DE2425918C3

DE2425918C3 - Komplementärtransistorverstärker mit automatischer Vorspannung

Info

Publication number: DE2425918C3
Application number: DE2425918A
Authority: DE
Inventors: Andrew Gordon Francis Somerville N.J. Dingwall (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-06-01
Filing date: 1974-05-30
Publication date: 1980-05-08
Also published as: AU474239B2; IT1012981B; BR7404513D0; DD112045A5; ATA450774A; AT353843B; BE815834A; FR2232140B1; US3886464A; GB1460604A; CA1007716A; SE391091B; SU558657A3; JPS5023158A; NL7407049A; DE2425918A1; DE2425918B2; AU6952874A; FI159974A; JPS5417546B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Köfnple-' ttlentärtransisiorverslärker mit automatischer Vorspann nung, enthaltend zwei Feldeffekttransistoren entgegengesetzten Leitungstyps, deren Kanäle in Reihe zwischen zwei Betriebsspannungsklemmen geschaltet sind und deren Steuerelektroden mit einer gemeinsamen Ein-

S gangsklemme verbunden sind, ferner mit einer Ausgangsklemme, die mit einem Punkt der Reihenschaltung zwischen den Kanälen verbunden ist, einer Rückkopplungsschaltung zwischen Ausgangsklemme und der Eingangsklemme, und einer Spannungsversorgungsschaltung, die zwischen die Betriebsspannungsklemmen geschaltet ist Insbesondere betrifft die Erfindung Verstärker, die komplementäre Isolierschicht-Feldeffekttransistoren enthalten.
Schaltungsanordnungen mit komplementären Feldeffekttransistoren (FET) haben eine breite Anwendung in digitalen Schaltwerken oder Logikschaltungen gefunden. Diese Schaltungen zeichnen sich z. B. durch hohe Schwellwerte, von Natur aus einfachen Aufbau, niedrigen Leistungsverbrauch und sehr hohe Leistungsverstärkung aus.

Es ist auch bekannt, daß Komplementär-FET-Inverter bei geeigneter vorspannung in Anaiogverstärkern verwendet werden können und dann viele ihrer vorteilhaften Eigenschaften beibehalten, die sich bei der Verwendung in digitalen Schaltungen ergeben. Solche Verstärker werden bei Analoganwendungen gewöhnlich mit automatischer Vorspannung durch eine Rückkopplungsstrecke von der Ausgangsklemme zur Eingangsklemme betrieben und eignen sich für eine Vielzahl von Anwendungen,die eine einfache Signalverstärkung erfordern. Sie konnten andererseits bisher noch nicht in Anwendungen benutzt werden, bei denen kompliziertere Operationen benötigt wurden, wie Summation oder Subtraktion von zwei Eingangssigna· len. Ein weiterer Nachteil der bekannten Verstärker besteht darin, daß sich bei einer Kaskaden- oder Hintereinanderschaltung nur schwer Störschwingungen vermeiden lassen. Diese Störschwingungen haben ihre Ursache u. a. in den verhältnismäßig großen

ijo Rückkopplungssignalen, die von Ki„tur aus sowohl in der Verstärkeranordnung als auch dessen Vorspan nungsschaltung vorhanden sind.

Es werden Komplementär-FET-Trennverstärker benötigt, die mit den bekannten hintereinandergeschalteten Komplementär-FET-Verstärkern verwendet werden können, ui:. die Rückkopplung von Signalen zwischen den Stufen zu verringern i.-id eine einwandfreie Hintereinander- oder Kaskadenschaltung der bekannten Verstärker /u ermöglichen, ohne daß dabei rückkopplungsbedingte Schwingungen auflreten. Insbesondere wird ein KomplementärTLT-Verstärker benötigt, der ein Ausgangssignal zu liefern vermag, das von mehreren Eingangssignalen abhängt, so daß eine Addition der Eingangssignale bewirkt werden kann.

Weiterhin wird ein Komplementär-FET-Verstärker benötigt, der zwei Eingangssignale voneinander zu subtrahieren gestattet.

Die bevorzugten Ausführungsformen von Komplementär FET-Verstärkern, dip >ur Lösung der obigen Aufgabe geeignet sind, enthalten eine Rückkopplungs-Strecke iwisthen ihren Eingangs u.id Ausgangsklemrrien, um den Ruhearbeitspunkt des jeweiligen Versläi"' kers festzulegen. Dem Verstärker werden Beifiebspo* tentiale zugeführt, die Von einem Steuersignal abhängen

und sich bei einer Änderung des Wertes des Steuersignals jeweils im gleichen Sinne ändern. Das Steuersignal kann von einer äußeren Quelle oder vom Ausgangssignal des Verstärkers gewonnen werden.

Zwei Verstärker dieser Art können zu einem Differenzverstärker mit zwei Eingängen zusammengeschaltet werden.

Ausführungsbeispiele sowie Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; es. zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild eines bekannten Komplementär-FET-Verstärkers,

Fig. la ein Schaltbild eines Tiefpaßfilters, das bei dem Verstärker gemäß F i g. 1 verwendet werden kann,

F i g. 2 eine typische Obertragungskennlinie des bekannten Verstärkers gemäß F i g. 1,

F i g. 3 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Transistorverstärkers gemäß der Erfindung,

Fig.4 eine Schar von Übertragungskennlinien für den Verstärker gemäß F i g. 3,

Fig.5 ein Schaltbild eines Differenzverstärkers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,

F i g. 6 ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Erläuterung der Arbeitsweise des Differenzverstärkers gemäß Fig. 5.

Der in F i g. 1 dargestellte bekannte Kompiementär-FET-Transistorverstärker hat eine Eingangsklamme 10, d'e mit einem Schaltungspunkt 12 über einen Kondensator 14 gekoppelt ist. Der Schsltungspunkt 12 ist mit einem Ende eines Widerstandes 16 und Steuerelektroden 18 und 20 von komplementären Feldeffekttransistoren (FET) 22 und 24 verbunden. Die steuerbaren Stronistrecken oder Kanäle der FET 22 und 24 sind jeweils zwischen eine Ausgangsklemme 26 und einen Schaltungspunkt 28 bzw. 30 geschaltet. Das andere Ende des Widerstandes 16 ist ebenfalls mit der Ausgangsklemme 26 gekoppelt.

Bei der folgenden Diskussion der Arbeitsweise des bekannten Verstärkers gemäß Fig. 1 sei angenommen, daß die Transistoren 22 und 24 komplementäre Anreicherungs-Feldeffekttransistoren vom p-Typ b/w. η-Typ sind und daß an den Schaltungspunkten 28 und 30 Betriebspotentiale V₂ bzw. Vi liegen, von denen V₂ bezüglich V, positiv ist. Es sei ferner angenommen, daß an der Eingangsklemme 10 kein Eingangssignal liege.

Unter diesen Voraussetzungen wird dit Ausgangsklemme 26 ein Potential annehmen, das von den relativen Leitfähigkeiten der Transistoren 22 und 24 und den Potentialen V₂ und V, an den Schaltungspunkten 28 b/\v. 30 abhängt. Die relativen Leitfähigkeiten der Kanäle der Transistoren 22 und 24 hängen ihrerseits vom Potential an der Steuerelektrode 18 bzw. 20 ab Dieses Poteniial V; an dem mit den Steuerelektroden verbundenen Schaltungspunkt 12 wird durch den Widerstand 16 erzeugt, der als Rückkopplungswiderstand zwischen die Ausgangsklemme 26 und den Schaltungspunkt 12 geschaltet ist.

Wenn das Potential am Schaltungspunkt 12 gleich dem Potential an der Ausgangsklemme 26 ist. tritt a~ Widerstund 16 keine Potentialdifferenz auf und durch den Ruckkopplungswiderstand fließt daher auch kein Strom. Da der Widerstand 16 die einzige Gleichstromquelle für den Schaltungspunkt 12 ist. folgt, daß sich das Potential Y₁' an den Steuereleklruden 18 und 20 nicht ändern wird. Außerdem sind die Widerstandswerte der Kanäle der Transistoren 22 und 24 durch die Potentiale an den zugehörigen Steuereiektroden bestimmt und ändern sich daher ebenfalls nicht. Da das Potential an der Ausgangskle.mme 26 durch die Widerstandswerte der Kanäle der Transistoren 22 und 24 bestimmt wird, folgt, daß die AUsgangsSpanrtüng Ko an der Ausgangs* klemme 26 sich ebenfalls nicht ändern kann. Mit anderen Worten gesagt, befindet sich die Schaltungsanordnung in einem stabilen Ruhezustand, wenn des Potential V/ an den Steuereiektroden der komplementären Transistoren gleich der Ausgangsspannung VO an der Ausgangsklemme 26 ist.

Wenn man andererseits annimmt, daß das Potential am Schaltungspunkt 12 größer ist als das Potential an der Ausgangsklemme 26, so wird der Widerstandswert des Kanals des Transistors 24 kleiner und der Widerstandswert des Kanals des Transistors 22 größer als in dem vorher betrachteten Zustand sein. Das Potential an der Ausgangsklemme 26 wird daher abzunehmen streben, was wiederum eine Erhöhung der Potentialdifferenz am Widerstand 16 in einem solchen Sinne bewirkt, daß sie das Potential am Schaltungspunkt 12 abzusenken strebt, so lange das Potential am Schaltungspunkt 12 größer ist als das an der Ausgangsldemme 26. Wenn man andererseits annimmt, daß das Potential am Schaltungspunkt 12 niedriger als das an der Ausgangsklemme '.:.■ ist, wird der widerstandswert des Kanals des Transistors 22 niedriger und der des Kanals des Transistors 4 höher sein und das Potential an der Ausgangsklemrrn. 26 anzuheben streben, was wiederum einen Strom durch den Widerstand 16 in der Rückkopplungsstrecke im Sinne einer Erhöhung des Potentials am Scha!tun₆spunkt 12 zur Folge hat. Dies wird sich wiederum so lange fortsetzen, bis das Potential am Schaltungspunkt 12 gleich dem an der Ausgangsklenwne 26 ist. Der Widerstand 16 liefert also ein Gegenkopplungssignal (im Gegensatz zu einem Mitkopplungssignal) von der Ausgangsklemme 26 zum Schaltungspunkt 12. das die Potentiale am Schaltungspunkt 12 und an der Ausgangsklemme 26 ausgleicht und einen stabilen Arbeitspunkt einzustellen strebt, dessen Wert durch das Widerstandsverhältnis der Kanäle der Transistoren 22 und 24 und die an den Schaltungspunkten 28 und 30 liegenden Betriebsspannungen V₂ bzw. '.' be-timmt wird.

Es sei nun die Arbeitsweise des bekannten Verstärke! j gemäß Fi g. 1 betrachtet, wenn der Eingangsklemvne 10 ein Eingangssignal V₁ zugeführt wird. Ein Spannungsanstieg an der Eingangsklemme 10 wird durch den Kondensator 14 auf den Schaltungspunkt 12 übertragen, so daß dessen Potential V; ansteigt. Dies bewirkt wiederum eine Abnahme des Widerstandswertes des Kanals des Transistors 24 sowie einen Anstieg des Widerstandswertes des Kanals des Transistors 22 und damit eine Abnahme des Potentials an der Ausgangsklemme 26. Wie im Zusammenhang mit dem Ruhearbeitspunkt der bekannten Schaltung erwähnt wurde, wird der Widers'and 16 ein Gegenkopplungssignal ' or> der Ausgangsklemme 26 an den Schaltungspunkt 12 liefern, das das Potential an der Ausgangsklemme 26 auf seinen 11 sprünglichen Wert zutürkzuführen strebt. Der Grad der durch den Widerstand 16 bewirkten Gegenkopplung hinsichtlich der der Eingangsklemme 10 zugeführten Eingangssignale wird in erster Näherung durch die Innenimpedan/ des die Eingangssifenale an die Eingangsklemme 10 liefernden Generators, den Blindwiderstand des Kopplungskondensätörs 14 Und den Weft des Widerstandes 16 bestimmt.

Wenn die bekannte Schaltung einen hohen Spannungsverstärkungsfaktor haben soll, muß der gegenkoppelnde Widerstand 16 einen großen Wert im Vergleich zuf tnnenimpedanz des Generators haben,

der das Eingangssignal an die Eingangsklemme 10 liefert. Wenn die bekannte Schaltung gemäß Fig. 1 andererseits einen möglichst hohen SpannüngsVerstär^ kungsfaktor nicht zu haben braucht, sondern einen niedrigen Spannungsverstärkungsfaktor haben kann und relativ Unabhängig von den Parametern der jeweils verwendeten Transistoren sein soll, kann man dem gegerikoppelnden Widerstand 16 einen Wert geben, der näher bei dem Inhehwidefstand des Generators liegt. Wenn die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 jedoch einen möglichst hohen Verstärkungsfaktor haben soll, ist es entweder erforderlich, den Widerstandswerl des gegenkoppelnden Widerstandes 16 sehr groß im Vergleich zur Innenimpedanz des Generators zu machen oder irgendeine Filterung vorzusehen, um die Signalanteile aus dem durch den Widerstand 16 rückgekoppelten Signal zu entfernen. Dies kann z. B. durch die Einschaltung eines TiefpuGniieis Zwischen die Ausgangsklenime 26 und den Schaltungspunkl 12 geschehen.

Fig. la zeigt ein geeignetes Tiefpaßfilter 40, das zwischen den Schaltungspunkt 12 und die Ausgangsklemme 26 geschaltet werden kann. Das Tiefpaßfilter enthält zwei Widerstände 42 und 44, die in Reihe miteinander zwischen den Schaltungspunkt 12 und die Ausgangsklemme 26 geschaltet sind. Der Verbindungspunkt 46 dieser Widerstände ist über einen Kondensator 50 mit'einem auf Masse liegenden Schaltungspunkl 48 gekoppelt. Das Tiefpaßfilter 40 ermöglicht das Fließen eines Gleichstromes zwischen dem Schaltungspunkt 12 und der Ausgangsklemme 26, so daß sich der Ruhearbeitspunkt des Verstärkers einstellen kann, während gleichzeitig die Signalströme ausgefiltert werden, um einen maximalen Verstärkungsgrad des Verstärkers zu erreichen.

Die statischen und dynamischen Betriebseigenschaften des bekannten Verstärkers gemäß Fig. 1 sind in F i g. 2 durch eine Übertragungskennlinie 60 dargestellt; Vn ist die Spannung an der Ausgangsklemme 26 und V₁' ist die Spannung am Schaltungspunkt 12. Die Gerade 62 pnunrirht ripm 7u«;tand Vr, = Vf akn wip prwähnt ripr Ort stabiler Betriebszustände des bekannten Verstärkers, bei der die Rückkopplungsspannung am Widerstand 16 gleich Null ist. Der Schnittpunkt der Geraden 62 mit der Übertragungskennlinie 60 stellt einen speziellen stabilen Ruhearbeitspunkt 64 für die dargestellte Übertragungskennlinie 60 dar. Die Neigung der Ühertragungskennlinie 60 im Ruhearbeitspunkt 64, die durch eine Gerade 66 dargestellt ist, stellt ein Maß für den Verstärkungsfaktor des bekannten Verstärkers bei offener Rückkopplungsschleife dar.

Ein der Eingangsklemme 10 zugeführtes Eingangssignal Vi verursacht am Schaltungspunkt 12 eine Signaländerung Δ V, mit dem Mittelwert V/. Hierdurch entsteht an der Ausgangsklemme 26 ein Ausgangssignal A Vo mit einem Mittelwert Vo- Das Verhältnis von A V, und Δ Vo stellt den Verstärkungsfaktor des bekannten Verstärkers dar und hängt von der Neigung der durch den Arbeitspunkt 64 gehenden Geraden 66 ab. Die Neigung der Geraden 66 hängt ihrerseits, wie erwähnt, vom Grade der Signalgegenkopplung durch den Widerstand 16 ab. Die Gerade 66 hat hinsichtlich der Signalschwankungen an der Eingangsklemme 66 die maximale Steigung, wenn der Wert des gegenkoppelnden Widerstandes 16 groß im Vergleich zur Innenimpedanz des Signalgenerators ist, der das Signal an die Eingangsklemme 10 liefert. Andererseits kann man. wie erwähnt, um eine maximale Steigung der Geraden 66 und damit eine maximale Spannüngsverstärkung des bekannten Verstärkers zu erreichen, den gegeiikoppelnden Widerstand 16 durch ein Tiefpaßfilter ersetzen, wie es in F i g. 1 a dargestellt ist.

F i g. 2 zeigt also, daß die Spänriungsvefstärkling des bekannten Verstärkers durch die Steigung der Geraden 66 durch den Ruhearbeitspunkt 64 bestimmt wird; Der Ruhearbeitspunkt wird seinerseits durch eine Gegenkopplung von der Ausgangsklemme 26 zum Schaltungspunkt 12 bestimmt und die Steigung der Linie 66 läßt sich dadurch maximieren. doO man die Signalgegenkopplung durch die Gegenkopplungsstrecke weilestgehend verringert, indem man entweder einen großen Gegenkopplungswiderstand verwendet oder an Stelle eines Gegenkopplungswiderstandes ein geeignetes Tiefpaßfilter erwähnt. Wenn die Steigung der Geraden 66 größer als -1 ist, wird offensichtlich eine

Eii'ijjüngssigrid'iäüuciüüg Δ V, ϋΓΐίΰΓ Cfrcügüng GifitS

invertierten Ausgangssignals Δ V₀ an de' Ausgangsklemme 26 verstärkt.

Der in Fig.3 als Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellte Transistorverstärker enthält den bekannten Verstärker gemäß Fig. 1, dessen Elemente mit den gleichen Bezugszeichen wie dort bezeichnet sind.

Außerdem enthält der Transistorverstärker gemäß Fig. 3 einen P-Typ-Feldeffekttransistor 70. dessen Kanal ζΐ tschen den Schaltungspunkl 28 und einen Schaltungspunkt 72 gekoppelt tst und dessen Steuerelektrode 74 mit einer Steuerklemme 76 gekoppelt ist.

Weiterhin ist zwischen den Schaltungspunkt 30 und einen Schaltungspunkt 80 der Kanal eines N-Typ-Feldeffektiransistors 78 geschaltet, dessen Steuerelektrode ebenfalls mit der Steuerklemme 76 gekoppelt ist.

Der in dem gestrichelten Rechteck enthaltene bekannte Verstärker 71 arbeitet mit den den Schaltungspunkten 28 und 30 zugeführten Signalen V2DZW. V| und den der Eingangsklemme 10 zugeführten Eingangssignalen V₁ in der oben erläuterten Weise.

Die Funktion der zusätzlichen P-Typ- und N-Typ-Transistoren 70 bzw. 78 besteht darin, die Potentiale Vi und V, unter Steuerung durch ein Steuersienal an der Klemme 76 zu verschieben. Wenn z. B. den Schaltungspunkten 72 und 80 feste Betriebspotentiale VJ bzw. Vi' zugeführt werden und V₂ positiv bezüglich Vi' ist, und wenn der Steuerklemme 76 eine zunehmend positivere Spannung zugeführt wird, nimmt die Impedanz des Kanals des Transistors 78 ab, während gleichzeitig die des Kanals des Transistors 70 zunimmt. Dies bewirkt eine Verschiebung der Potentiale V₂ und Vl in Richtung auf das Potential Vi' am Schaltungspunkt 80, wählend andererseits ein relativ kleiner werdendes Signal an der Steuerklemme 76 die Impedanz des Kanals des Transistors 70 verringern und die Impedanz des Kanals des Transistors 78 erhöhen wird, so daß dann die Potentiale V2 und Vi in Richtung auf den Wert des festen Potentials V/ am Schaltungspunkt 72 verschoben werden. Da der Ruhearbeitspunkt des bekannten Verstärkers 71 zum Teil durch die Potentiale V, und V₂ an den Schaltungspunkten 30 bzw. 28 bestimmt wird und da diese Potentiale entsprechend dem der Steuerklemme 76 zugeführten Signal in der beschriebenen Weise verschoben werden, folgt, daß das an der Ausgangsklemme 26 des Verstärkers 71 entstehende Signal sowohl vom Eingangskanal an der Eingangsklemme 10 als auch vom Steuersignal an der Steuerklemme 76 abhängen wird. Diese Eigenschaft wird, wie noch erläutert werden wird, bei den vorliegenden Transistorverstärkern nutzbar gemacht, um invertierende Sum-

24 26 9 18

mierverstärke, Stufertirennverstäfker und Diffprenzver' stärker zu bilden,

Fi g. 4 zeigt die Eigenschaften der in F i g. 3 dargestellten Ausfühfüngsföffh der Erfindung. Es ist ersichtlich, daß die Ausgangsspannung VO an der Ausgangsklemme 26 von der Eingangsspannung Vf am Schaltungspunkt 12 Über eine Schär von Übertragungs* kennlinien, wie 82, 84* 6Oj 86 und 88 abhängt, die entsprechende Ruhearbeitspunkte 90, iOOj 64,102 bzw. 104 enthalten. Wie hinsichtlich der ÜbertfägungskennÜ-nie in Fig.2 erläutert worden" war, entspricht jeder dieser Arbeitspunkte auf der Geraden 64 dem Zustand Vn = Vf.

Die Schaltung gemäß F i g. 3 hat für einen vorgegebenen Wert der Steuerspannung V_c an der Steuerklemme 76 eine vorgegebene Obertragungskennlinie, z. B. die Übertragungskennlinie 60 in Fig.4. Wenn die der Steuerklemme 76 zugeführte Sleuerspannung beispielsweise ansteigt, hat dies, wie erläutert, zur Folge, daß die Potentiale Vi und V₂ in der Richtung nach VV in F i g. 3 verschoben werden, und dies kann z. B. der neuen Übertragungskennlinie 86 mit dem zugehörigen Arbeitspunkt 102 entsprechen. Wenn andererseits die Steuerspannung V_c an der Klemme 76 abnimmt, werden die Potentiale Vi und Vj in positiver Richtung nach Vj' hin verschoben. Durch die Wirkung des gegenkoppelnden Widerstandes 16 oder des Tiefpaßfilters 40 wird der Ort des Ruhearbeitspunktes auf der Geraden 64 gehalten, was der Bedingung V₀ = Vi' entspricht. Die Ausgangsspannung Vo an der Ausgangsklemme 26 ändert sich also sowohl mit Vf als auch mit der Steuerspannung V_can der Steuerklemme 76.

Wenn der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 3 eir Eingangssignal über die Eingangsklemme 10 und ein zweites Eingangssignal über die Steuerklemme 76 zugeführt wird, entsteht also ein Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 26, das der invertierten Summe der beiden Eingangssignale entspricht. Die Transistoren 22 und 24 des bekannten Verstärkers 71 bewirken die Verstärkung und Umkehrung (Inversion) des der Eingangsklemme 10 zugeführten Eingangssignals während die Transistoren 70 und 78 eine Verstärkung des der äteuerkiemme 7ö zugeiuhrien Eingangssignais bewirken, das effektiv an der Ausgangsklemme 26 hinzuaddiert wird, indem die Potentiale Vi und fanden Schaltungspunkten 30 bzw. 28 verschoben werden.

Vernachlässigt man die Wirkung des Widerstandes 16 so läßt sich die Kleinsignalspannungsverstärkung der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 3 in erster Näherung wie folgt ausdrücken:

V₀ = A₁V,- A₁V,

dabei bedeuten:

Vo Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 26;

Vj (V/) Eingangssignal an der Eingangsklemme 10;

-Ai effektiver Verstärkungsfaktor des Transistorpaares 22 und 24;

-A-i effektiver Verstärkungsfaktor des Transistorpaares 70 und 78 und

Vc Steuerspannung an der Steuerklemme 76.

Wenn die Ausgangsklemme 26 mit der Steuerklemme 76 verbunden ist, gilt:

daher ist;

so daß

K₀(I+/IjK₀')= -

und; wcnii Zi B. gilt;

/I₁ - Ί₂ und A₂
so ist:

(6. 7)

V_n = V,

Der Kleinsignalverstärkungsfaktor gemäß Gleichung (8) zeigt, daß die Schaltungsanordnung unter entsprechenden Bedingungen für die der Eingangsklemme 10 zugeführten Signale als invertierender Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor 1 arbeiten kann. Ein solcher Verstärker kann z. B. als Kopplungsglied zwischen zwei Stufen verwendet werden, um andere bekannte Verstärker voneinander zu isolieren, z. B. um, wie erwähnt, die Rückkopplung zwischen den verschiedenen Stufen zu verringern, die sonst zu Instabilitäten und Schwingungen führen könnte. Ein solcher invertierender Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor 1 kann außerdem mit einer zweiten entsprechenden Schaltung für eine Diffc'-enzverstärkung zweier Eingangssignale verwendet werden, wie im folgenden erläutert werden wird.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fi g. 5 enthält zwei Verstärker 110 und 112, die jeweils dem Transistorverstärker gemäß Fig.3 entsprechen und ihre Elemente sind daher mit den gleichen Bezugszeichen versehen, denen zur Unterscheidung jedoch die Buchstaben »a« und »ix< angehängt wurden. Die Schaltungspunkte TL-.i und 72b der Verstärker 110 und 112 sind mit einem SchaUungspunki il4 verbunden, an dem ein feste;, Potential V₂' liegt. Die Schaltungspunkte 80a und 806 der Verstärker 110 und 112 sind mit einem Schaltungspunkt 116 verbunden, an dem ein festes Potential V\ liegt. Die Eingangsklemme 10a wird mit einem ersten Eingangssignal S\ gespeist, während der Eingangsklemme 10Ö ein zweites Eingangssignal S₂ zugeführt wird.

Die Ausgangsklemme 26i> Ond die Steuerklemme 766 des Verstärkers 112 sind miteinander an die Steuerklemme 76a des Verstärkers 110 angeschlossen. Die Ausgangsklemme 26a des Verstärkers 110 liefert ein Ausgangssignal So, das, wie noch erläutert wird, von der verstärkten Differenz der Eingangssignale Si und S₂ abhängt

Fig.6 zeigt, wie die miteinander verbundenen Verstärker 110 und 112 der F i g. 5 als Differenzverstärker arbeiten. Die Transistoren 22a und 24a in F i g. 5 sind in Fig.6 durch einen Verstärker 114 dargestellt In entsprechender Weise sind die Transistoren 70a und 78a durch einen Verstärker 116 dargestellt und die Verbindung der Verstärker 114 und 116 entsprechend den Schaltungspunkten 28a und 30a wird durch einen Summierungspunkt 118 dargestellt, der das Ausgangssignai 5b an der Ausgangskleranie 26a liefert Die Transistoren 22b und 24b des Verstärkers 112 sind durch einen Verstärker 120 dargestellt während die Transisto-

fen 70b und 7Sb durch einen Verstärker 122 dargestellt sind. Den Schaltüngspunkten 28Ö und 30b, \tt d'eiien effektiv die durch die Verstärker 120 und 122 erzeugten Signale unter Erzeugung eines Ausgangssignals an der gemeinsamen Verbindung der Ausgangsklemme 266 und der Steuerklemme 76a und 76b summiert werden, entsprechen einehi Summiefpünkl 124. Den Eingangsklemmen 10a und lOb der Verstärker 114 und 120 werden die Eingangssignal Si und 52 zugeführt.

Der Differenzverstärker gemäß Fig.5, dessen Ersatzschaltbild in F¹I g. 6 dargestellt ist, arbeitet folgendermaßen. Angenommen, die Verstärker 114, 116,120 und 122 hätten die effektiven Verstärkungsfaktoren — An -Aa, -A₂ bzw. -Ai. In erster Näherung, unter Vernachlässigung von z. B. den Einflüssen der Kondensatoren 14a und 146, der Rückkopplungswiderstände 16a und 16& und der Innehimpedanz der Signalquellen für Si und S₂, kann der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers gemäß Fig.5 wie folgt oargesieiii weruen:

S₀ = -

A_xA₁S₂

und wenn man beispielsweise annimmt, daß

A₁ = A₁ = A_s = A₄. = A (ΙΟ)

ist und daß

A»\ (II)

ist, dann ist

S₀^A[S₁-S₁). (12)

ίο

Aus den obigen Gleichungen ist ersichtlich, daß die Schaltungsanordnung gemäß Fig.5 unter den angenommenen Voraussetzungen ein Ausgangssignal So liefert, das von der Differenz der Eingangssignale Si und

S₂ sowie den effektiven Verstärkungsfaktoren der vier Pääfe komplementärer Transistoren, die in die Gleichung (9) eingehen, abhängt. Unter der weiteren Annahme gemäß den Gleichungen (10) Und (11), daß die Verstärkungsfaktoren alle gleich und wesentlich größer

to als 1 sind, ergibt sich, daß das entstehende Ausgangssignal im wesentlichen gleich dem Verstärkungsfaktor eines der Transistorpääre multipliziert mit der Differenz der Eingangssignale S₂ und Si ist. Wenn S₂ gleich - Si ist, ist der Absolutwert der Differenzverstärkung des

i<j Verstärkers also gleich dem doppelten des angenommenen effektiven Verstärkungsfaktors.

Aus der Gleichung (9) ist ferner ersichtlich, daß die Verstärkungsfaktoren A₂, A3 und A4 in anderer Weise so manipuliert werden können, daß die Funktion

zu \' -τπί) 6^IUIU"

wiederum zu einer Gleichung (12) entsprechenden Gleichung für die Differenzverstärkung der Schaltungsanordnung führt. Mit anderen Worten gesagt, ist es in der Praxis nicht notwendig, daß bei den vorliegenden Schaltungen alle Verstärkungsfaktoren gleich sind und sie können sich bei einer Vorgegebenen Anwendung sogar erheblich voneinander unterscheiden.

Die Gleichung (12) wurde nur als Beispiel für eine gewünschte Betriebseigenschaft eines Transistorverstärkers gemäß der Erfindung angegeben, da sie deutlich erkennen läßt, daß der betreffende Verstärker für gleichsinnige Signale (Gleichtaktsignale) unempfindlich ist.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Komplementärtransistorverstärker mit automatischer Vorspannung, enthaltend zwei Feldeffekttransistoren entgegengesetzten Leitungstyps, deren Kanäle in Reihe zwischen zwei Betriebsspannungsklemmen geschaltet sind und deren Steuerelektroden mit einer gemeinsamen Eingangsklemme verbunden sind, ferner mit einer Ausgangsklemme, die mit einem Punkt der Reihenschaltung zwischen den Kanälen verbunden ist, einer Rückkopplungsschaltung zwischen der Ausgangsklemme und der Eingangsklemme, und mit einer Spannungsversorgungsschaltung, die zwischen die Betriebsspannungsklemmen geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsversorgungsschaltung ein erstes steuerbares Impedanzelement (70), das zwischen die erste Betriebsspannungsklem-Itie (28) und einen Schaltungspunkt (72) zur Zuführung eines ersten, im wesentlichen festen Potentials (V;) geschaltet ist, ein zweites steuerbares Impedanzelement (78), das zwischen die zweite Betriebsspjnnungsklemme (30) und einen Schaltungspunkt (80) für die Zuführung eines zweiten, im wesentlichen festen Potentials (V₁') geschaltet ist. enthält und daß die beiden L.npedanzelemente (70, 78) durch die gleiche Steuerspannung (V₁,¹ steuerbar sind, derart, daß die Potentiale an den ersten und zweiten Betriebsspannungsklemmen (28, 30) im gleichen Sinne verschoben werden.

2. Komp.^mentärtransistorverstärker nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Impedanze'ement (70, 78) aus einem dritten bzw. vierten Feldeffekt-ansistor (70, 78) des gleichen Leitungstyps wie der erste bzw. /weite Feldeffekttransistor (22, 24) bestehen und daß den Steuerelektroden des dritten und vierten Transistors die .Steuerspannung (V jzuführbar ist.

3. Komplementärtransistorverstärker nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß die Steuer Spannung (VJ von der Ausgangi«p?.nnung (V,,) an der Aiisgangsklemme (26) gewonnen wird.

4 Komplementärtransistorverstärker nach Anspruch 1. 2 oder 3. dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignale einem Schaltungspunkt (10) züge führt sind, der über einen Kondensator (14) mit der Eingangsklemme (12) verbunden ist und daß der Kondensator das ein/ige Kopplungselement zwi Sehen dem Schaltiingspunkt und der Fingangsklem me ist.

5. Komplementartriinsistorverstärker nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß er (110) mit einem /weiten Verstärker (112) des gleichen Typs parallel zwischen die beiden Schallungspunkte (114, 116) für die Zuführung der beiden im wesentlichen festen Potentiale (V/. V,') geschaltet ist und daß die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme (26a oder 26i>) einer der beiden Verstärker den Veränderlichen Impedanzelementen (70a, 78a; 70b. 78ö) beider Verstarker (110,112) als Steuerspannung zugeführt ist.