DE2607456A1 - Differenzverstaerker - Google Patents

Description

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RCA 68,911 Dr.-fnn. Ernst Gemmsrfeld

Brit.Anm. Nr. 7660/75 Dr. r,-·_■■;* ν. ί^.ϊ.ΐ

vom 24. Februar 1975 D:·;; ·. . -.; c-"):i

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RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Di fferenzverstärker

Die Erfindung bezieht sich auf einen Differenzverstärker mit einem Paar sourceelektrodengekoppelten Feldeffekttransistoren, zwischen deren Gateelektroden ein Eingangssignal zugeführt wird und an dessen Drainelektroden symmetrische Ausgangssignale entstehen .

Derartige Verstärker sind im allgemeinen analog zu Differenzverstärkern mit emittergekoppelten bipolaren Transistoren. Im Hinblick auf die jüngst entwickelten integrierten Schaltungstechniken mit bipolaren und Feldeffektelementen (Bipolar FET integrierte Schaltungstechnologie) neigt man beim Entwurf integrierter Schaltungen wegen des besseren HochfrequenzVerhaltens zur Verwendung von Feldeffekttransistoren anstatt von Lateral-Bipolar-Transistoren. Außerdem können Feldeffekttransistoren größere Eingangssignalamplituden verarbeiten als bipolare Transistoren. Ein einfacher Ersatz von bipolaren Transistoren in

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ORIGINAL INSPECTED

emittergekoppelten Differenzverstärkern durch Feldeffekttransistoren bringt jedoch Probleme beim Entwurf linearer Verstärker. Wenn man sie beispielsweise in der ersten Stufe eines mehrstufigen Verstärkers verwendet, der mit einer über alle Stufen verlaufenden Rückkopplungsschleife versehen ist, die eine wesentliche offene Schlei fenver Stärkung hat, dann wachsen die Verzerrungen im Verstärker erheblich an.

Der Erfinder der vorliegenden Anmeldung hat nun die wichtigeren Gründe für das Anwachsen der Verzerrungen bei offener Schleife eines solchen Verstärkers herausgefunden. Einer dieser Gründe ist, daß ein Feldeffekttransistor im Sourcefolgerbetrieb weniger linear als ein bipolarer Transistor im Emitterfolgerbetrieb arbeitet. Der Erfinder hat erkannt, daß dieser schlechtere Spannungsfolgerbetrieb daher kommt, daß die relativ niedrige Steilheit eines Feldeffekttransistors bewirkt, daß sich die Gate-Source-Spannung zu sehr in Abhängigkeit vom Sourcestrom ändert.

Der Erfinder hat festgestellt, daß die niedrigere Steilheit eines Feldeffekttransistors die Eingangsimpedanz eines in Gategrundschaltung arbeitenden Verstärkers sich stärker in Abhängigkeit von Eingangssignaländerungen verändern läßt, als dies bei einem in Basisgrundschaltung arbeitenden Verstärker der Fall ist. Der Grund hierfür liegt darin, daß bei solchen Verstärkern die Eingangsimpedanz in einem reziproken Verhältnis zur Steilheit des Bauelementes steht. Bei einer Betriebsweise, wo ein erdunsymmetrisches Eingangssignal einen Differenzverstärker mit sourceelektrodengekoppelten Feldeffekttransistoren ansteuern soll, führen das schlechte Sourcefolgerverhalten des Eingangsfeldeffekttransistors und die Eingangsimpedanzänderungen des in Gategrundschaltung betriebenen Feldeffekttransistors der mit dem ersten sourcegekoppelt ist, zu Verzerrungen, die sich nach einem Differenzgesetz kombinieren. Da sich die Steilheit bei einem Feldeffekttransistor mit dem Sourcestrom quadratisch statt linear ändert, heben sich diese Verzerrungen, wie sich herausgestellt hat, nicht so gegenseitig auf, wie dies erwünscht ist.

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Führt man einem Differenzverstärker an seinen beiden Eingangsanschlüssen unterschiedliche Signale zu, dann ergeben sich infolge der soeben erläuterten Nichtlinearitätsprobleme unerwünschte Kreuzmodulationen.

Ein anderer, vom Erfinder ermittelter Grund für höhere Verzerrungen bei einem Feldeffekttransistorverstärker liegt darin, daß die Kennlinie des Drainstromes über der Source-Drain-Spannung steiler verläuft als die über der Kollektor-Emitter-Spannung aufgetragene Kollektorstromkurve eines bipolaren Transistors. Daher ändert sich die Steilheit eines Feldeffekttransistors stärker in Abhängigkeit von seiner Source-Drain-Spannung als die Steilheit eines bipolaren Transistors in Abhängigkeit von seiner Kollektor-Emitter-Spannung.

Die vorstehend erwähnten Effekte hinsichtlich der Verzerrungen eines Verstärkers mit offener Schleife sollte man sich merken, auch wenn die Gründe für Verzerrungen bei offener Schleife in einem rückgekoppelten System nicht immer dem einen oder anderen Verzerrungsverhalten bei offener Schleife entsprechen.

Die relativ niedrige Steilheit des Feldeffekttransistors ist vom Erfinder auch als Grund für das folgende Problem erkannt worden, wenn ein Feldeffekttransistor einen bipolaren Transistor in einem mehrstufigen Empfänger mit Rückkopplung über alle Stufen ersetzt. Das durch Subtrahieren des rückgekoppelten Signals vom Eingangssignal gebildete Fehlersignal steuert den Feldeffekttransistor über einen relativ großen Teil seiner Steilheitscharakteristik, so daß das.erwähnte quadratische Verhalten sich sehr stark in der Gesamtübertragungscharakteristik des Verstärkers auswirkt. Zunehmende Rückkopplungsgrade machen diese Verhältnisse nur noch schlechter, und die Wirksamkeit einer erhöhten Rückkopplung ist bald erschöpft.

Während es nun an sich bekannt ist, daß die Steilheit eines Feldeffekttransistors niedriger als die eines bipolaren Transi-

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stors ist, hat man bisher weithin angenommen, daß hierin nur ein Problem geringerer Verstärkung zu sehen ist, und daß durch Zufügen einer weiteren Kaskadenverstärkerstufe das Gesamtverhalten demjenigen gleichzumachen ist, welches bei Differenzverstärkereingangs stuf en mit emittergekoppelten bipolaren Transistor erreichbar ist. Der Erfinder hat nun festgestellt, daß diese Annahme nicht stimmt. Die zusätzliche Verstärkung, die zur Ergänzung der Verstärkung eines sourcegekoppelten Feldeffektdifferenzverstärkers benötigt wird, sollte an einem Punkt der Schaltung zur Verfügung gestellt werden, wo sie linearisierend auf diejenigen Schaltungsteile wirkt, wo die hauptsächlichen Nichtlinearitäten der Verstärkung entstehen. Fügt man einen sourcegekoppelten Feldeffekttransistor-Differenzverstärker und den Hilfsverstärker auf eine solche Weise in die Gesamtrückkopplungsschleife ein, dann wird die Wirkung der Gesamtrückkopplung nicht durch den Versuch vergeudet, eine besonders starke Nichtlinearität in einem Teil der Schaltung zu verbessern, sondern die Rückkopplungswirkung steht zur Verfügung, um die Nichtlinearität der Gesamtschaltung herabzudrücken.

Der Erfinder schlägt vor, das Problem der Nichtlinearität in Verstärkern, die in einer Differenzverstärkereingangsstufe sourcegekoppelte Feldeffekttransistoren verwenden, durch Erhöhung der scheinbaren oder effektiven Steilheiten der Feldeffekttransistoren zu lösen. Der Erfinder meint hierzu selbst, daß er erstmals diese Lösungsart als notwendig und wünschenswert erkannt hat. Er schlägt die Verwendung der Stromverstärkung eines bipolaren Transistors zur Multiplizierung der Steilheit von sourcegekoppelten Differenzverstärker-Feldeffekttransistoren zur Realisierung dieser Lösung vor. Eine solche Steilheitsmultiplikation ist allerdings im Stande der Technik zur Erreichung anderer Zwecke schon angewandt worden.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Darstellungen der in den folgenden Figuren erläuterten Ausführungsbeispiele näher erörtert. Es zeigen:

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Fig. 1 das Schaltbild eines Differenzverstärkers nach der Erfindung und

Fig. 2 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers, dessen Eingangsanschlüsse auf mindestens positives Betriebsspannungspotential vorgespannt sind.

Fig. 1 zeigt einen integrierten Operationsverstärker 10 innerhalb der gestrichelten Umrandung, der im linken Teil einen Differenzeingangsverstärker 11 gemäß der Erfindung mit Eingangsanschlüssen 12 und 13 enthält. Eine Eingangssignalquelle 14 ist mit einem Ende direkt an den Anschluß 13 und mit dem anderen Ende kapazitiv an den Anschluß 12 angeschlossen. Der Verstärker 11 liefert ein gegenüber dem Eingangssignal verstärktes Ausgangssignal, welches über die Verbindung 15 auf die Basis eines Transistors 16 geführt wird, der in Emittergrundschaltung arbeitet. Die Kollektorstromänderungen des Transistors 16 gelangen mit ihren positiven Schwingungen zur Basis des Transistors 17 und mit ihren negativen Schwingungen zur Basis des Transistors 18, und zwar infolge der Wirkungsweise der Elemente 19, 20, 21, 22, 23 und 24. Die Transistoren 17 und 18 arbeiten als AB-Gegentaktverstärker und liefern am Ausgangsanschluß 25 ein hochverstärktes Ausgangssignal.

Ein AB-Verstärker dieser Art ist im US-Patent 3 863 169 beschrieben.

Das Potential des Ausgangsanschlusses 25 wird auf einem Wert gehalten, der praktisch in der Mitte zwischen der positiven und der negativen Betriebsspannung gehalten wird, die den Anschlüssen 26 bzw. 27 des Operationsverstärkers von Spannungsquellen 28 bzw. 29 zugeführt werden. Dies wird bewirkt mittels einer über den gesamten Verstärker laufenden Gleichspannungsrückkopplung vom Ausgangsanschluß 25 zum Invertereingangsanschluß 12 unter Einschluß eines Widerstandsspannungsteilers mit den Widerständen 30 und 31.

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Im Eingangsdifferenzverstärker 11 sind p-Kanal-Feldeffekttransistoren 32 und 33 mit ihren Gateelektroden an die Eingangsanschlüsse 12 bzw. 13 angeschlossen und mit ihren Sourceelektroden über den Gesamtwiderstand der Widerstände 34 und 35 miteinander verbunden. Die effektiven Steilheiten der Transistoren 32 und 33 werden mit den Stromverstärkungen der Transistoren bzw. 37 multipliziert. Dies erfolgt in jedem Falle durch Zuführung des Drainstromes der Feldeffekttransistoren (32 oder 33) als Basisstrom zu einem bipolaren Transistor (36 oder 37) komplementären Leitungstyps, dessen Kollektor auf die Quellenelektrode des Feldeffekttransistors zurückgeführt ist. Der Feldeffekttransistor 32 und der bipolare Transistor 36 bilden zusammen einen Verbundfeldeffekttransistor 40, dessen Steilheit gleich der Steilheit des Feldeffekttransistors 32 multipliziert mit der Vorwärtsstromverstärkung des Transistors 36 in Emittergrundschaltung ist. Die effektive Gateelektrode des Verbundfeldeffekttransistors 40 ist diejenige des Feldeffekttransistors 30, die effektive Sourceelektrode wird durch den Verbindungspunkt zwischen der Sourceelektrode des Feldeffekttransistors mit dem Kollektor des Transistors 36 gebildet und seine effektive Drainelektrode wird durch den Emitter des Transistors 36 gebildet. Der Feldeffekttransistor 33 und der bipolare Transistor 37 bilden zusammen einen entsprechenden Verbundfeldeffekttransistor 41.

Die effektiven Drainelektroden der Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 liefern Ströme, die sich symmetrisch im Gegentakt ändern, an einen Stromspiegelverstärker 50 mit den Elementen 50 bis 56, welcher diese Stromänderungen in eine erdunsymmetrische Form umwandelt und der Basis des Transistors 16 zuführt. Eine Konstantstromquelle 38 liefert einen Gleichstrom 2I_g, welcher doppelt so groß wie der Gleichstrom I_ ist, welcher von derjenigen Konstantstromquelle geliefert wird, die als aktive Last für den Transistor 16 wirkt. Der Strom 2l_g von der Stromquelle 38 teilt sich auf die beiden Hälften des Verstärkers auf und fließt zur Hälfte als Sourceruhestrom zum Verbundfeld-

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effekttransistor 40 und zur anderen Hälfte als Sourceruhestrom zum Verbundfeldeffekttransistor 41. Außer der Verwendung von Linearisierungswiderständen 34 und 35 und Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 statt einfacher Feldeffekttransistoren arbeitet die Schaltung, welche

a) den Eingangsdifferenzverstärker,

b) den Stromspiegelverstärker zur Umwandlung des erdsymmetrischen Signals in ein erdunsymmetrisches Signal und

c) den nachfolgenden Emittergrundschaltungsverstärker

enthält, praktisch so wie es im US-Patent 3 825 679 erläutert ist.

Der Kondensator 57 stellt eine Kollektor-Basis-Rückkopplung für den Transistor 16 dar und sorgt für eine dominierende Niederfrequenzzeitkonstante im Verhalten des Verstärkers 10 bei offener Schleife. Durch die dargestellte Schaltung des Kondensators 57 wird sichergestellt, daß der Emitterfolgerbetrieb des Transistors 37 eine Pufferwirkung hinsichtlich der niedrigen Basiseingangsimpedanz des Transistors 16 bewirkt. Daher kann der Kondensator 57 eine niedrigere Kapazität haben und demzufolge auch eine geringere Baugröße.

Bei einem Verstärker mit drei Anschlüssen ist die am Eingangsund Ausgangsanschluß gemeinsamen Anschluß wirksame Impedanz reziprok zur Transadmittanz des Verstärkers. Bei niedrigen Frequenzen, wo Blindwiderstandseinflüsse vernachlässigbar sind, ist die Transadmittanz im wesentlichen gleich der Steilheit (Transkonduktanz) des Verstärkers. Da die Steilheit der Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 höher als diejenige eines einfachen Feldeffekttransistors ist, sind ihre effektiven Quellenimpedanzen sehr klein. Demzufolge können die Wirkungen von Nichtlinearitäten in diesen effektiven Quellenimpedanzen wesentlich herabgesetzt werden, wenn man die Widerstände 34 und 35

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relativ klein bemißt im Verhältnis zu dem Fall, wo man nur einfache Feldeffekttransistoren verwendet. Diese geringere erforderliche Quellenelektrodengegenkopplung führt zu einer höheren Verstärkung des Verstärkers 11 und verringert den Eingangssignalbereich, der erforderlich ist, um eine effektive Gesamtgleichspannungsrückkopplung über den Operationsverstärker 10 auszuüben. Das geringere erforderliche Eingangssignal des Verstärkers 11 höherer Verstärkung erlaubt es, daß seine Feldeffekttransistoren mit kleineren Verstärkungspotentialvariationen und über einen kleineren Bereich ihrer Steilheitskennlinie betrieben werden können, so daß die Verzerrungen verringert werden, wie durch ihre Steilheitsänderungen in Abhängigkeit von der Source-Drain-Spannung verursacht werden. Die Gleichspannungsabfälle an den Widerständen 34 und 35 infolge der Ruhestromflüsse verringern sich entsprechend dem ohmschen Gesetz, so daß der Verstärker 11 große Gleichtaktsignale (common-mode signal potentials) verarbeiten kann oder alternativ mit niedrigerer Betriebsspannung betrieben werden kann.

Ein überraschender Effekt besteht noch darin, daß die für einen hochverstärkenden Differenzeingangsvorverstärker in einem monolithischen Operationsverstärker benötigte Fläche verringert wird. Der Grund hierfür liegt darin, daß die Steilheit eines Feldeffekttransistors proportional zu einer Kanalbreite ist; daher benötigen sehr steile Feldeffekttransistoren eine große Fläche auf dem integrierten Schaltungsplättchen. Die Stromverstärkung eines vertikal aufgebauten (vertical structure) bipolaren Transistors hängt andererseits nicht von der Trans is tor fläche ab, und daher können kleine bipolare Transistoren die Steilheit von Feldeffekttransistoren erreichen, denen sie zugeordnet sind, ohne viel Plättchenfläche zu benötigen.

In Fig. 2 enthält der Operationsverstärker 110 innerhalb der gestrichelten Umrandung Verbundfeldeffekttransistoren 14O und 141 und einen Stromspiegelverstärker 150, und erkann in monolithischer integrierter Schaltung aufgebaut sein. Er arbeitet

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-9-in folgender Weise:

Den Anschlüssen 162 und 163 wird eine Betriebsspannung zugeführt, die im dargestellten Falle von einer Batterie 164 geliefert wird. Die Eingangsanschlüsse 166 und 167 liegen auf Massepotential bzw. an einer Eingangssignalquelle 114, deren anderes Ende ebenfalls auf Masse liegt. Das Ausgangssignal des Differenzeingangsverstärkers 111, wenn ihm ein Eingangssignal zugeführt wird, wird auf eine Darlington-Kaskade mit den Transistoren 161 und 116 zur weiteren Verstärkung geführt. Das weiterverstärkte Signal wird auf den Eingang eines Ausgangsverstärkers 168 gegeben, so daß am Anschluß 169 des Operationsverstärkers 110 ein Ausgangssignal abgegeben wird. Die Transistoren 161 und 116 arbeiten mit einer aktiven Kollektorlast über den Kollektor eines Transistors 171, der für konstanten Stromfluß vorgespannt ist. Ein Kondensator 157 sorgt für eine dominierende Niederfrequenzzeitkonstante für den Operationsverstärker 110 bei offener Schleife.

Der Operationsverstärker 110 erhält ein Eingangssignal von einer Quelle 114, die auf das geringste zur Verfügung stehende positive Potential vorgespannt ist (hier Masse). Zu diesem Zweck verwendet sein Differenzeingangsvorverstärker 111 aneinander angepaßte Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141, wie sie durch die Erfindung geschaffen sind. Sie unterscheiden sich von den Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 gemäß Fig. 1 in folgender Weise. In jedem der Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 werden die Drainstromschwankungen der Verbundfeldeffekttransistoren (132 oder 133) nicht unmittelbar auf die Basis des bipolaren Transistors (136 oder 137) geführt, deren Kollektor mit der Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransistors verbunden ist. Stattdessen erfolgt diese Kopplung über einen in Basisgrundschaltung ausgeführten Verstärkertransistor (134 oder 135) vom komplementären Leitungstyp gegenüber dem Verbundfeldeffekttransistor.

Nun könnte der Verstärker 11 gemäß Fig. 1 betrieben werden, in-

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dem seine Eingangsanschlüsse auf das am wenigsten positive zur Verfügung stehende Betriebsspannungspotential vorgespannt werden. Da jedoch Anreicherungs-Feldeffekttransistoren, die zusammen mit bipolaren Transistoren in integrierter Form ausgebildet werden, können eine Gate-Source-Schwellenspannung von nur etwa 1,5 bis 2 Volt haben, wo das Leiten beginnt, arbeiten Feldeffekttransistoren mit stark beschränkter Source-Drain-Spannung. Kleine Änderungen der Source-Drain-Spannungen der Feldeffekttransistoren 32 und 33 führen, wenn sie im Betrieb des Verstärkers 11 auftreten, in unerwünschter Weise zu erheblichen Schwankungen der Steilheiten der Feldeffekttransistoren. Dieses Problem wird besonders akut, wenn der einfache Stromspiegelverstärker 50 ersetzt wird durch einen Wandler für ein erdsymmetrisches in ein erdunsymmetrisches Signal, der in seinen Eingangs- und Ausgangskreisen auf etwas höhere Potentiale vorgespannt werden muß.

In Fig. 2 erfolgt die Umwandlung vom erdsymmetrischen in ein erdunsymmetrisches Signal mit einem Stromspiegelverstärker 150 bekannter Art, welcher die Elemente 151, 152, 158, 157 enthält und eine Spannung von etwa 1,3 bis 1,5 Volt an seinem Eingangskreis benötigt. Auch ist der in Emütergrundschaltung betriebene Verstärkertransistor als Darlington-Kaskade dem Transistor 161 nachgeschaltet, und diese Darlington-Schaltung erfordert eine Spannung von etwa 1,3 bis 1,5 Volt zwischen der Basis des Transistors 161 und dem Emitter des Transistors 116. Folglich müssen die Ruhespannungen der Transistoren 136 und 137 etwa 2,0 bis 2,2 Volt betragen. Müßten die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren 132 und 134 auf diese Spannung vorgespannt werden, dann würde man keine so befriedigende Betriebsweise mit in Gategrundschaltung betriebenen Feldeffekttransistoren 132 und 133 erhalten, die nur Schwellspannungen von 1,5 bis 2 Volt haben.

Die in Basisgrundschaltung betriebenen Verstärkertransistoren 134 und 135, deren Basen so vorgespannt sind, daß ihre Emitter auf einem Ruhepotential von nur wenigen Zehntel Volt positiv

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gegen Masse liegen, koppeln die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren 132 bzw. 133 mit den Basen der bipolaren Transistoren 136 bzw. 137 in einer solchen Weise, daß dieses Spannungsübertragungsproblem gelöst wird.

Die Elemente 181 bis 189 bilden eine interne Vorspannungsschaltung. Sie liefert Gleichspannungen von wenigen Zehntel Volt größer als die Basis-Emitter-Offsetspannungen der Transistoren 134 und 135 zwischen dem Anschluß 162 und ihren Basen, so daß diese Transistoren in Basisgrundschaltung arbeiten können. Eine ähnliche oder etwas größere Gleichvorspannung wird durch die interne Vorspannungsschaltung zwischen den Anschluß 163 und die Basen der Transistoren 171, 172 und 173 gelegt, so daß diese für konstanten Kollektorstrom vorgespannt werden. Die Widerstände 184 und 185 haben praktisch gleiche Werte, und zwar erheblich größer als diejenigen der Emittergegenkopplungswiderstände 181 und 188, so daß am Emitter des Transistors 189 ein Potential zwischen denjenigen an den Anschlüssen 162 und 163 entsteht.

Eine optimale Vorspannung der Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 für A-Verstärkerbetrieb wird in folgender Weise erhalten. Für die Drain-Ruheströme der Feldeffekttransistoren 132 und 133 wird ein geeigneter Wert gewählt, der bestimmt wird durch die Größe der Feldeffekttransistoren und die Source-Gate-Spannung, mit welcher man bequem arbeiten kann. Ist beispielsweise eine Source-Gate-Spannung von etwa -3 Volt zweckmäßig in einer Schaltung mit Feldeffekttransistoren, deren Schwellenspannungen in der Größenordnung von -1,5 Volt liegen, dann läßt sich ein Source-Drain-Strom von 100 ,uA leicht mit Feldeffekttransistoren 132 und 133 erreichen, die bezüglich ihrer Größe praktisch integrierbar sind. Dieser Source-Drain-Strom sollte größer sein als der zu erwartende Signalspitzenstrom, der sich in der noch später beschriebenen Weise bestimmen läßt.

Der Verbundfeldeffekttransistor 140 hat eine Gegenkopplungsschleife für Ruheströme, in welcher Unterschiede zwischen den

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Kollektorströmen der Transistoren der Transistoren 172 und 134 gegengekoppelt werden durch die Kaskadenschaltung des als in Emittergrundschaltung betriebenen Verstärkertransistors 136_f des in Gate-Grundschaltung betriebenen Verstärkertransistors 132 und des in Basis-Grundschaltung betriebenen Verstärkertransistors 134. Die Verstärkung dieser Schleife ist so, daß der Basisstrom des Transistors 136 vernachlässigbar klein gegenüber den Kollektorströmen der Transistoren 172 und 136 ist. So stellt sich der Kollektorruhestrom und damit auch der Emitterruhestrom des Transistors 136 infolge der Gegenkopplungsschleife auf einen Wert ein, der im wesentlichen gleich dem vom Kollektor des Transistors 172 gelieferten konstanten Strom ist. Der Verbundtransistor 141 enthält eine ähnliche Gegenkopplungsschleife für Ruheströme, welche den Emitterruhestrom des Transistors 135 praktisch gleich dem vom Kollektor des Transistors 173 gelieferten konstanten Strom werden läßt.

Die als Verstärker in Basis-Grundschaltung betriebenen Transistoren 134 und 135 werden vorzugsweise mit Emitterruheströmen betrieben, die in ihrer Größe vergleichbar mit den Spitzenschwankungen der Drainströme der Feldeffekttransistoren 131 bzw. 132 sind. Macht man die Emitterruheströme der Transistoren 134 und 135 kleiner als die Drainruheströme der Feldeffekttransistoren

132 und 135, dann können die Transistoren 134 und 135 in unerwünschter Weise bei großen Eingangssignalamplituden aus ihrem Leitungszustand gesteuert werden. Größere Emitterruheströme für die Transistoren 134 und 135 lassen die Schaltung andererseits empfindlich gegen Unterschiede der Stromquellentransistoren 172 und 173 werden.

Der Drainruhestrom des Feldeffekttransistors 132 und der Emitterruhestrom des Transistors 134 fließen zusammen durch den Widerstand 174; der Drainruhestrom des Feldeffekttransistors

133 und der Emitterruhestrom des Transistors 135 fließen zusammen durch den Widerstand 175. Ist die den Basen der Transistoren

134 und 135 zugeführte Gleichspannung konstant, dann sind ihre

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EmJiterspannungen bekannterweise kleiner als ihre jeweiligen Basis-Emitter-Offsetspannungen. Geeignete Werte für die Widerstände 174 und 175 lassen sich nach dem ohmschen Gesetz berechnen, wenn man den erforderlichen Spannungsabfall und den Ruhestrom durch jeden Widerstand kennt.

Will man vermeiden, daß unerwünschte Ausgangsspannungsverschiebungen auftreten, dann sollten die beiden Hälften des Differenzverstärkers in ihrem Betrieb so gut wie möglich einander angepaßt werden. Das bedeutet, daß die folgenden Elemente paarweise ausgesucht werden müssen: 176 und 177; 172 und 173; 134 und 135; 174 und 175; 132 und 133. Der Widerstand 190 koppelt die effektiven Sourceelektroden der Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 miteinander und linearisiert die Verstärkung, welche diese Verbundtransistoren zeigen. Die Widerstände 191 und 192 bilden einen Widerstandsspannungsteiler für das am Ausgangsanschluß 169 erscheinende Signal, und das herabgeteilte Signal wird der effektiven Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransistors 141 zugeführt, so daß eine Gleichspannungsgegenkopplungsverbindung entsteht. Die Spannungsteilung ist notwendig, damtt Schwingungen der Ausgangsspannung nahe bei Massepotential dem Verbundtransistor 141 nicht die notwendige Source-Drain-Spannung entziehen. Die Widerstände 191 und 192 neigen dazu, ein Gleichstromungleichgewicht in den Hälften des Differentialeingangsveräbärkers 111 mit den Verbundfeldeffekttransistoren 140 bzw. 141 entstehen zu lassen. Ein solches Ungleichgewicht läßt sich durch einen Widerstand 193 vermeiden, dessen Wert gleich dem Gesamtwert der parallelgeschalteten Widerstände 191 und ist und der zwischen die effektive Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransistors 140 und den Emitter des Transistors 189 geschaltet ist (der, wie bereits vorerwähnt, auf einem Potential in der Mitte zwischen den Anschlüssen 162 und 163 liegt). Eine derartige Schaltung erlaubt, daß die Ausgangsruhespannung am Anschluß 169 ebenso auf diesem Mittenwert liegt, wenn die Gateelektroden der Feldeffekttransistoren 132 und 133 auf demgleichen Potential liegen.

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Bedenkt man, daß ohne Eingangssignal kein Strom durch den Widerstand 190 fließt, dann kann die Größenordnung des Signalstromes im Vergleich zur Gleichspannungskomponente in den Drainströmen der Feldeffekttransistoren 132 und 133 in folgender Weise bestimmt werden. Die kombinierten Kollektorströme der Transistoren 136 und 137 sind bestimmt durch die über die Widerstände 191, 192 und 193 zugeführten Ströme. Von diesen ist nur der durch den Widerstand 191 zugeführte Strom großen Schwankungen unterworfen, die als Ausgangssignalschwankungen am Anschluß 169 über den Spannungsbereich der von der Batterie 164 gelieferten Versorgungsspannung erscheinen. Da die Eingangsstufe 111 so vorgespannt ist, daß die Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 im Gegentakt arbeiten, muß die Hälfte der über den Widerstand 191 eingeführten Stromschwankung von jedem dieser Verbundfeldeffekttransistoren verarbeitet werden und tritt im wesentlichen als Schwankung des Kollektorstromes der Transistoren 136 und 137 auf. Diese Schwankungen übersteigen jedoch nicht die Hälfte der Betriebsspannung (maximale Ausgangssignalamplitude) geteilt durch den Wert de«=? Widerstandes 191. Um diese Kollektorstromschwankungen aufzunehmen, brauchen die Basisstromschwankungen der Transistoren 131 und 137 nur 1/h- mal so groß zu sein, wenn h_fe die Kollektor-Emitter-Durchlaßstromverstärkung der Transistoren 136 und 137 ist. Ähnlich brauchen Drainstromschwankungen durch die Feldeffekttransistoren 140 und 141 geliefert zu werden, um diese Basisstromschwankungen aufzunehmen, da die Stromverstärkungen der als Verstärker in Basisgrundschaltung betriebenen Transistoren 134 und 135 je im wesentlichen gleich -1 sind. Wenn die von der Batterie 164 gelieferte Versorgungsspannung 20 Volt beträgt, der Wert des Widerstandes 191 10 kOhm beträgt und h_f gleich 100 ist, dann würde die Signalkomponente im Drainstrom des Feldeffekttransistors 140 oder 141 etwa 10,uA betragen und damit weit unter der Gleichstromkomponente von 100 /uA liegen, die in dem Beispiel vorausgesetzt worden ist.

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Claims (4)

1. Patentansprüche

   1 )/Verstärker mit einem ersten und einem zweiten Anschluß zur Zuführung einer Betriebsspannung, mit einem dritten und einem vierten Anschluß zum Anlegen eines auf das Betriebsspannungspotential bezogenen Eingangssignales, mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor eines ersten Leitungstyps, deren Gateelektroden jeweils mit dem dritten bzw. vierten Anschluß verbunden sind und deren Sourceelektröden miteinander gekoppelt und mit dem ersten Anschluß gleichspannungsgekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster und ein zweiter bipolarer Transistor (36,37;136,137) eines zweiten Leitungstyps, welcher komplementär zum ersten Leitungstyp ist, mit ihren Kollektoren entsprechend an die Sourceelektrode des ersten Feldeffekttransistors (32,132) bzw. an die Sourceelektrode des zweiten Feldeffekttransistors (33,34) angeschlossen sind, daß zwischen die Drainelektrode des ersten Feldeffekttransistors und die Basis des ersten bipolaren Transistors eine erste Koppelschaltung (ein Draht in Fig. 1 bzw.

   134 in Fig. 2) eingefügt ist, um zumindest einen Teil des Drainstromes des ersten Feldeffekttransistors als mindest einen Teil des Basisstromes des ersten bipolaren Transistors fließen zu lassen, daß zwischen die Drainelektrode des zweiten Feldeffekttransistors und die Basis des zweiten bipolaren Transistors eine zweite Koppelschaltung (ein Draht in Fig. 1 bzw.

   135 in Fig. 2) geschaltet ist, um zumindest einen Teil des Drainstromes des zweiten Feldeffekttransistors als zumindest einen Teil des Basisstromes des zweiten bipolaren Transistors fließen zu lassen, daß die- Emitter des ersten und des zweiten bipolaren Transistors über eine Schaltungsanordnung (55,51,53 und 56,52,54;151 und 152) mit dem. zweiten Anschluß (27;162) verbunden sind, und daß ein fünfter Anschluß (15) an den Emitter des zweiten bipolaren Transistors angeschlossen ist, um ein auf das Betriebspotential bezogenes Ausgangssignal zu liefern .

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2. 2) Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eine der ersten oder zweiten Koppelschaltung einen weiteren bipolaren Transistor (134 oder 135) vom zweiten Leitungstyp enthält/ der als Verstärker in Basisgrundschaltung geschaltet ist.
3. 3) Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eine der ersten oder zweiten Koppelschaltungen durch eine direkte Verbindung (beispielsweise einen Draht) gebildet ist.
4. 4) Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung zwischen den Emittern des ersten und zweiten bipolaren Transistors (36,37;136,137) mit dem zweiten Anschluß (27;162) einen Stromspiegelverstärker (50;150) enthält, der mit einem Eingangsanschluß an den Emitter des ersten bipolaren Transistors, mit einem Eingang und Ausgang gemeinsamen Anschluß an den zweiten Anschluß und mit einem Ausgang an den Emitter des zweiten bipolaren Transistors angeschlossen ist.

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