JPH0793543B2

JPH0793543B2 - 電圧リピ−タ回路

Info

Publication number: JPH0793543B2
Application number: JP62187852A
Authority: JP
Inventors: フランコ・マロベルティ; グイド・トレリ
Original assignee: エスジ−エス・マイクロエレットロニカ・エス・ピ−・エ−
Priority date: 1986-07-29
Filing date: 1987-07-29
Publication date: 1995-10-09
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: GB2195212A; GB8717978D0; IT8621285A0; JPS6338312A; FR2602379A1; GB2195212B; FR2602379B1; IT1213307B; US4777392A; DE3724980A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、電圧リピータ回路、特にMOS（金属酸化物半
導体）技術を用いて構成されたモノリシック集積回路に
組込むに特に好適な、抵抗値が左程高くない抵抗成分を
有する負荷に対する高調波歪みが極めて低い電圧リピー
タ回路に関するものである。

集積回路においては抵抗値が左程高くない（例えば数ｋ
Ω）の抵抗成分を有する負荷に、高出力インピーダンス
信号電圧発生器により供給される電圧を印加する必要の
ある場合がしばしばある。又、或る用途では負荷の抵抗
成分を正しく駆動させるために、負荷自体に信号電圧を
供給する際にスイングの高い電流を負荷に供給し得るよ
うにする必要がある。

この要求を満足させるためには一般に電圧リピータ回路
を信号電圧発生器と負荷との間に介挿し、この回路によ
って入力信号電圧を出力として反復させ、且つこの回路
の入力インピーダンスを高く、出力インピーダンスを低
くし、これにより電圧発生器と負荷との間で所望のイン
ピーダンス減結合を行い得るようにする。

かかる電圧リピータ回路は、例えばモノリシック集積回
路に複雑な回路構体で用いるようにしている。

この種の電圧リピータ回路の本質的な要求は次の通りで
ある。

・電圧利得をほぼ１とする。

・出力インピーダンスを低くする。

・負荷の抵抗成分を駆動するに要する直流信号電流全体
を正しく供給し得るようにする。

・電流スンイングの高い出力信号が存在する場合でも、
出力信号に導入される高周波歪みを最大限減少し得るよ
うにする。

特に、或る用途に対する他の極めて重要な要求は次に示
す通りである。

・集積化占積率を小さくする。

・一層複雑な回路構体内に用意に挿入し得るようにす
る。

・応答速度を速くし、且つ電力消費を制限する。

一般に利得が１の非反転型バッファとして知られている
既知の電圧リピータ回路は演算増幅器を具え、その出力
端子および反転入力端子を短絡する。この増幅器の非反
転入力端子および出力端子によって電圧リピータ回路の
入力端子および出力端子を夫々構成する。この演算増幅
器の開ループ電圧利得が充分に高い場合には電圧リピー
タ回路の電圧利得がほぼ１となる。

しかし、抵抗値が左程高くない抵抗成分を有する負荷を
駆動するためには、一般に、補償コンデンサを有する従
続接続の２個の電圧利得団と、好適に設計された電力出
力段とを具える比較的複雑な演算増幅器を用いる必要が
ある（例えば、アイ・イー・イー・イー・ジャーナル
オブソリッド−ステートサーキッツ、第SC−17巻、
第６号、1982年12月、第969〜982頁、第VII章にピー・
アール・グレイおよびアール・ジー・メイヤが発表した
論文“MOS演算増幅器の設計−指導要綱”およびアイ・
イー・イー・イー・ジャーナルオブソリッド−ステ
ートサーキッツ、第SC−18巻、第６号、1983年12月、
第624〜629頁にケイ・イー・ブレーマーおよびジェイ・
ビー・ウィーサーが発表した論文“スイングの大きなCM
OS電力増幅器”参照）。この回路の集積化占積率および
電力消費は過剰となる。従ってこの種のリピータ回路は
一層複雑なモノリシック集積回路に挿入するは好適でな
い。

他の既知の電圧リピータ回路としては、所謂ソースフォ
ロワがあり、これは能動素子として飽和範囲で作動する
MOS型電界効果トランジスタを具える。このトランジス
タのゲート電極およびソース電極は電圧リピータ回路自
体の入力端子および出力端子を夫々構成する。このトラ
ンジスタの相互コンダクタンスg_mが充分に大きな場合に
は、特にその値がトランジスタの出力抵抗の値の逆数お
よび負荷の抵抗成分の値の逆数よりも著しく大きな場合
には、この回路の電圧利得がほぼ１となる。しかし、回
路のカットオフ周波数よりも低い信号周波数でトランジ
スタの相互コンダクタンスg_mの逆数にほぼ等しい回路の
出力インピーダンスは、負荷の抵抗成分の値が数ｋΩま
たはれ以下の場合、リピータ回路の電圧利得をほぼ１と
するに要する充分低い値とはならない。また、入力電
圧、従って出力電圧のスイングが大きな場合に負荷の抵
抗成分の値が低いと、トランジスタおよび負荷を流れる
電流の変動が著しくなる。既知のように飽和領域で作動
するMOS型電界効果トランジスタの相互コンダクタンス
値がトランジスタ自体を流れる電流の平方根に比例する
ため、この電圧リピータ回路の電圧利得が出力として供
給される電圧の変化と共に変動するようになり、これに
より高周波歪みが出力信号に導入されるようになる。

上述した従来のソースホォロワ回路により得られた値よ
りも低い出力インピーダンスの電圧リピータ回路、従っ
て電圧利得が充分１に近い回路を得るためには第１図に
示すような一層複雑な既知の回路媒体を用いることがで
きる。

この回路は、双方共MOS電界効果型の第1nチャンネルト
ランジスタM1および第2pチャンネルトランジスタM2を具
える。トランジスタM1のゲート電極によって電圧リピー
タ回路の入力端子INを構成する。

トランジスタM1のドレイン電極およびトランジスタM2の
ゲート電極を第１回路接続点D1で相互接続し、この接続
点D1を第１定電流発生器I_B1を経て供給電圧発生器の正
端子V_DDに接続する。

トランジスタM1のソース電極およびトランジスタM2のド
レイン電極を第２回路接続点で相互接続し、この接続点
を第２定電流発生器I_B2を経て供給電圧発生器の負端子V
_SS接続する。この回路接続点によって電圧リピータ回路
の出力端子OUTを構成する。

トランジスタM2のソース電極を電源正端子V_DDに接続す
る。

トランジスタM1の基板電極をこのトランジスタ自体のソ
ース電極に短絡接続する。出力端子OUTと負端子V_SSとの
間には説明の便宜上純粋な抵抗型の負荷R_L接続する。

これらの２個の定バイアス電流発生器I_B1およびI_B2は既
知の技術を用いて構成する。これら電流発生器により供
給する電の値は相関関係にあるものとし、従って飽和範
囲内で作動する２個のトランジスタM1およびM2を好適に
バイアスし得るようにする。

また、第１図に示すように回路接続点D1と負端子V_SSと
の間にコンデンサC_Cを設け、これにより周波数補償を行
い得るようにする。このコンデンサは数pFの極めて小さ
な値とする。以下に記載する回路のカットオフ周波数よ
りも低い信号周波数に関連する回路の作動においてこの
コンデンサの効果は無視するものとする。

リピートすべき電圧V_inを入力端子INと負端子V_SSとの間
に印加すると、リピータ回路の出力端子OUTと負端子V_SS
との間に出力電圧V_outが現れるようになる。

この際２個のトランジスタM1およびM2並びに負荷抵抗R_L
には第１図に夫I₁,I₂およびI_outで示す電流が流れるよ
うになる。

第2a図は第１図の回路の小信号に対する等価回路を示
す。この回路は第１図の回路構体の回路素子の各々に対
しその等価回路を置換することにより得られる。２個の
MOS型電界効果トランジスタの各々は、このトランジス
タの出力抵抗と電圧制御電流発生器との間に並列接続し
た回路で置換し、この電流発生器によってドレイン−ソ
ース方向に入力側からソース電極に向かってトランジス
タの相互コンダクタンスと、トランジスタ自体のゲート
およびソース電極間の信号電圧との積に等しい値の電流
を供給する。実数と見做される２個の定バイアス電流発
生器の各々をその等価出力抵抗により置換する。第2a図
において信号の観点から、供給電圧発生器の２個の端子
は短絡されているものとする。上述した設定に従ってこ
の等価回路ではトリマコンデンサC_Cは無視するものとす
る。負荷抵抗R_Lは出力端子OUTおよび負端子V_SS間に挿入
する。

第2a図において、v_gs1,g_m1およびr_ds1はトランジスタM1
のゲート電極およびソース電極間の信号電圧、相互コン
ダクタンスおよび出力抵抗を夫々示し、V_gs2,g_m2および
r_ds2はトランジスタM2のゲート電極およびソース電極間
の信号電圧、相互コンダクタンスおよび出力抵抗を夫々
示し、r_k1およびr_k2は定バイアス電流発生器I_B1の出力
抵抗および定バイアス電流発生器I_B2の出力抵抗を夫々
示し、V_inおよびV_outは入力信号電圧および出力信号電
圧を夫々示し、i_outは次式で表わすように負荷抵抗R_Lを
流れる出力信号電流を示す。

i_out＝V_out/R_L テブナンの定理を適用すると、第2a図の等価回路は第2b
図に示す回路に変換することができ、この場合電圧リピ
ータ回路の等価回路は出力抵抗r_outを有する実信号電圧
発生器V_Sにより置換する。一般に相互コンダクタンスg
_m1の値を出力抵抗r_ds1,r_ds2およびr_k2の値の逆数よりも
充分大きくすると、簡単な計算により次式で示す関係が
成立する。

V_Sv_in 回路V_outの出力抵抗は、第2a図に基づき、入力端子INを
定電位点（v_in＝０）に接続するものとすると、出力端
子OUTおよび負端子V_SS電圧v_xを印加し、出力端子を経て
電圧リピータ回路に流入する電流i_xを計算することによ
り次式に示すように算出することができる r_out≡V_x/i_x ……（１）トランジスタM1のゲート電極を定電位点に接続するもの
とすると次式が得られる。

v_gs1＝−v_x この際信号電圧V_gs2を計算する必要がある。

出力抵抗r_k1を流れる信号電流をi_k1とすると、次式が成
立する。

ここにｒ^＊ _d1≡r_ds1 r_k1/（r_ds1＋r_k1）は出力抵抗r_ds1
およびr_k1間に並列な抵抗とする。g_m1＞＞r_ds1とする
と、次式を得ることができる。

v_gs2v_xg_m1r^＊ _d1 ……（６）電流g_m1v_gs1およびg_m2 v_gs2に対し出力抵抗r_ds1および
r_ds2を流れる電流を無視すると共に出力抵抗r_k2を流れ
る電流を無視する場合には次式を得ることができる。

i_x−g_m1V_gs1＋g_m2v_gs2g_m1v_x＋g_m2g_m1r^＊ _d1v_x ＝g_m1（１＋g_m2r^＊ _d1）v_x ……（７）上式から次式が得られる。

これがため、上述した簡単なソースフォロワ回路に対
し、第１図の回路の出力抵抗はファクタ（１＋g
_m2r^＊ _d1）だけ低くなる。このファクタは回路の通常の
設計（g_m2＞＞1/r^＊ _d1）ではg_m2r^＊ _d1にほぼ等しい。こ
れがためR_L/（R_L＋r_out）にほぼ等しい回路の電圧利得
は、比較的低い値の負荷抵抗が存在する場合でも１に著
しく近くなる。

しかし、出力信号に導入される高調波歪みの値は、簡単
なソースフォロワ回路の場合に対し減少されるも、いま
だ最適の値ではない。トランジスタM1を流れる電流I₁の
値は定電流発生器I_B1により供給される電流の値に等し
く、これがため、相互コンダクタンスg_m1の値は一定に
保持され、出力として供給される電圧値V_outには依存し
ない。ｒ^＊ _d1の値は、抵抗r_k1およびr_ds1がこれに依存
しないものとすると、出力として供給される電圧の値に
依存しない。しかし、出力信号に広い電圧スイングが存
在する場合には負荷抵抗R_Lを流れる電流I_outの値は電圧
自体の関数として著しく変化する。出力抵抗を流れる全
信号電流がトランジスタM2を流れるものとする（実際
上、I₂＝I_out＋I_B2−I₁）、負荷抵抗R_Lの値が左程高く
ない場合にはトランジスタM2を流れる電流I₂の値は電圧
V_outの変動と共に著しく変化し、その結果相互コンダク
タンスg_m2の値、従って出力抵抗r_outの値が抵抗の関数
として変化する。これがため、第１図の回路の電圧利得
は出力として供給される電圧の値が変化するにつれて変
化し、従って高周波歪みが出力信号に導入されるように
なる。

出力信号の高調波歪みを減少させるためには回路を適宜
バイアスして電流I₂の残留値が最大出力信号電流i_outよ
りも著しく高く、回路により出力として供給される電圧
が変化する際に相互コンダクタンスg_m2が受ける変化を
無視し得るようにする。しかし。この手段は、比較的低
い値の抵抗成分を有する負荷に対しては回路の電力消費
が著しくなり、従って理想的な解決ではない。

本発明の目的は既知のリピータ回路と価格が同一であり
且つ特性が著しく、しかも出力信号に極めて僅かの高調
波歪みにしか導入されない充分に低い値の抵抗成分を有
する負荷を駆動するように設計された電圧リピータ回路
を提供せんとするにある。

本発明は電圧発生器接続用の少なくとも１個の入力端子
および負荷接続用の少なくとも１個の出力端子を有し、
相補MOS型電解効果トランジスタにより構成され、抵抗
性成分を有する負荷に対する高調波歪みの低い電圧リピ
ータ回路において、第１導電型の第１トランジスタと、
第１導電型とは逆の第２導電型の第２トランジスタと、
第１導電型の第３トランジスタとを具え、第１トランジ
スタのゲート電極により電圧リピータ回路の入力端子を
構成し、第１トランジスタのソース電極並びに第２トラ
ンジスタおよび第３トランジスタのドレイン電極を、電
圧リピータ回路の出力端子を構成する回路ノードで相互
接続し、第１トランジスタのドレイン電極を、定電流発
生器を経て供給電圧発生器の第１端子に接続し、且つ更
に第１回路手段を経て第２トランジスタのゲート電極に
接続してこれら両電極間に定電位差を生ぜしめると共に
第２回路手段を経て第３トランジスタのゲート電極に接
続してこれら両電極間に定電位差を生ぜしめ、第２トラ
ンジスタのソース電極を電圧供給発生器の第１端子に接
続し、第３トランジスタのソース電極を供給電圧発生器
の第２端子に接続するようにしたことを特徴とする。

図面につき本発明の実施例を説明する。

第３図に示す本発明電圧リピータ回路は第1,第２および
第3MOS型電解効果トランジスタM1,M2およびM3を具え、
これらトランジスタを夫々ｎ−チャンネル、ｐ−チャン
ネルおよびｎ−チャンネルとする。

トランジスタM1のゲート電極によって電圧リピータ回路
の入力端子INを構成する。

トランジスタM1のソース電極およびトランジスタM2およ
びM3のドレイン電極は電圧リピータ回路の出力端子OUT
を構成する回路接続点で相互接続する。

トランジスタM1のドレイン電極を通常の構成の定電流発
生器I_Bを経て供給電圧発生器の正端子V_DDに接続すると
共に第３図に示す第１回路手段LS1を経てトランジスタM
2のゲート電極にも接続し、この第１回路手段によって
これら両電極間に一定の電位差を発生させ、その値を大
きなスイングの入力信号電圧が存在する場合でもトラン
ジスタM2の動作条件を正しく得るような値とする。この
第１回路手段を、例えば通常の構成のいわゆる“レベル
シフタ”によって構成する。

トランジスタM1の基板電極をこのトランジスタのソース
電極に短絡接続する。

トランジスタM2およびM3のソース電極を供給電圧発生器
の正端子V_DDおよび負端子V_SSに夫々接続する。

また、トランジスタM1のドレイン電極を第３図に示す通
常の構成の第２回路手段LS2を経てトランジスタM3のゲ
ート電極にも接続し、この第２回路手段によってこれら
両電極間に一定の電位差を発生させ、その値をトランジ
スタM3のバイアスを正しく得るような値とする。

更に、第３図の電圧リピータ回路は周波数補償を行うに
要するコンデンサC_Cを具え、これをトランジスタM1のド
レンイン電極および負端子V_SS間に接続する。このコン
デンサC_C数pFの比較的小さな値とする。第１図の回路の
場合と同様に回路のカットオフ周波数よりも低い信号周
波数に関する回路の動作に対する以下の説明において、
このコンデンサの効果は無視するものとする。

回路のトランジスタM1,M2およびM3の全部は飽和範囲で
作動するものとする。

また、電圧リピータ回路の出力端子OUTと負端子V_SSとの
間には説明の便宜上、純粋の抵抗型の負荷R_Lを挿入する
ものとする。

３個のトランジスタM1,M2およびM3並びに負荷抵抗R_Lに
は第３図に示す電極I₁,I₂,I₃およびI_outが流れる。

第4a図は第３図の回路の小信号に対する等価回路を示
す。第2a図の等価回路の場合と同様に、この等価回路
は、第３図の回路構体回路素子の各々に対しその等価回
路で置換することにより得ることができる。この際補償
コンデンサC_Cは無視する。等価回路を得るに当り、信号
の観点から、供給電圧発生器の両端子を短絡し、且つ両
回路手段LS1およびLS2の各々も短絡されているものとす
る。第４図に示す電流i_outが流れる負荷抵抗R_Lは出力端
子outおよび負端子V_SS間に挿入する。

第4a図において、v_gsi,g_miおよびr_dsiはトランジスタMi
（ここにｉ＝1,2,3）のゲート電極およびソース電極間
の信号電圧、相互コンダクタンスおよび出力抵抗を夫々
示し、r_kは実数とみなされる定バイアス電流発生器I_Bの
出力抵抗を示し、v_inおよびv_outは入力信号電圧および
出力号電圧を夫々示す。

第2a図の等価回路の場合と同様に、テブナンの定理を適
用することにより、第4a図の等価回路を第4b図に示す簡
単な等価回路に変換することもでき、この際、電圧リピ
ータ回路の等価回路は出力抵抗r_outを有し、値v_sの実信
号電圧発生器によって置換する。回路を通常のように設
計して相互コンダクタンスg_m1の値を出力抵抗r_ds1,r_ds2
およびr_ds3の値の逆数よりも大きくするものとすると、
簡単な計算により次式で示す関係を得ることができる。

v_sv_in r_outの値は、通常のように出力端子OUTおよび負端子V_SS
間に電圧v_xを印加し、入力端子INを定電位点（v_in＝
０）に接続するものとして出力端子OUTを経て電圧リピ
ータ回路の等価回路に流入する電流i_xを計算し、従って
式（１）に示す関係を演算することにより計算すること
ができる。

第2a図の回路の解析の場合と同様に処理を行い、v_gs1＝
−v_xおよびv_gs2＝v_gs3とし、電流g_m1 v_gs1,g_m2 v_gs2お
よびg_m3 v_gs3に対し抵抗r_ds1,r_ds2およびr_ds3を流れる
電流を無視するものとすると、次式で示す関係を得るこ
とができる。

i_x−g_m1v_gs1＋g_m2v_gs2＋g_m3v_gs3 ＝g_m1v_x＋（g_m2＋g_m3）v_gs2＝ g_m1v_x＋（g_m2＋g_m3）g_m1r^＊ _dv_x ＝g_m1〔１＋（g_m2＋g_m3r^＊ _ｄ〕v_x ……（９）ここにｒ^＊ _ｄ≡r_ds1 r_k/（r_ds1＋r_k）は互いに並列接続
された抵抗r_ds1およびr_kに等価の抵抗である。

上式から次式が得られる。

通常の場合のように（g_m2＋g_m3）^＊ _ｄ＞＞１とすると、
次式が得られる。

これがため、第３図の電圧リピータ回路の出力抵抗は第
１図の既知の回路の出力抵抗よりも小さい。

しかし、この回路の基本的な利点は、回路の通常の設計
（g_m2およびg_m3を同一の値とする）で、出力抵抗の値が
第１図の既知の回路の出力抵抗の値のほぼ1/2に減少さ
せることではなく、この回路自体から出力信号に導入さ
れる高調波歪みを減少させることである。

例えば、入力電圧V_in、従って出力電圧V_outに正の変化
が存在する場合には、トランジスタM1のドレイン電極お
よび負端子V_SS間の電圧に負の変化が生じ、トランジス
タM2を流れる電流I₂が増大し、トランジスタM3を流れる
電流I₃が減少するようになる。これがため、相互コンダ
クタンスg_m2およびg_m3の値が逆方向に変化するようにな
る。即ち、相互コンダクタンスg_m2の値が増大し、相互
コンダクタンスg_m3の値が減少するようになる。この逆
方向の変化が生ずるのは入力電圧V_inに負の変化が存在
するからである。回路を適宜に設計することにより２つ
の相互コンダクタンスg_m2およびg_m3の値の変化を良好に
補償することができ、これにより回路構体全体の出力抵
抗r_outの変化、従って回路から出力信号に導入される高
調波歪みの変化をほぼ解消することができる。第１図の
回路の場合のように、トランジスタM1を流れる電流I₁の
値、従って相互コンダクタンスg_m1の値並びに相互接続
された抵抗r_ds1およびr_kに等価の抵抗ｒ^＊ _ｄの値は出力
電圧V_outの値に殆ど依存しない。

２つの相互コンダクタンスg_m2およびg_m3の変化が補償さ
れる効果を以下に詳細に説明する。トランジスタの相互
コンダクタンスg_mを表わす関係式は既知であり次式で表
わされる。

ここにｋ′はトランジスタの導電率であり、ＷおよびＬ
は夫々トランジスタの幅および長さ（ソースおよびトレ
イン間の距離）であり、V_gsはゲート電極およびソース
電極間の電圧であり、V_thはそのスレシホルド電圧であ
る。式（11）において、第2a図および第4a図の等価回路
に用いられる条件に従って、MOS型電界効果トランジス
タの相互コンダクタンスはｎ−チャンネルおよびｐ−チ
ャンネルトランジスタの双方に対して常時正の値を有す
るものとすると、次式が得られる。

上式中の添字（２または３）はトランジスタ（M2または
M3）の関係する値を示す。また、V_thpおよびV_thnは夫々
トランジスタM2およびM3のスレシホルド値を示し、V_g2
およびV_g2は一定電位（例えば夫端子V_SSの電位）に対す
るトランジスタM2およびM3のゲート電極の電位を夫々示
す。

入力電圧V_inが変化すると２つ相互コンダクタンスが次
式で示すように変化する。

ここにδV_g2およびδV_g3は夫々入力電圧V_inの変化に追
従する電位VV_g2の変化および電位V_g3の変化を示す。ま
た、スレシホルド電圧V_thpおよびV_thnの値は入出力電圧
V_inおよびV_outが変化しても変化せず、ほぼ一定に保持
されるものとする。

信号の観点から、回路手段LS1およびLS2の各々は短絡
（δV_g2＝δV_g3）されているものとする。これがため、
２つの相互コンダクタンスの和の変化は次式で表わされ
るようになる。

第３図の回路を適宜設計することにより、特に２個のト
ランジスタM2およびM3は次式で示されるような関係を有
するようになる。

この場合には２つの相互コンダクタンスg_m2およびg_m3の
値の変化を正しく補償することができ、その結果式（1
0）で示される電圧リピータ回路r_outの出力抵抗の値
は、出力電圧V_outの値が変化しても一定に保持されるよ
うになる。これがため、回路の出力信号に高調波歪みが
導入されなくなる。式（13）を満足するように回路を設
計することは容易であり、当業者が容易に実施すること
ができる。

本発明による回路では、入出力電圧が大きくスイングし
ても２個のトランジスタM2およびM3の相互コンダクタン
ス値を最適に補償することができる。

不所望な影響は、例えば、動作条件が変化する際トラン
ジスタM2および／またはM3のスレシホルド電圧の変化、
または相互コンダクタンスの観点によるトランジスタM2
およびM3間の不完全な整合に基因する。しかし、これら
の影響は差程重要なものではなく、従って本発明電圧リ
ピータ回路により導入される高調波歪みは実際には小さ
いものである。

また、第３図の回路は、明細書の前文に記載した第5,6
および７番目の要求を充分に満足するものである。その
理由は、構成の集積化面積を著しく小さく必要があり、
且つ複雑な回路構体内に容易に組込み得、しかも全供給
電流を高くする必要がないからである。

負荷が容量性成分をも有する場合には信号周波数が回路
のカットオフ周波数よりも低い場合でも上述した解析は
完全に有効である。

トランジスタM2のゲート電極と正端子V_DDとの間の電
圧、即ちV_DD−V_g2は次式で表わすことができる。

V_DD−V_g2＝|V_thp|＋V_ov2 ……（14）ここにV_ov2は既知のようにトランジスタM2を流れる電流
I₂に必要ないわゆるゲート−ソースオーバードライブ電
圧であり、で表わすことができる。特に負荷抵抗RLが低い値である
場合に上記電流I₂およびオーバードライブ電圧V_ov2が比
較的高い値になるものとすると、多くの場合、特に入力
電圧V_inの値が高い場合には、トランジスタM1のドレイ
ン電極が、動作中トランジスタM2のゲート電極に対して
正の電位を有し、これによりリピータ回路の正しい動作
に必要なようにトランジスタM1が常時飽和範囲で作動し
得るようにするのが好適である。これは、第３図の回路
において第１回路手段LS1により達成することができ
る。即ちこの回路手段によって入力電圧V_inの値が最大
値よりも大きな場合でもリピータ回路を正しく作動させ
ることができ、特にトランジスタM1のドレイン電極をト
ランジスタM2のゲート電極に短絡接続する場合に回路を
上記最大値で正しく作動させ、従ってリピータ回路のダ
イナミック特性を最適にし得るようにする。

回路のダイナミック特性のこの最適化が必ずしも必要で
ない場合（例えば供給電圧が充分に高い場合）には第１
回路手段LS1を短絡接続により簡単に構成することがで
き、従ってリピータ回路を簡単化することができる。

ソースフォロワ回路の場合および第１図の既知の回路の
場合と同様に第３図の回路においても入力直流電圧と出
力直流電圧との間に差が存在する。この差電圧は、入出
力端子間の“オフセット”電圧として規定されており、
トランジスタM1のレシホルド電圧とこのトランジスタを
流れる電流I₁に必要なオーバードライブ電圧V_ov1との和
の電圧に等しい。或る用途ではこの入出力端子間にオフ
セット電圧が存在するのは欠点であり、不所望である。

かかる欠点を除去するように適切に構成配置した本発明
電圧リピータ回路の他の例を第５図にブロック図で示
す。入力端子IN′および出力端子OUT′を有するこの回
路構体は第３図の回路に従って構成された電圧リピータ
回路を更に改善したものである。入出力端子間に零Ｖ以
外のオフセット電圧を有する本例電圧リピータ回路を第
５図において、入力端子INおよび出力端子OUTを有する
ブロック回路REPで示す。

このブロック回路REPの出力端子OUTによって直接回路構
体全体の出力端子OUT′をも構成する。これに対し、回
路構体全体の入力端子IN′は第５図に示す既知の構成の
レベルシフタ回路LSを経て回路REPの入力端子INに結合
する。この回路によって回路構体全体の入力端子IN′
と、ブロック回路REPの入力端子INとの間に一定の電位
差を発生させ、この電位差は回路REPの入出力端子間の
オフセット電圧に対し、絶対値が等しく、符号が逆であ
る。

信号の観点からすると、レベルシフタ回路LSは短絡回路
と等価となり、従って第５図の回路構成体は信号に対し
ては第３図の回路と全く同一である。これがため、入力
端子IN′および出力端子OUT′間のオフセット電圧は、
入力端子IN′およびIN間の電位差と、入出力端子INおよ
びOUT間のオフセット電圧との間に等しく、ほぼ零電位
である。これがため、第５図の回路構体は、値が左程高
くない抵抗成分を有する負荷を駆動するように設計され
た高調波歪み低く、入出力端子間のオフセットが零電位
の電圧リピータ回路として作動する。

本発明は上述した例にのみ限定されるものではなく、要
旨を変更しない範囲内で種々の変形行うことができる。

例えば、トランジスタM1の基板電極をこのトランジスタ
自体のソース電極に接続しないで供給電圧発生器の負端
子V_SSに接続することができる。この場合には出力電圧V
_outが変化すると、トランジスタM1のソース電極および
基板電極間の電圧が変化する。これがため、いわゆる基
板効果のため、トランジスタ自体の電流−電圧特性が変
化し、従って電圧リピータ回路の出力抵抗r_outは出力電
圧V_outの値に依存するが、この依存性は左程重要なもの
ではなく、従ってこの回路は構造の観点から第３図の場
合よりも簡単であり、又、或る用途に対して満足される
ものである。

或いはまた、回路構成素子を第３図に示すものに対し完
全に相補を成すように構成することもできる。この場合
にトランジスタM1およびM3をｐ−チャンネルトランジス
タとし、トランジスタM2をｎ−チャンネルトランジスタ
とする。また、トランジスタM2のソース電極を供給電圧
発生器の正端子V_DDに接続しないで負端子V_SSに接続し、
且つトランジスタM3のソース電極を負端子V_SSに接続し
ないで正端子V_DDに接続する。更にトランジスタM1のド
レイン電極と負端子V_SSとの間に定電流発生器I_Bを挿入
し、発生する電流の符号を回路のトランジスタを正しく
バイアスし得るような符号とする

【図面の簡単な説明】

第１図は２個のMOS型電界効果トランジスタを具える従
来の電圧リピータ回路を示す接続配置図、第2a図は第１図の電圧リピータ回路の小信号に対する等
価回路図、第2b図は第2a図の回路を更に簡単化した等価回路図、第３図は値が左程高くない抵抗成分を有する負荷に対す
る高調波歪みを補償した本発明電圧リピータ回路の構成
を示す接続配置図、第4a図は第３図に示す電圧リピータ回路の小信号に対す
る等価回路図、第4b図は第4a図の回路を更に簡単化した等価回路図、第５図は第３図の回路を具え、値が左程高くない抵抗成
分を有する負荷に対する高調波歪みを補償した本発明電
圧リピータ回路の他の例の構成を示す接続配置図であ
る。 M1,M2,M3……MOS型電界効果トランジスタ I_B1,I_B2……定電流発生器 LS1,LS2……回路手段、IN,IN′……入力端子 OUT,OUT′……出力端子 V_DD……供給電圧発生器の正端子 V_SS……負端子、C_C……トリマコンデンサ V_in……入力電圧、V_out……出力電圧 R_L……負荷抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧発生器接続用の少なくとも１個の入力
端子（IN）および負荷接続用の少なくとも１個の出力端
子（OUT）を有し、相補型MOS型電界効果トランジスタに
より構成され、抵抗性成分を有する負荷に対する高調波
歪みの低い電圧リピータ回路において、第１導電型の第
１トランジスタ（M1）と、第１導電型とは逆の第２導電
型の第２トランジスタ（M2）と、第１導電型の第３トラ
ンジスタ（M3）とを具え、第１トランジスタ（M1）のゲ
ート電極により電圧リピータ回路の入力端子（IN）を構
成し、第１トランジスタ（M1）のソース電極並びに第２
トランジスタ（M2）および第３トランジスタ（M3）のド
レイン電極を、電圧リピータ回路の出力端子（OUT）を
構成する回路ノードで相互接続し、第１トランジスタ
（M1）のドレイン電極を、定電流発生器（I_B）を経て供
給電圧発生器の第１端子（V_DD）に接続し、且つ更に第
１回路手段（LS1）を経て第２トランジスタ（M2）のゲ
ート電極に接続してこれら両電極間に定電位差を生ぜし
めると共に第２回路手段（LS2）を経て第３トランジス
タ（M3）のゲート電極に接続してこれら両電極間に定電
位差を生ぜしめ、第２トランジスタ（M2）のソース電極
を電圧供給発生器の第１端子（V_DD）に接続し、第３ト
ランジスタ（M3）のソース電極を供給電圧発生器の第２
端子（V_SS）に接続するようにしたことを特徴とする電
圧リピータ回路。
【請求項２】第１回路手段（LS1）によって零電位差を
生ぜしめるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲
第１項に記載の電圧リピータ回路。
【請求項３】第１トランジスタ（M1）の基板電極をこの
トランジスタ（M1）のソース電極に短絡接続するように
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項
に記載の電圧リピータ回路。
【請求項４】第１トランジスタ（M1）のドレイン電極と
供給電圧発生器の端子（V_SS）との間に補償コンデンサ
（C_C）を挿入するようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項〜第３項の何れかの項に記載の電圧リピー
タ回路。
【請求項５】第１および第３トランジスタ（M1,M3）を
ｎチャンネルトランジスタとし、第２トランジスタ（M
2）をｐチャンネルトランジスタとすることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項〜第４項の何れかの項に記載の
電圧リピータ回路。
【請求項６】第１および第３トランジスタ（M1,M3）を
ｐチャンネルトランジスタとし、第２トランジスタ（M
2）をｎチャンネルトランジスタとすることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項〜第４項の何れかの項に記載の
電圧リピータ回路。
【請求項７】電圧リピータ回路を集積回路に組込むよう
にしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項〜第６項
の何れかの項に記載の電圧リピータ回路。
【請求項８】電圧発生器接続用の少なくとも１個の入力
端子（IN′）および負荷接続用の少なくとも１個の出力
端子（OUT′）を有し、抵抗成分を有する負荷に対する
高調波歪みが低く、且つオフセットの小さな電圧リピー
タ回路において、特許請求の範囲第１項〜第７項の何れ
かの項に記載の電圧リピータ回路（REP）を具え、その
入力端子（IN）を第３回路手段（LS）を経て前記入力端
子（IN′）に結合してこれら両入力端子（INおよびI
N′）間に定電位差を保持せしめ、電圧リピータ回路の
出力端子（OUT）によって前記出力端子（OUT′）を形成
するようにしたことを特徴とする電圧リピータ装置。
【請求項９】電圧リピータ装置を集積回路に組込むよう
にしたことを特徴とする特許請求の範囲第８項に記載の
電圧リピータ装置。