedanz sowie eine geringe Ausgangsimpedanz aufweist und so die geforderte Impedanzentkopplung zwischen dem Spannungsgenerator und der Last verwirklicht.

Spannungsübertragungsschaltungen finden z. B. innerhalb von komplexen Schaltungsanordnungen in monolithisch integrierten Schaltungen Anwendung.

Bei einer Spannungswiederholerschaltung dieser Art sind die folgenden Eigenschaften von grundlegender Wichtigkeit:

• - eine Spannungsverstärkung von im wesentlichen eins;
• - niedrige Ausgangsimpedanz;
• - die Fähigkeit, den gesamten Strom, sowohl Gleichstrom als auch Signalstrom, zu liefern, der dazu benötigt wird, um die ohmsche Komponente der Last richtig zu steuern;
• - maximale Verringerung der im Ausgangssignal auftretenden Oberwellenverzerrung, auch bei Vorliegen von Ausgangssignalen mit höheren Stromausschlägen.

Andere sehr wichtige erforderliche Eigenschaften, insbesondere für einige Anwendungsarten, sind die folgenden:

• - geringer Platzbedarf bei der Integration;
• - leichte Einbaumöglichkeit innerhalb von komplexeren Schaltungsstrukturen;
• - begrenzte Verlustleistung mit angemessener Ansprechgeschwindigkeit.

Eine bekannte Spannungswiederholerschaltung ist die unter dem Namen "buffer" bekannte, die nicht invertierend ist, eine Verstärkung eins aufweist und einen Operationsverstärker umfaßt, dessen Ausgangsanschluß und dessen invertierender Eingangsanschluß aneinander kurzgeschlossen sind. Der nicht invertierende Eingangsanschluß und der Ausgangsanschluß dieses Verstärkers bilden den Eingangsanschluß bzw. den Ausgangsanschluß dieser Spannungswiederholerschaltung. Wenn die Spannungsverstärkung bei offener Schleife des Operationsverstärkers ausreichend hoch ist, kann die Spannungswiederholerschaltung eine Spannungsverstärkung sehr nahe an eins haben. Um Lasten mit einer relativ kleinen ohmschen Komponente zu steuern, ist es jedoch erforderlich, einen ziemlich komplexen Operationsverstärker, der im allgemeinen zwei Spannungsverstärkungsstufen in Kaskade umfaßt, mit einem Kompensationskondensator und einer eigens ausgelegten "Leistungsendstufe" zu verwenden (z. B.: "MOS Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview", von P. R. Gray und R. G. Meyer, im IEEE Yournal of Solid-State Circuits, Band SC-17, Nr. 6, Dezember 1982, Seiten 969-982, Abschnitt VII, und "Large Swing CMOS Power Amplifier", von K. E. Brehmer und J. B. Wieser, im IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-18, Nr. 6, Dez. 1983, Seiten 624-629). Der Platzbedarf bei der Integration und die Verlustleistung einer solchen Schaltung können sich als übermäßig groß erweisen. Eine so gestaltete Spannungswiederholerschaltung eignet sich außerdem nicht zur Unterbringung in monolithisch integrierten Schaltungen mit komplizierterer Schaltungsstruktur.

Eine andere bekannte Spannungswiederholerschaltung ist der sogenannte Sourcefolger, der als aktives Element einen in der Sättigungszone arbeitenden MOS-Feldeffekt­ transistor aufweist. Die Gateelektrode und die Sourceelektrode des Transistors bilden den Eingangsanschluß bzw. den Ausgangsanschluß dieser Spannungswiederholerschaltung. Wenn die Steilheit g _m des Transistors ausreichend groß ist, insbesondere wenn ihr Wert viel größer ist als der Kehrwert des Ausgangswiderstands des Transistors und als Kehrwert der ohmschen Komponente der Last, hat diese Schaltung eine Spannungsverstärkung sehr nahe an eins. Die Ausgangsimpedanz der Schaltung, die für Signalfrequenzen, die geringer sind als die Grenzfrequenz der Schaltung, in erster Näherung dem Kehrwert der Steilheit g _m des Transistors gleich ist, darf jedoch nicht zu gering sein, um einer Spannungsverstärkung der Spannungswiederholerschaltung von im wesentlichen eins zu garantieren, wenn der Wert der ohmschen Komponente der Last eine Größenordnung von wenigen kΩ oder weniger aufweist. Außerdem stellt man bei Vorliegen eines starken Ausschlags der Eingangsspannung, und folglich der Ausgangsspannung, eine beträchtliche Schwankung des durch den Transistor und die Last fließenden Stroms fest, insbesondere wenn der Wert der ohmschen Komponente der Last niedrig ist. Da, wie bekannt, der Wert der Steilheit eines in der Sättigungszone arbeitenden MOS-Feldeffekttransistors proportional ist zur Quadratwurzel des durch diesen Transistor fließenden Stroms, folgt, daß diese Spannungswiederholerschaltung eine Spannungsverstärkung liefert, die sich bei Änderung der am Ausgang abgegebenen Spannung ändert, und das führt natürlich zum Auftreten von Oberwellenverzerrung des Ausgangssignals.

Um eine Spannungswiederholerschaltung zu erhalten, deren Ausgangsimpedanz einen geringeren Wert aufweist als der mit der oben angegebenen, normalen Sourcefolgerschaltung zu erreichende Wert, und um folglich eine Schaltung mit einer noch näher an eins liegenden Spannungsverstärkung zu erhalten, kann man einen bekannten, komplizierteren Schaltungsaufbau, der in Fig. 1 dargestellt ist, verwenden.

Die Schaltung umfaßt einen ersten Transistor M 1 mit N-Kanal und einen zweiten Transistor M 2 mit P-Kanal, die beide MOS-Feldeffekttransistoren sind. Die Gateelektrode des Transistors M 1 bildet einen Eingangsanschluß IN der Spannungswiederholerschaltung.

Die Drainelektrode des Transistors M 1 und die Gate­ elektrode des Transistors M 2 sind in einem ersten Schaltungsknotenpunkt D 1 zusammengeschaltet, der über eine erste, einen Strom I _B1 erzeugende Konstantstromquelle mit dem Pluspol V _DD einer Versorgungsspannungsquelle verbunden ist.

Die Sourceelektrode des Transistors M 1 und die Drainelektrode des Transistors M 2 sind in einem zweiten Schaltungsknotenpunkt zusammengeschaltet, der über eine zweite, einen Strom I _B2 erzeugende Konstantstromquelle mit dem Minuspol V _SS der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist. Dieser Knotenpunkt bildet einen Ausgangsanschluß OUT der Spannungswiederholerschaltung.

Die Sourceelektrode des Transistors M 2 ist mit dem Pluspol V _DD verbunden. Die Substratelektrode des Transistors M 1 ist mit dessen Sourceelektrode kurzgeschlossen.

Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS wird eine Last R _L eingefügt, die beispielsweise eine rein ohmsche Last sein kann.

Die beiden Vorspann-Konstantstromquellen I _B1 und I _B2 sind in einer dem zuständigen Fachmann bekannten Technik ausgeführt: die von ihnen abgegebenen Stromwerte stehen in Wechselbeziehung zueinander und sind so geartet, daß sie die beiden Transistoren M 1 und M 2 in die Sättigungszone vorspannen.

In Fig. 1 ist auch ein Kondensator C _C dargestellt, der zwischen den Schaltungsknotenpunkt K 1 und den Minuspol V _SS geschaltet ist, und der gegebenenfalls dazu benötigt wird, einen Frequenzausgleich zu bewirken. Der Wert dieses Kondensators ist jedoch noch gering, in der Größenordnung von sehr wenigen pF. Bei der Funktionsanalyse der Schaltung, die in bezug auf eine Signalfrequenz, die geringer ist als die Grenzfrequenz der Schaltung, durchgeführt wird, wird die Wirkung dieses Kondensators außer acht gelassen.

Wenn eine zu wiederholende Spannung V _in zwischen dem Eingangsanschluß IN und dem Minuspol V _SS angelegt wird, gibt die Spannungswiederholerschaltung zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS eine Ausgangsspannung V _OUT ab.

Durch die beiden Transistoren M 1 und M 2 und den Lastwiderstand R _L fließen Ströme, die in Fig. 1 mit I₁ I₂ bzw. I _OUT bezeichnet sind.

In Fig. 2a ist ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 1 dargestellt. Diese Schaltung erhält man, indem man jede der Komponenten der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 durch eine äquivalente Schaltung ersetzt. Jeder der beiden MOS-Feldeffekttransistoren ist durch eine Schaltung ersetzt, die eine Parallelschaltung aus dem Ausgangswiderstand des Transistors und einer spannungsgesteuerten Stromquelle aufweist, die in Richtung drain-source zur Sourceelektrode einen Strom liefert, dessen Wert dem Produkt aus der Steilheit des Transistors und der zwischen der Gate- und der Source­ elektrode des selben Transistors vorliegenden Signalspannung entspricht. Jeder der beiden in oben genannter Weise vorspannenden Konstantstromquellen wird durch einen äquivalenten Ausgangswiderstand ersetzt. In Fig. 2a wurde die Tatsache berücksichtigt, daß die beiden Pole der Versorgungsspannung bezüglich des Signals als kurzgeschlossen anzusehen sind. Gemäß dem vorhergehend Gesagten wird in dieser Ersatzschaltung der Kompensationskondensator C _C außer acht gelassen. Zwischen den Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS ist der Lastwiderstand R _L eingefügt.

In Fig. 2a bezeichnen v _gs1, g _m1 und r _ds1 die Signalspannung zwischen der Gate- und der Source­ elektrode, die Steilheit bzw. den Ausgangswiderstand des Transistors M 1; v _gs2, g _m2 und r _ds2 bezeichnen die Signalspannung zwischen der Gate- und der Sourceelektrode, die Steilheit bzw. den Ausgangswiderstand des Transistors M 2; während r _k1 und r _k2 den Ausgangswiderstand der vorspannenden Konstantstromquelle I _B1 bzw. I _B2 bezeichnen; v _in und v _out bezeichnen die Eingangs- bzw. die Ausgangssignalspannung; i _out bezeichnet den Strom des Ausgangssignals, der durch den Lastwiderstand R _L fließt: somit ergibt sich i _out = v _out /R _L .

Bei Anwendung des Theorems von Th´venin wird die Ersatzschaltung nach Fig. 2a zu der in Fig. 2b dargestellten Schaltung, bei der die Ersatzschaltung der Spannungswiederholerschaltung durch einen Spannungsgenerator für ein reelles Signal V _s mit einem Ausgangswiderstand r _out ersetzt wird.

In Anbetracht dessen, daß normalerweise der Wert der Steilheit g _ml viel größer ist als der Kehrwert der Widerstände r _ds1, r _ds2 und r _k2, erhält man auf Grund einfacher Berechnungen v _s -v _in .

Die Berechung des Ausgangswiderstandes r _out der Schaltung läßt sich unter Bezugnahme auf Fig. 2a durchführen, wobei man eine Spannung v _x zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS anlegt, wobei man den Strom i _x berechnet, der über den Ausgangsanschluß in die Spannungswiederholerschaltung fließt, wobei angenommen wird, daß der Eingangsanschluß IN auf einem unveränderlichen Potential (V _in = 0) liegt. Man erhält demzufolge:

r _out ≡v _x /i _z (1)

Man erhält offensichtlich v _gs1 = -v _x , da man annimmt, daß die Gateelektrode des Transistors M 1 an einem unveränderlichen Potential liegt.

Es muß nun die Signalspannung v _gs2 berechnet werden. Wenn man den Strom des Signals, der durch den Widerstand r _k1 fließt, als i _k1 bezeichnet, erhält man:

wobei r*d₁ = r _ds1 r _k1/(r _ds1+r _k1) der Widerstand ist, der der Parallelschaltung zwischen r _ds1 und r _k1 entspricht. Angenommen, es ist g _m1»1/r _ds1, so erhält man:

v _gs2≃v _x g _m1 r* _d1 (6)

Wenn man die durch r _ds1 und r _ds2 fließenden Ströme im Verhältnis zu den Strömen g _m1 v _gs1 und g _m2 v _gs2 außer acht läßt, und wenn man außerdem den durch den Widerstand r _k2 fließenden Strom außer acht läßt, ergibt sich:

i _x ≃-g _m1 v _gs1+g _m2 v _gs2≃g _m1 v _x +g _m2-g _m1 r* _d1 v _x = g _m1(1+g _m2 r* _d1)v _x (7)

und daraus schließlich:

In bezug auf die einfache Sourcefolgerschaltung, die weiter oben erwähnt wurde, hat die Schaltung nach Fig. 1 folglich einen Ausgangswiderstand, der um den Faktor (l+g _m2 r* _d1) niedriger und bei einer normal ausgelegten Schaltung (g _m2»1/r* _{d 1} ungefähr gleich g _m2 r* _d1 ist. Die Spannungsverstärkung der Schaltung, die im wesentlichen gleich R _L /(R _L +r _out ) ist, liegt deswegen nahe bei eins, auch wenn Lastwiderstände mit einem ziemlich geringen Wert vorliegen.

Die Größe der im Ausgangssignal auftretenden Oberwellen­ verzerrung hat aber, so sehr sie auch in bezug auf die einfache Sourcefolgeschaltung verringert wurde, noch nicht den bestmöglichen Wert. Der Wert des Stroms I₁, der durch den Transistor M 1 fließt, ist gleich dem Wert des Stroms, der von der Konstantstromquelle I _B1 geliefert wird, weswegen der Wert der Steilheit g _m1 konstant bleibt und nicht von dem Wert der am Ausgang abgegebenen Spannung V _out abhängt. Auch der Wert von r* _d1 hängt nicht von der am Ausgang abgegebenen Spannung ab, in Anbetracht dessen, daß weder r _k1 noch r _ds1 davon abhängen. Wenn jedoch große Spannungsausschläge des Ausgangssignals vorliegen, schwankt der Wert des durch den Lastwiderstand R _L fließenden Stroms I _OUT jedoch stark in Abhängigkeit von dieser Spannung. Da der gesamte Signalstrom i _out , der durch den Ausgangswiderstand fließt, über den Transistor M 2 fließt tatsächlich ist, I₂ = I _OUT +I _B2-I₁), ändert sich, wenn der Wert des Lastwiderstands R _L nicht sehr groß ist, der Wert des durch den Transistor M 2 fließenden Stroms I₂ bei Änderungen der Spannung V _out merklich, und deshalb ändern sich, in Abhängigkeit von der letzteren, der Wert der Steilheit g _m2 und folglich der Wert r _out . Die Spannungsverstärkung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ändert sich also bei Schwankungen der am Ausgang abgegebenen Spannung, und deshalb erhält man eine im Ausgangssignal auftretende Oberwellenverzerrung.

Um die im Ausgangssignal auftretende Oberwellenverzerrung zu verringern, könnte man die Schaltung so vorspannen, daß der Ruhewert des Stroms I₂ sehr viel höher liegt als der maximale Ausgangssignalstrom i _out , um so die Änderung, die die Steilheit g _m2 bei Schwankungen der am Ausgang der Schaltung abgegebenen Spannung erfährt, unerheblich zu machen. Dies würde jedoch bei Vorliegen von Lasten mit einer relativ niedrigen ohmschen Komponente zu einer übermäßigen Verlustleistung der Schaltung führen und wäre folglich keine optimale Lösung.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannungswiederholerschaltung zu schaffen, die dazu geeignet ist, eine Last mit relativ kleiner ohmscher Komponente zu steuern, und die, bei Kosten- und Leistungsgleichheit mit bekannten Wiederholerschaltungen, zu einer geringeren Oberwellenverzerrung im Ausgangssignal führt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einer Spannungswiederholerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst, die in den Unteransprüchen entsprechend vorteilhaft weitergebildet werden kann.

Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein Schaltschema der oben beschriebenen bekannten Spannungswiederholerschaltung mit zwei MOS-Feldeffekttransistoren;

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild für Kleinsignalverhalten der bekannten, in Fig. 1 dargestellten Spannungswiederholerschaltung;

Fig. 2b ein vereinfachtes Ersatzschaltbild, das von dem nach Fig. 2a abgeleitet ist;

Fig. 3 ein Schaltschema, teilweise als Blockschaltbild, einer erfindungsgemäßen Spannungswiederholerschaltung mit Kompensation der Oberwellenverzerrung für Lasten mit relativ kleiner ohmscher Komponente;

Fig. 4a ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild der in Fig. 3 dargestellten, erfindungsgemäßen Spannungswiederholerschaltung;

Fig. 4b ein vereinfachtes Ersatzschaltbild, das von dem nach Fig. 4a abgeleitet ist;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Spannungswiederholerschaltung mit Kompensation der Oberwellenverzerrung für Lasten mit relativ kleiner ohmscher Komponente gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wobei die Schaltung nach Fig. 3 enthalten ist.

Eine in Fig. 3 dargestellte, erfindungsgemäße Spannungswiederholerschaltung umfaßt einen ersten, einen zweiten und einen dritten MOS-Feldeffekttransistor M 1, M 2, M 3 mit N-, P- bzw. N-Kanal.

Die Gateelektrode des Transistors M 1 bildet einen Eingangsanschluß IN der Spannungswiederholerschaltung.

Die Sourceelektrode des Transistors M 1 und die Drain­ elektroden der Transistoren M 2 und M 3 sind in einem Schaltungsknotenpunkt zusammengeschaltet, der einen Ausgangsanschluß OUT der Spannungswiederholerschaltung bildet.

Die Drainelektrode des Transistors M 1 ist über eine Konstantstromquelle I _B , die in einer dem zuständigen Fachmann bekannten Weise ausgeführt ist, mit dem Pluspol V _DD einer Versorgungsspannungsquelle verbunden, und ist außerdem mit der Gateelektrode des Transistors M 2 verbunden, und zwar über eine erste Schaltungseinrichtung, die in Fig. 3 durch einen mit LS 1 gekennzeichneten Block dargestellt ist und zwischen diesen beiden Elektroden eine konstante Potentialdifferenz erzeugen kann, deren Wert so bemessen ist, daß er auch bei Vorliegen einer Eingangssignalspannung mit hohem Amplitudenausschlag einen fehlerfreien Betriebszustand des Transistors M 2 erlaubt. Diese Schaltungseinrichtung kann, z. B., aus einem sogenannten Pegelschieber bestehen, der in einer dem zuständigen Fachmann bekannten Weise ausgeführt ist.

Die Substratelektrode des Transistors M 1 ist mit dessen Sourceelektrode kurzgeschlossen.

Die Sourceelektroden der Transistoren M 2 und M 3 sind mit dem Pluspol V _DD bzw. dem Minuspol V _SS der Versorgungsspannungsquelle verbunden.

Die Drainelektrode der Transistoren M 2 und M 3 ist außerdem mit der Gateelektrode des Transistors M 3 verbunden, und zwar über eine zweite, in einer bekannten Weise ausgeführten Schaltungseinrichtung, die in Fig. 3 durch einen mit LS 2 gekennzeichneten Block dargestellt ist und zwischen diesen beiden Elektroden eine konstante Potentialdifferenz erzeugen kann, deren Wert so bemessen ist, daß er eine richtige Vorspannung des Transistors M 3 erlaubt.

Die Schaltung nach Fig. 3 umfaßt auch einen Kondensator C _C , der zwischen die Drainelektrode des Transistors M 1 und den Minuspol V _SS geschaltet ist und der zur Frequenzkompensation benötigt werden kann. Der Wert dieses Kondensators ist jedoch gering, in der Größenordnung von sehr wenigen pF. Wie im Fall der Schaltung nach Fig. 1 wird bei der Funktionsanalyse der Schaltung, die in bezug auf eine Signalfrequenz durchgeführt wird, die geringer ist als die Grenzfrequenz der Schaltung, die Wirkung dieses Kondensators außer acht gelassen.

Alle drei Transistoren M 1, M 2 und M 3 der Schaltung arbeiten in der Sättigungszone.

Zwischen den Ausgangsanschluß OUT der Spannungswiederholerschaltung und den Minuspol V _SS ist eine Last R _L eingefügt, die, beispielsweise eine rein ohmsche Last sein kann.

Wenn zwischen dem Eingangsanschluß IN und dem Minuspol V _SS eine zu wiederholende Spannung V _in angelegt wird, wird von der Spannungswiederholerschaltung zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS eine Ausgangsspannung V _out abgegeben.

Durch die drei Transistoren M 1, M 2 und M 3 und den Lastwiderstand R _L fließen Ströme, die in Fig. 3 mit I₁, I₂, I₃ bzw. I _out bezeichnet sind.

In Fig. 4a ist ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 3 dargestellt. Wie im Falle des Ersatzschaltbildes nach Fig. 2a erhält man dieses Ersatzschaltbild, indem man jede der Komponenten der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 durch eine äquivalente Schaltung ersetzt. Der Kompensationskondensator C _C wurde außer acht gelassen. Beim Erstellen des Ersatzschaltbildes wurde die Tatsache berücksichtigt, daß die beiden Pole der Versorgungsspannungsquelle für das Signal als kurzgeschlossen anzusehen sind, und daß auch jede der beiden Schaltungseinrichtungen LS 1 und LS 2 als Kurzschluß betrachtet wird. Zwischen den Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS ist der Lastwiderstand R _L eingefügt, durch den ein in Fig. 4a mit i _out bezeichneter Signalstrom fließt.

In Fig. 4a bezeichnen V _gsi , g _mi und r _rdsi die zwischen der Gateelektrode und der Sourceelektrode vorliegende Signalspannung bzw. die Steilheit bzw. den Ausgangswiderstand des Transistors Mi, für i = 1, 2, 3 und r _k bezeichnet den Ausgangswiderstand der Vorspann- Konstantstromquelle I _B , die als real angesehen wird; v _in und v _out bezeichnen die Eingangs- bzw. die Ausgangssignalspannung.

In analoger Weise zu dem, was für das Ersatzschaltbild nach Fig. 2a dargelegt worden ist, kann bei der Anwendung des Theorems von Th´venin auch das Ersatzschaltbild nach Fig. 4a in ein einfacheres, in Fig. 4b dargestelltes Ersatzschaltbild umgewandelt werden, in dem die Ersatzschaltung der Spannungswiederholerschaltung durch einen Spannungsgenerator für ein reales Signal mit dem Wert v _s ersetzt ist, der einen Ausgangswiderstand r _out aufweist. Da bei einer normal ausgelegten Schaltung der Wert der Steilheit g _m1 viel größer ist als der Kehrwert der Widerstände r _ds1, r _ds2 und r _ds3, erhält man aufgrund einfacher Berechnungen v _s ≃v _in .

Der Wert von r _out kann gewöhnlich berechnet werden, indem man eine Spannung v _x zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS anlegt und den Strom i _x berechnet, der über den Ausgangsanschluß OUT in die Ersatzschaltung der Spannungswiederholerschaltung fließt, wobei angenommen wird, daß der Eingangsanschluß IN an einem unveränderlichen Potential liegt (v _in = 0) und folglich die in Gleichung (1) angegebene Beziehung gilt.

Indem man wie im Falle der Analyse der Schaltung nach Fig. 2a vorgeht und außerdem berücksichtigt, daß v _gs1 = -v _x und v _gs2 = v _gs3 ist, und die durch die Widerstände r _ds1, r _ds2 und r _ds3 fließenden Ströme in bezug auf die Ströme g _m1 v _gs1, g _m2 v _gs2 bzw. g _ms v _gs3 außer acht läßt, erhält man:

i _x ≃-g _m1 v _gs1+g _m2 v _gs2+g _m3 v _gs3 = g _m1-v _x +(g _m2+g _m3)v _gs2 =
≃g _m1 v _x +(g _m2+g _m3)g _m1 r* _d v _x = g _m1[1+(g- _m2+g _m3)r* _d ]v _x (9)

wobei r* _d = r _ds1 r _k /(r _ds1+r _k ).

Man erhält folglich:

Was bei der üblichen Hypothese (g _m2+g _m3) r* _d »1 ergibt:

Die Spannungswiederholerschaltung nach Fig. 3 weist folglich einen geringeren Ausgangswiderstand als die bekannte Spannungswiederholerschaltung nach Fig. 1 auf.

Der wesentliche Vorteil dieser Schaltung besteht jedoch nicht so sehr in dieser Verringerung des Ausgangswiderstandswertes, die, bei einer normal dimensionierten Schaltung (g _m2 und g _m3 in der gleichen Größenordnung), zu einem Wert führt, der ungefähr gleich der Hälfte des Ausgangswiderstandswertes der bekannten Schaltung nach Fig. 1 ist, als in der Verringerung der von der Schaltung selbst in das Ausgangssignal eingebrachten Oberwellenverzerrung.

Wenn, z. B., eine positive Spannungsänderung der Eingangsspannung V _in , und folglich der Ausgangsspannung V _out , vorliegt, tritt eine negative Änderung der Spannung zwischen der Drainelektrode des Transistors M 1 und dem Minuspol V _SS auf, ein Anstieg des Stroms I₂, der durch den Transistor M 2 fließt, und eine Abnahme des Stroms I 3, der durch den Transistor M 3 fließt. Daraus folgt, daß die Werte der Steilheit g _m2 und g _m3 eine entgegengesetzte Änderung erfahren: während sich der Wert von g _m2 erhöht, verringert sich der von g _m3. Das Gegenteil geschieht bei Vorliegen einer negativen Änderung der Eingangsspannung V _in . Durch eine geeignete Dimensionierung der Schaltung läßt sich eine gute Kompensation zwischen den Änderungen der Werte der beiden Steilheiten g _m2 und g _m3 erreichen, was dazu führt, daß die Änderung des Ausgangswiderstandes r _out der gesamten Schaltungsanordnung im wesentlichen gleich Null wird, und daß folglich auch die von der Schaltung ins Ausgangssignal eingebrachte Oberwellenverzerrung im wesentlichen gleich Null wird. Wie im Falle der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, hängen der Wert des Stroms I₁, der durch den Transistor M 1 fließt, und folglich auch der Wert der Steilheit g _m1 ebenso wie der Wert des Widerstandes r* _d , nicht wesentlich von der am Ausgang abgegebenen Spannung V _out ab.

Es wird nun der Kompensationseffekt zwischen den Änderungen der beiden Steilheiten g _m2 und g _m3 näher betrachtet. Bekanntlich kann die Steilheit g _m eines Transistors ausdrückende Beziehung in der folgenden Weise dargestellt werden:

wobei k′ der Leitfähigkeitsfaktor des Transistors ist, W und L seine Breite bzw. seine Länge (Abstand zwischen Source und Drain) bedeuten, V _gs die Spannung zwischen seiner Gateelektrode und seiner Sourceelektrode bedeutet, und V _th seine Schwellenspannung bezeichnet. In der Beziehung (11) wurde berücksichtigt, daß gemäß den Voraussetzungen für die Ersatzschaltung nach Fig. 2a und Fig. 4a die Steilheit eines MOS-Feldeffekttransistors immer einen positiven Wert annimmt, sowohl bei einem N-Kanal-Transistor als auch bei einem P-Kanal-Transistor.

Man erhält also:

wobei die einem Größensymbol als Indexzahl beigegebene Ziffer (2 oder 3) angibt, auf welchen Transistor (M 2 oder M 3) sich die Größe bezieht. V _thp und V _thn bezeichnen die Schwellenanpassung des Transistors M 2 bzw. die Schwellenspannung des Transistors M 3. V _g2 und V _g3 bezeichnen das Potential der Gateelektrode des Transistors M 2 bzw. das der Gateelektrode des Transistors M 3 in bezug auf ein unveränderliches Potential (z. B. das des Minuspols V _SS ).

Eine Änderung der Eingangsspannung V _in bringt gleiche Änderungen in den beiden Steilheiten mit sich, und zwar:

wobei δ V _g2 und δ V _g3 die infolge der Änderung der Eingangsspannung V _in auftretende Änderung des Potentials V _g2 bzw. des Potentials V _g3 bezeichnen, und wobei angenommen wird, daß die Werte der Schwellenspannungen V _thp und V _thn bei Änderungen der Spannungen V _in und V _out im wesentlichen unverändert bleiben.

Da jeder der beiden Schaltungsblöcke LS 1 und LS 2 für das Signal als Kurzschluß betrachtet werden kann, ergibt sich δ V _g2 = δ V _g3. Die Änderung der Summe der beiden Steilheiten ist folglich:

Indem man die Schaltung nach Fig. 3, insbesondere die beiden Transistoren M 2 und M 3 so auslegt, daß:

erhält man eine exakte Kompensation zwischen den Änderungen im Wert der beiden Steilheiten g _m2 und g _m3, weswegen der Wert des in der Gleichung (10) angegebenen Ausgangswiderstandes r _out der Spannungswiederholerschaltung gleich bleibt bei Änderungen des Wertes der am Ausgang angegebenen Spannung V _out . Im Ausgangssignal der Schaltung wird daher keine Oberwellenverzerrung hervorgerufen. Eine Auslegung der Schaltung in einer Weise, daß die Gleichung (13) erfüllt wird, ist einfach und kann mit dem zuständigen Fachmann bekannten Mitteln erreicht werden.

Es sei betont, daß bei einer erfindungsgemäßen Schaltung die Kompensation zwischen den Änderungen der Steilheiten der beiden Transistoren M 2 und M 3 auch bei Vorliegen von größeren Amplitudenausschlägen der Eingangs- und der Ausgangsspannung optimal ist.

Nicht-ideale Wirkungen können beispielsweise bei Änderungen der Schwellenspannung der Transistoren M 2 und/oder M 3 bei Änderungen der Betriebsbedingungen, oder bei bezüglich der Steilheit unvollkommener Anpassung zwischen den Transistoren M 2 und M 3 hervorgerufen werden. Solche Wirkungen sind jedoch von sekundärer Bedeutung, weil in der Praxis die von der erfindungsgemäßen Spannungswiederholerschaltung eingebrachte Oberwellenverzerrung minimal ist.

Die Schaltung nach Fig. 3 erfüllt auch die oben angegebenen Erfordernisse 5, 6 und 7 sehr gut, weil sie in der praktischen Ausführung einen begrenzten Integrationsplatzbedarf erfordert, weil sie leicht in Schaltungsanordnungen komplizierterer Art eingefügt werden kann und weil sie keinen hohen Gesamtversorgungsstrom erfordert.

Für den Fall, daß die Last auch eine kapazitive Komponente hat, hat die bis jetzt durchgeführte Analyse noch volle Gültigkeit, natürlich für Signalfrequenzen, die unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung liegen.

Die Spannung zwischen dem Pluspol V _DD und Dateelektrode des Transistors M 2, V _DD -V _g2, ist:

V _DD -V _g2 = |V _thp |+V _OV2 (14)

wobei V _OV2, wie bekannt, die sogenannte Übersteuerungs- Gate-Source-Spannung ist, die benötigt wird, damit der Strom I₂ durch den Transistor M 2 fließt, und die ausgedrückt wird als

Da der Strom I₂ und die Übersteuerungsspannung V _OV2 ziemlich hohe Werte erreichen können, vor allem bei Vorliegen eines einen geringen Wert aufweisenden Lastwiderstands R _L , empfiehlt es sich in vielen Fällen, insbesondere bei Vorliegen einer höhere Werte aufweisenden Eingangsspannung V _in , daß die Drainelektrode des Transistors M 1 während des Betriebs ein in bezug auf die Gateelektrode des Transistors M 2 positives Potential aufweist, um sicherzustellen, daß der Transistor M 1 immer in der Sättigungszone arbeitet, wie es für einen korrekten Betrieb der Spannungswiederholerschaltung notwendig ist. Das heißt, daß in der Schaltung nach Fig. 3 mittels des Schaltblocks LS 1, der einen korrekten Betrieb der Spannungswiederholerschaltung ermöglicht, auch bei Vorliegen von Werten der Eingangsspannung V _in , die den Maximalwert übersteigen, bei dem die Schaltung im Falle einer Kurzschlußschaltung zwischen der Drainelektrode des Transistors M 1 und der Gateelektrode des Transistors M 2 noch korrekt arbeitet, die Dynamik der Spannungswiederholerschaltung optimiert wird.

Falls eine solche Optimierung der Dynamik der Schaltung nicht notwendig sein sollte, (z. B. wenn die Versorgungsspannung ausreichend hoch ist), kann der Schaltblock LS 1 einfach mit einer Kurzschlußschaltung ausgeführt werden, und die Spannungswiederholerschaltung ist dann folglich noch einfacher zu realisieren.

Wie bei der Sourcefolgerschaltung und bei der bekannten Schaltung nach Fig. 1 besteht auch bei der Schaltung nach Fig. 3 eine Differenz zwischen der an den Eingang angelegten Gleichspannung und der Ausgangsgleichspannung. Diese Differenz, die als "Offsetspannung" zwischen Eingang und Ausgang bezeichnet wird, ist gleich der Schwellenspannung des Transistors M 1 plus der Übersteuerungsspannung V _OV1, die benötigt wird, damit der Strom I₁ durch den Transistor fließt. Bei einigen Anwendungsarten ist das Vorliegen der "Offsetspannung" zwischen dem Eingang und dem Ausgang nachteilig. In Fig. 5 ist das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt, die dann als Spannungswiederholerschaltung verwendet werden kann, wenn diese nachteilige Offsetspannung vermieden werden soll. Diese einen Eingangsanschluß IN′ und einen Ausgangsanschluß OUT′ aufweisende Schaltungsanordnung ist auf der Grundlage der Spannungswiederholerschaltung gemäß Fig. 3 entwickelt. Diese Spannungswiederholerschaltung, bei der zwischen dem Eingang und dem Ausgang eine von Null abweichende Offsetspannung vorliegt, ist in Fig. 5 mit einem Schaltungsblock REP dargestellt, der einen Eingangsanschluß IN und einen Ausgangsanschluß OUT aufweist.

Der Ausgangsanschluß OUT des Schaltungsblocks REP bildet auch den Ausgangsanschluß OUT′ der gesamten Schaltungsanordnung. Der Eingangsanschluß IN′ der gesamten Schaltungsanordnung ist dagegen an den Eingangsanschluß IN des Schaltungsblocks REP angekoppelt mittels eines in bekannter Weise ausgeführten Pegelschiebers, der in Fig. 5 mit einem Block LS dargestellt ist. Diese Schaltung erzeugt zwischen dem Eingangsanschluß IN′ der Anordnung und dem Eingangsanschluß IN des Schaltungsblocks REP eine konstante Potentialdifferenz, deren absoluter Wert der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Schaltungsblocks REP vorliegender Offsetspannung gleicht, die jedoch das entgegengesetzte Vorzeichen aufweist.

Für das Signal bildet der Block LS einen Kurzschluß, und deshalb verhält sich hinsichtlich des Signals die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 genau wie die Schaltung nach Fig. 3. Die Offsetspannung zwischen dem Eingangsanschluß IN′ und dem Ausgangsanschluß OUT′ gleicht der Summe der zwischen den Anschlüssen IN′ und IN vorliegenden Potentialdifferenz und der zwischen den Anschlüssen IN und OUT auftretenden Offsetspannung und beträgt im wesentlichen Null.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 verhält sich folglich in der gewünschten Weise wie eine Spannungswiederholerschaltung mit geringer Oberwellenverzerrung und einem Offset Null zwischen dem Eingang und dem Ausgang, so daß sie dazu geeignet ist, eine Last mit einer niedrigen ohmschen Komponente zu steuern.

Im Rahmen der Erfindung sind weitere Ausführungsformen möglich. Zum Beispiel wird bei einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung die Substratelektrode des Transistors M 1 nicht mit der Sourceelektrode desselben Transistors verbunden, sondern mit dem Minuspol V _SS der Versorgungsspannungsquelle. In diesem Fall tritt bei Änderungen der Ausgangsspannung V _OUT eine Änderung der Spannung zwischen der Sourceelektrode und der Substratelektrode des Transistors M 1 auf. Aufgrund des sogenannten "Bodyeffekts" tritt eine Änderung in den Strom-Spannungs-Kennlinien dieses Transistors auf, und folglich eine Abhängigkeit des Ausgangswiderstandes r _out der Spannungswiederholer vom Spannungswert V _out . Diese Abhängigkeit ist jedoch von sekundärer Bedeutung, und deshalb erweist sich auch diese Aufführungsform der Schaltung, die vom Konstruktionsstandpunkt aus gesehen einfacher ist als die nach Fig. 3, bei gewissen Anwendungsarten als zufriedenstellend.

Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung läßt sich in einer der in Fig. 3 dargestellten Weise genau komplementären Weise realisieren. Die Transistoren M 1 und M 3 sind in diesem Fall zwei P-Kanal-Transistoren und M 2 ist ein N-Kanal-Transistor. Die Sourceelektrode des Transistors M 2 wird mit dem Minuspol V _SS anstatt mit dem Pluspol V _DD der Versorgungsspannungsquelle verbunden, während die Sourceelektrode des Transistors M 3 mit dem Pluspol V _DD anstatt mit dem Minuspol V _SS verbunden wird. Die Konstantstromquelle I _B wird zwischen die Drainelektrode des Transistors M 1 und den Minuspol V _SS eingefügt, und die Richtung des von ihr erzeugten Stroms ist so, daß sie eine geeignete Vorspannung der Transistoren der Schaltung erlaubt.

Claims (8)

1. Spannungswiederholerschaltung mit komplementären MOS-Feldeffekttransistoren und wenigstens einem Eingangsanschluß (IN) zur Verbindung mit einer Spannungsquelle und wenigstens einem Ausgangsanschluß (OUT) zur Verbindung mit einer Last mit ohmscher Komponente, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Transistor (M 1) eines ersten Leitfähigkeitstyp ein zweiter Transistor (M 2) eines dem ersten Leitfähigkeitstyp entgegengesetzten zweiten Leitfähigkeitstyp und ein dritter Transistor (M 3) des ersten Leitfähigkeitstyps vorgesehen ist, daß die Gateelektrode des ersten Transistors (M 1) den Eingangsanschluß (IN) der Spannungswiederholerschaltung bildet, daß die Sourceelektrode des ersten Transistors (M 1) und die Drainelektrode des zweiten Transistors (M 2) und des dritten Transistors (M 3) in einem den Ausgangsanschluß (OUT) der Spannungswiederholerschaltung bildenden Schaltungsknoten zusammengeschaltet sind, daß die Drainelektrode des ersten Transistors (M 1) über eine Konstantstromquelle (I _B ) mit dem ersten Anschluß (V _DD ) einer Versorgungsspannungsquelle verbunden ist und außerdem mit der Gateelektrode des zweiten Transistors (M 2) über eine erste Schaltungseinrichtung (LS 1) die zwischen diesen beiden Elektroden eine konstante Potentialdifferenz erzeugt und mit der Gateelektrode des dritten Transistors (M 3) über eine zweite Schaltungseinrichtung (LS 2), die zwischen diesen beiden Elektroden eine konstante Potentialdifferenz erzeugt, gekoppelt ist, daß die Sourceelektrode des zweiten Transistors (M 2) mit dem ersten Anschluß (V _DD ) der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist und daß die Sourceelektrode des dritten Transistors (M 3) mit einem zweiten Anschluß (V _SS ) der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist.

2. Spannungswiederholerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (LS 1) eine Potentialdifferenz Null erzeugt.

3. Spannungswiederholerschaltung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Substratelektrode des ersten Transistors (M 1) mit dessen Sourceelektrode kurzgeschlossen ist.

4. Spannungswiederholerschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Drainelektrode des ersten Transistors (M 1) und einen Anschluß der Versorgungsspannungsquelle ein Kompensationskondensator (C _C ) geschaltet ist.

5. Spannungswiederholerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der dritte Transistor (M 1, M 3) N-Kanal-Transistoren sind und der zweite Transistor (M 2) ein P-Kanal Transistor ist.

6. Spannungswiederholerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der dritte Transistor (M 1, M 3) P-Kanal-Transistoren sind, und der zweite Transistor (M 2) ein N-Kanal-Transistor ist.

7. Spannungswiederholeranordnung mit wenigstens einem Eingangsanschluß (IN′) zur Verbindung mit einer Spannungsquelle und wenigstens einem Ausgangsanschluß (OUT′) zur Verbindung mit einer Last mit ohmscher Komponente, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Spannungswiederholerschaltung (REP) nach einem der Ansprüche 1 bis 6 umfaßt, daß der Eingangsanschluß (IN′) dieser Spannungswiederholeranordnung mit dem Eingangsanschluß (IN) der Spannungswiederholerschaltung (REP) gekoppelt ist, und zwar über eine dritte Schaltungseinrichtung (LS), die eine konstante Potentialdifferenz zwischen den Eingangsanschlüssen (IN′ und IN) erzeugt, die eine der Spannungswiederholerschaltung (REP) anhaftende Offseterscheinung kompensiert, und daß der Ausgangsanschluß (OUT) der Spannungswiederholerschaltung (REP) den Ausgangsanschluß (OUT′) der Spannungswiederholeranordnung bildet.

8. Spannungswiederholerschaltung bzw. -anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie in einer integrierten Schaltung angeordnet ist.