DE3439116A1

DE3439116A1 - Verstaerkerschaltung

Info

Publication number: DE3439116A1
Application number: DE19843439116
Authority: DE
Inventors: Thomas H. Tucson Ariz. Korn
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1984-05-03
Filing date: 1984-10-25
Publication date: 1985-11-07
Also published as: GB8511258D0; JPS60239108A; GB2158315A; FR2563954A1; US4593252A

Description

(ο -

BURR-BROWN CORPORATION, Tucson, USA

Verstärkerschaltung

Die Erfindung befaßt sich mit Verstärkern, insbesondere mit Verstärkern in Form von monolithischen integrierten Schaltungen und betrifft insbesondere derartige Verstärker mit einem sehr hohem Verstärkungsbandbreitenprodukt und insbesondere Meßverstärker mit sehr hohem Verstärkungsbandbreitenprodukt .

Ein klassischer Einpol-Operationsverstärker hat einen Verstärkungsfaktor, der durch die folgende Gleichung gegeben ist:

a - ^V°^ut - Ü™ m

^V ' ^Vin ' ^Cs ⁽¹⁾

In dieser Gleichung bezeichnet V. das kleine Signal oder die Eingangswechselspannung und V die Ausgangswechselspannung. C ist die Kapazität des Ausgleichskondensators und g_m ist der Leitwert des Verstärkers. Es ist bekannt, daß das Verstärkungsbandbreitenprodukt einer derartigen Schaltung im wesentlichen konstant ist. Das bedeutet, daß mit zunehmender Verstärkung mit Gegenkopplung des Verstärkers die Bandbreite proportional abnimmt, was es sehr

schwierig macht, einen hohen Verstärkungsfaktor bei hohen Frequenzen zu erzielen.

Meßverstärker werden gewöhnlich dazu benutzt, kleine Differenzeingangssignale zu verstärken, um Differenzausgangssignale oder Eintaktausgangssignale zu erzeugen. Derartige Meßverstärker verwenden gewöhnlich zwei Eintaktverstärker, die über einen gemeinsamen Verstärkungseinstellwiderstand gekoppelt sind, sowie zuzüglich dazu einen Differenz/Eintaktwandler oder Differenzverstärker.

Ein bezeichnender Fortschritt bei der Verbesserung des Verstärkungsbandbreitenproduktes von Verstärkern und Meßverstärkern ist im einzelnen in "A Programmable Instrumentation Amplifier for 12-Bit Resolution Systems" von Wurcer and Counts, Seite 1102 - 1111 in IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC-17, Nr.6 vom Dezember 1982 beschrieben. Figur 1 dieses Aufsatzes zeigt einen vereinfachten Meßverstärker, während Figur 2 das komplette Schaltbild eines Meßverstärkers zeigt. Die Wechselstromarbeit der einzelnen Verstärker, die die Eingangsstufen des Meßverstärkers bilden, ist im einzelnen auf Seite 1109 und 1110 beschrieben. Es ist eine rückgekoppelte Verstärkerschaltung dargestellt und beschrieben, die ein stark verbessertes Verstärkungsbandbreitenprodukt nur bei niedrigen Werten der Verstärkung mit Gegenkopplung hat. Bei der beschriebenen Schaltung liegt das Eingangssignal an der Basis eines NPN-Transistors, dessen Emitter mit einem Summierknotenpunkt verbunden ist. Ein Verstärkungseinstellwiderstand R_p liegt zwischen dem Summierknotenpunkt und Masse. Der Kollektor des NPN-Transistors ist mit einer Ohm¹sehen Last, beispielsweise einer PNP-Stromquelle und gleichfalls mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers mit dem Verstärkungsfaktor A verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist zum negativen Eingang des Operationsverstärkers über einen Kondensator C rückgekoppelt

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und über einen Widerstand R^ mit dem Summierknotenpunkt rückverbunden. Der effektive Leitwert g für diese Scha! tung ist durch die folgende Gleichung gegeben:

g_m ₍eff, = -X-- <2>

Es kann gezeigt werden, daß dieser Ausdruck geschrieben werden kann als:

<^eff> ■ τττ

^ACL

wobei Ap_L die Verstärkung mit Gegenkopplung des Verstärkers ist. r ist der dynamische Emitterwiderstand des Eingangs-NPN-Transistors und hat im typischen Fall einen Wert von 500 Ohm. Der Rückkopplungswiderstand R hat im typischen Fall einen Wert von etwa 20 kOhm. Folglich ist ersichtlich, daß für niedrige Werte der Verstärkung A__T mit Gegenkopplung unter annähernd 40 der Wert von r vernachlässigbar ist, so daß der effektive Verstärkungsfaktor des Verstärkers mit Rückkopplung durch die folgende Gleichung gegeben ist:

g (niedrige Verstärkung) = CL (4)

R

^RF

Für hohe Werte von A„_T dominiert jedoch der Ausdruck r , so daß dann der effektive Leitwert durch den Ausdruck gegeben ist:

g (hohe Verstärkung) = —— (5)

Es ist somit ersichtlich, daß für niedrige Verstärkungen mit Gegenkopplung der Leitwert des Verstärkers nicht wie im klassischen Fall konstant, sondern stattdessen proportional zur

Verstärkung mit Gegenkopplung des Verstärkers ist. Wenn der Verstärkungsfaktor ansteigt, nimmt auch die Bandbreite zu und steigt auch das Verstärkungsbandbreitenprodukt. Die Transitfrequenz nimmt gleichfalls zu. Das bedeutet tatsächlich, daß die Bandbreite bei zunehmender Verstärkung mit Gegenkopplung konstant bleibt, so lange der Ausdruck r vernachlässigbar ist. Wenn jedoch die Stromverstärkung A mit Gegenkopplung über annähernd 40 ansteigt, so daß der Ausdruck r von diesem Punkt an nicht mehr vernachlässigbar ist, verhält sich die Schaltung wie eine klassische Schaltung, bei der das Verstärkungsbandbreitenprodukt konstant ist. Eine weitere Zunahme in der Verstärkung A_,_T geht auf Kosten der Bandbreite und bei sehr hohen Frequenzen steht ein sehr niedriger Verstärkungsfaktor verglichen mit den bei niedrigen Frequenzen verfügbaren Werten zur Verfügung.

Dennoch ist die in dem oben beschriebenen Aufsatz von Wurcer und Counts beschriebene Schaltung wirtschaftlich sehr erfolgreich gewesen und bei vielen ihren Anwendungen bestand keine Notwendigkeit, die Verstärkung für die Bandbreite zu opfern. Wenn eine höhere Verstärkung benötigt wurde, war es möglich, den Bereich von A_,_T , in dem die obige Gleichung (4) gilt, dadurch auszudehnen, daß der Emitterstrom des NPN-Transistors erhöht wurde, wodurch der Wert von r herabgesetzt wurde. Es gibt jedoch eine genau festgelegte Grenze bis zu der das praktikabel ist, da mit zunehmendem Emitterstrom die Verlustleistung ansteigt und der Basisstrom der Eingangstransistoren zunimmt, die Eingangsimpedanz des Verstärkers abnimmt und insbesondere dann, wenn Wandler mit hoher Ausgangsimpedanz mit der Basis der Eingangstransistoren verbunden sind, Rauschanteile der Basisströme verstärkt werden. Fehlanpassungen in den erhöhten Basisströmen würden weiterhin zu höheren Verschiebungsspannungen zwischen den Verstärkereingängen führen.

Es bleiben daher noch zahlreiche Anwendungen, bei denen es erwünscht wäre, einen Verstärker mit Rückkopplung zur Verfügung

zu haben, der das oben beschriebene klassische Problem des Kompromisses zwischen der Verstärkung und der Bandbreite nicht nur für niedrige Verstärkungen mit Gegenkopplung sondern auch für hohe Verstärkungen mit Gegenkopplung vermeidet.

Durch die Erfindung soll daher ein Verstärker mit einem sehr hohen Verstärkungsbandbreitenprodukt geschaffen werden.

Durch die Erfindung soll weiterhin ein Meßverstärker geschaffen werden, der ein extrem hohes Verstärkungsbandbreitenprodukt selbst bei sehr hohen Verstärkungen hat.

Es soll weiterhin ein Verstärker mit Rückkopplung und einem sehr hohen Verstärkungsbandbreitenprodukt geschaffen werden, ohne die am nächsten kommenden bekannten Verstärker übermässig zusätzlich kompliziert auszubilden und mit zusätzlichen Kosten zu verbinden.

Durch die Erfindung soll weiterhin ein Verstärker mit einer sehr hohen Eingangsimpedanz und einem sehr hohen Verstärkungsbandbreitenprodukt sowohl bei niedrigen als auch sehr hohen Werten der Verstärkung des Verstärkers mit Gegenkopplung geschaffen werden.

Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung eines Meßverstärkers mit sehr hoher Bandbreite und ausreichend hoher Eingangsimpedanz, um Signalverzerrungen und/oder Rauschströme zu vermeiden, wenn er mit den Ausgängen von Wandlern mit sehr hoher Ausgangsimpedanz verbunden ist.

Durch die Erfindung soll schließlich eine Verstärkerschaltung geschaffen werden, die einer höheren Flexibilität in der Auslegung ihrer Verstärkungs- und Leitwertteile förderlich ist und eine Bandbreite hat, die im wesentlichen von der Verstärkung mit Gegenkopplung unabhängig ist.

■Μ-

Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung umfaßt eine erste Verstärkungsstufe mit einem Operationsverstärker mit kapazitiver Rückkopplung zum Eingang, eine Leitwertschaltung, die mit einem Ausgang mit einem Eingang der ersten Verstärkungsstufe gekoppelt ist und einen weiteren Ausgang aufweist, der über einen Rückkopplungswiderstand mit einem Ausgang der ersten Verstärkungsstufe gekoppelt ist, einen Verstärkungseinstellwiderstand, der mit dem zweiten Ausgang der Leitwertstufe gekoppelt ist,und eine zweite Verstärkungsstufe mit einem ersten Eingang, an dem das zu verstärkende Spannungssignal liegt, und einer Gegenkopplung vom Ausgang der zweiten Verstärkerstufe zu ihrem Eingang, wobei der Ausgang der zweiten Verstärkerstufe mit einem Steuereingang der Leitwertstufe gekoppelt ist. Diese Verstärkerschaltung arbeitet mit hoher Bandbreite bei niedrigen und hohen Werten der Verstärkung mit Gegenkopplung. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält die erste und die zweite Verstärkerstufe einen Operationsverstärker. Die Leitwertschaltung enthält einen NPN-Transistor, dessen Basis mit dem Ausgang des Operationsverstärkers in der Eingangsverstärkerstufe verbunden ist und dessen Emitter am negativen Eingang dieses Operationsverstärkers liegt. Am positiven Eingang des ersten Operationsverstärkers liegt ein Eingangssignal V. . Der Kollektor des NPN-Transistors ist mit einem Lastin

widerstand und mit dem negativen Eingang eines zweiten Operationsverstärkers in der zweiten Verstärkerstufe verbunden. Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers ist mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung verbunden und kapazitiv zum negativen Eingang des zweiten Operationsverstärkers rückgekoppelt. Der Ausgang der zweiten Operationsverstärkerschaltung ist gleichfalls über einen Rückkopplungswiderstand zum Emitter des NPN-Transistors rückgekoppelt. Der Emitter des NPN-Transistors liegt über einen Verstärkungseinstellwiderstand an einem Masseleiter. Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung sind zwei

-r-

derartige Verstärkerschaltungen miteinander gekoppelt, um einen Meßverstärker zu liefern. Der erste Operationsverstärker arbeitet so, daß er effektiv den Emitterwiderstand des NPN-Transistors durch den Verstärkungsfaktor des ersten Operationsverstärkers teilt, wodurch der effektive Emitterwiderstand des NPN-Transistors selbst bei sehr hohen Werten der Verstärkung mit Gegenkopplung vernachlässigbar wird. Das führt dazu, daß der effektive Leitwert der Verstärkerschaltung proportional zur Verstärkung mit Gegenkopplung sowohl bei hohen Verstärkungswerten als auch bei niedrigen Verstärkungswerten wird, wie es durch das Maß an Rückkopplung bestimmt ist.

Im folgenden wird anhand der zugehörigen Zeichnung ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher beschrieben. Es zeigen

Figur 1 das schematische Schaltbild des Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Verstärkers mit erhöhtem Gegenwirkleitwert,

Figur 2 das Schaltbild eines Meßverstärkers, der zwei Verstärker mit erhöhtem Gegenwirkleitwert verwendet, die dem in Figur 1 dargestellten Verstärker ähnlich sind.

Figur 3 ein Bode-Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des in Figur 1 dargestellten Verstärkers mit erhöhtem Gegenwirkleitwert und

Figur 4 ein logarithmisches Diagramm zur Erläuterung des Vergleiches des in Figur 1 dargestellten Verstärkers mit erhöhtem Gegenwirkleitwert mit den am nächsten kommenden bekannten Verstärkern.

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Wie es in Figur 1 dargestellt ist, weist der Verstärker 1 einen Operationsverstärker 2 mit einem Verstärkungsfaktor A1 und einen Operationsverstärker 3 mit einem Verstärkungsfaktor A2 auf. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 2 ist mit einem Leiter 4 verbunden, an dem die Eingangsspannung Vin liegt. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 2 ist mit einem Leiter 5 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 2 liegt an der Basis eines NPN-Transistors 6. Der Emitter des Transistors 6 ist mit dem Summierungsleiter 5 verbunden. Der Leiter 5 ist über einen Verstärkungseinstellwiderstand 7 mit einem Masseleiter 8 verbunden. Der Kollektor des Transistors 6 ist mit einer Ohm'sehen Last gekoppelt, die als Stromquelle 9 dargestellt ist. Der Kollektor des Transistors liegt über den Leiter 10 auch an einem negativen Eingang des Operationsverstärkers 3. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 3 ist über einen Rückkopplungskondensator 11 auch mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 3 verbunden, der seinerseits auch mit der Ausgangsklemme 12 verbunden ist. Die Ausgangsspannung Vout wird an der Ausgangsklemme 12 durch den Verstärker 3 erzeugt. Der Leiter 12 ist über einen Rückkopplungswiderstand 13 auch mit dem Leiter 5 verbunden. Eine Konstantstromquelle 24 liegt zwischen dem Summierungsleiter 5 und dem Masseleiter 8. Der Wert des von der Konstantstromquelle gelieferten Stromesist gleich dem Arbeitswert des Stromes, der in der Ohm'sehen Last oder der Stromquelle 9 fließt, um in geeigneter Weise den Transistor 6 für den normalen Betrieb mit einer Gleichspannung vorzuspannen. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 3 ist mit einer Vorspannungsquelle verbunden, die als Batterie oder Spannungsquelle 14 dargestellt ist.

Zum Zweck der Beschreibung der Arbeitsweise des Verstärkers 1 wird angenommen, daß der Verstärkungseinstellwiderstand 7 einen Widerstandswert R hat, daß der Rückkopplungswiderstand einen Widerstandswert Rp hat und daß die Lasteinrichtung 9 einen Widerstandswert R hat. Für eine Verstärkung mit Gegenkopplung

von 1000 kann ein typischer Wert von R_ 20 Ohm betragen, kann ein typischer Wert R 20 kOhm betragen und kann ein typischer Wert R_T 1 MOhm betragen. Typische Werte für A1 und A2 können

A fi

10 bis 10 sein.

Der effektive Leitwert der oben beschriebenen Verstärkerschaltung ist durch die folgende Gleichung gegeben:

^{A1 + A}CL

Dieser Ausdruck kann leicht abgeleitet werden, so daß seine genaue Ableitung aus Zweckmäßigkeitsgründen weggelassen werden kann. Es ist jedoch intuitiv ersichtlich, daß der obige Ausdruck mit der Gleichung (3) identisch ist, die oben für den am nächsten kommenden bekannten Verstärker gegeben wurde mit der Ausnahme, daß der dynamische Widerstand r des Transistors 6 nun durch den Verstärkungsfaktor A1 des Operationsverstärkers 2 geteilt ist. Die Funktion des Operationsverstärkers 2 besteht darin, den effektiven Wert g des NPN-Transistors 6 um einen Faktor gleich A1 zu erhöhen.

Da A1 Werte haben kann, die leicht eine Million überschreiten, ist es ersichtlich, daß der Ausdruck r /A1 in Gleichung (6) für sehr große Werte der Verstärkung A_CL mit Gegenkopplung vernachlässigbar ist und daß somit der effektive Leitwert in der Verstärkungsgleichung für den Verstärker 1 durch den Ausdruck gegeben ist:

^m <^e£f) = ϊςτ <⁷>

Die obige Gleichung (7) ist gleich der Gleichung (4), die für niedrige Verstärkung mit Gegenkopplung in der Eingangsschaltung gilt, die in dem o.g. Aufsatz von Wurcer u. Counts beschrieben

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ist. Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist diese Gleichung jedoch bei allen praktischen Werten der Verstärkung A_CL mit Gegenkopplung und nicht nur bei niedrigen Werten gültig. Die Schaltung gemäß der Erfindung hat daher nicht die oben erwähnten Mangel des am nächsten kommenden bekannten Verstärkers. Für im wesentlichen alle praktischen Werte von A1 und A2 hat der Verstärker 1 ein Verstärkungsbandbreitenprodukt, das proportional zur Verstärkung A_QL mit Gegenkopplung ist. Es wird annähernd dieselbe Bandbreite bei sehr hohen Werten der Verstärkung mit Gegenkopplung wie bei sehr niedrigen Werten erzielt, so daß derjenige, der die Schaltung auslegt, keine unerwünschten Kompromisse zwischen dem Verstärkungsfaktor und der Bandbreite bei dem erfindungsgemäßen Verstärker eingehen muß. Das stellt einen bezeichnenden Fortschritt in der Auslegung von Hochfrequenzverstärkern insbesondere bei ihren Anwendungen bei Meßverstärkern dar.

Figur 3 zeigt ein typisches Bode-Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des in Figur 1 dargestellten Verstärkers. In Figur 3 ist der Frequenzgang 16 eines klassischen Operationsverstärkers dargestellt, wobei der Logarithmus des Verstärkungsfaktors auf der vertikalen Skala gegenüber dem Logarithmus der Frequenz auf der horizontalen Skala aufgetragen ist. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß eine Zunahme im Verstärkungsfaktor zu einer Abnahme in der Bandbreite führt. In Figur 3 ist weiterhin der entsprechende Frequenzgang 17 des in Figur 1 dargestellten Verstärkers dargestellt. Die Kurve 17 zeigt wesentlich höhere Werte des Verstärkungsfaktors bei jeder Frequenz als die Kurve 16. Diese Verbesserung wird als Folge der Kombination des NPN-Transistors 6 mit dem Operationsverstärker 2 in der in Figur 1 dargestellten Weise bei einem klassischen Verstärkeraufbau erzielt, bei dem das Eingangssignal am negativen Eingang des Verstärkers liegt. In Figur 3 bezeichnet eine vertikale Linie 18 eine bestimmte Frequenz, bei der der Verstärker 1 arbeiten soll. Wenn der Ver-

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./ffc·

Stärkungsfaktor des Verstärkers durch eine Einstellung des Wertes R erhöht wird, bewegt sich der Verstärkungsfaktor längs der Linie 18 bis zu einem Grenzwert nach oben, der durch die Linie 17 wiedergegeben ist, wobei jedoch die Bandbreite des Verstärkers 1 nicht abnimmt.

Der Fortschritt im Verstärkungsbandbreitenprodukt des in Figur 1 dargestellten Verstärkers 1 mit erhöhtem Leitwert gegenüber der am nächsten kommenden bekannten Schaltung, die im Meßverstärker vom Typ Analog Devices 524 verwirklicht ist, ist in Figur 4 dargestellt. In Figur 4 ist die Kurve 25 des Verstärkungsbandbreitenproduktes gegenüber der Verstärkung mit Gegenkopplung der Schaltung gemäß der Erfindung dargestellt. Die Kurven 26, 27 und 28 sind die entsprechenden Darstellungen für die Kollektor-(und Emitter) Ströme (des NPN-Eingangstransistors) von 25, 50 und 100 Mikroampere für den Meßverstärker vom Typ Analog Devices 524. Diese Kurven zeigen deutlich, daß das Verstärkungsbandbreitenprodukt des erfindungsgemäßen Verstärkers selbst bei sehr hohen Werten der Verstärkung mit Gegenkopplung nicht konstant ist, wohingegen bei dem bekannten Verstärker bei einer Verstärkung von über 40 und selbst bei erheblich verminderten Emitter-Strömen im NPN-Eingangstransistor beim Verstärkungsfaktor erhebliche Einbußen hingenommen werden müssen, um eine große Bandbreite zu erzielen.

In Figur 2 ist das vereinfachte Schaltbild eines Meßverstärkers 20 dargestellt, der auf dem Grundgedanken basiert, der bei dem in Figur 1 dargestellten Verstärker 1 verwirklicht ist. Der Meßverstärker 20 weist zwei Verstärkerstufen auf, von denen die eine, die durch eine gestrichelte Linie 21 eingeschlossen ist, im wesentlichen mit dem Verstärker 1 identisch ist. In Figur 2 sind gleiche Bezugszeichen für Bauteile verwandt, die den Bauteilen in Figur 1 entsprechen. Der Meßverstärker 20, der in Figur 2 dargestellt ist, weist somit zwei

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Verstärker mit Rückkopplung auf, wie sie in Figur 1 dargestellt sind, deren Summierungsknotenpunkte 5-1 und 5-2 über einen Verstärkungseinstellwiderstand 7A miteinander gekoppelt sind und die sich eine gemeinsame Vorspannungsquelle 14A teilen, die mit den positiven Eingängen ihrer Verstärker 3 der zweiten Stufe verbunden ist. Eine Stromquelle 24-1, die denselben konstanten Strom wie die Stromquelle 9 hat, ist zwischen den Masseleiter 8 und den Summierungsknotenpunkt 5-1 geschaltet. In ähnlicher Weise liegt eine Stromquelle 24-2 zwischen dem Leiter 5-2 und dem Masseleiter 8. Es läßt sich ohne weiteres zeigen, daß die übertragungscharakteristik dieses Meßverstärkers durch die folgende Gleichung gegeben ist:

^Vout _{= 1+} ^2RF (8)

wobei _AV_in = V_in1 - V_in2

Dieser Meßverstärker 20 hat ein Verstärkungsbandbreitenprodukt, das ähnlich dem für jeden der beiden Verstärker mit Rückkopplung ist, die er enthält. Die Bandbreite des Meßverstärkers wird im wesentlichen unabhängig von seiner Verstärkung mit Gegenkopplung für sehr große sowie■sehr kleine Werte der Verstärkung mit Gegenkopplung sein.

Während im obigen besonders bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben wurden, ergibt es sich ohne weiteres, daß an den verschiedenen Ausführungsbeispielen verschiedene Änderungen und Abwandlungen im Rahmen der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können. Beispielsweise kann ein Feldeffekttransistor, nämlich entweder ein MOSFET-Transistor oder ein Unijunktions-Feldeffekt-Transistor statt des beschriebenen NPN-Transistors vorteilhaft sein, um insbesondere bestimmte Pegelverschiebungen zu erhalten, die wünschenswert sein könnten. Andere Verstärkerschaltungen als die beschriebenen

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- γί-

Operationsverstärker können in vorteilhafter Weise zur Ausführung der Verstärker 2 und 3 benutzt werden.

Beispielsweise kann der in Figur 1 dargestellte Verstärker 2 aus einem wesentlich einfacheren Verstärker als einem typischen Operationsverstärker gebildet sein. In ähnlicher Weise kann eine weniger komplizierte Verstärkerschaltung als die Schaltung eines typischen Operationsverstärkers zur Ausführung des Verstärkers 3 herangezogen werden. Andere Arten der Rückkopplung, beispielsweise eine Stromrückkopplung, können statt der Rückkopplung über den Widerstand R_ vorgesehen werden.

Es können auch andere Arten der Kompensation der erfindungsgemäßen Schaltung statt des genauen Anschlusses eines Kompensationskondensators 11 in Figur 1 vorgesehen sein.

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Claims

437-A-61 BURR-BROWN CORPORATION, Tucson USA Verstärkerschaltung PATENTANSPRÜCHE

1. Verstärkerschaltung mit einem Eingangsleiter, an dem das Spannungseingangssignal liegt, und einem Ausgangsleiter, an dem das Spannungsausgangssignal erzeugt wird, gekennzeichnet durch einen ersten Verstärker (2) mit einem ersten Eingang, der mit dem Eingangsleiter (4) verbunden ist, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, einen Transistor (6) mit einem ersten, einem zweiten und einem dritten Anschluß, wobei der erste Anschluß des Transistors (6) den Strom über den zweiten und dritten Anschluß des Transistors (6) steuert und der erste und zweite Anschluß des Transistors (6) mit dem Ausgang und dem zweiten Eingang jeweils des ersten Verstärkers (2) verbunden sind, einen zweiten Verstärker (3) mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang, der mit dem dritten Anschluß des Transistors (6) verbunden ist, und einem Ausgang, ein Lastelement (9), das mit dem dritten Anschluß des Transistors (6) gekoppelt ist, einen Kompensationskondensator (11), der zwischen den Ausgang des zweiten Verstärkers (3) und den zweiten Eingang des zweiten Verstärkers (3) geschaltet ist, einen Rückkopplungswiderstand (13), der zwischen dem Ausgang des zweiten Verstärkers (3) und dem zweiten Anschluß des Transistors (6) liegt, einen Verstärkungseinstellwiderstand (7), der mit dem zweiten Anschluß des Transistors (6) verbunden ist und eine Einrichtung (14) zum Vorspannen des ersten Eingangs

des zweiten Verstärkers (3) auf einen vorbestimmten Pegel.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 dadurch g e kennz eichnet/ daß der erste und der zweite Verstärker (2,3) jeweils eine Operationsverstärkerschaltung enthalten.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (6) ein Bipolar-Transistor ist und daß der erste, der zweite und der dritte Anschluß des Transistors (6) jeweils die Basis,der Emitter und der Kollektor des Bipolar-Transistors sind.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch g e kennz eichnet, daß der Transistor (6) ein NPN-Transistor ist, daß der erste und der zweite Verstärker (2,3) Operationsverstärker sind und daß der erste Eingang des ersten und des zweiten Verstärkers (2,3) jeweils sein positiver Eingang ist und daß der zweite Eingang jedes Verstärkers (2,3) sein negativer Eingang ist.

5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Lastelement einen Widerstandswert im Bereich von grob 1000 Ohm bis 1 Megaohm hat, daß der Rückkopplungswiderstand (13) einen Widerstandswert im Bereich von grob 1000 Ohm bis 100 kohm hat und daß der Verstärkungseinstellwiderstand (7) einen Widerstandswert von wenigstens grob 10 Ohm hat.

6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers (2) einen Wert hat, der ausreichend groß ist, damit der Wert des Verhältnisses der Verstärkung mit Gegenkopplung der Verstärkerschaltung zum Rückkopplungswiderstandswert wesentlich kleiner als der Gegenwirkleitwert der Leitwerteinrichtung multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers (2) ist.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (24), die mit dem Emitter des Transistors (6) verbunden ist und bewirkt, daß ein Vorstrom durch den Transistor (6) fließt, der annähernd gleich dem Strom ist, der im Lastelement (9) fließt.

8. Verstärkerschaltung mit günstigerem Verstärkungsbandbreitenprodukt gekennzeichnet durch

a) eine erste Verstärkerstufe mit einem Operationsverstärker mit kapazitiver Rückkopplung zu einem seiner Eingänge,

b) eine transkonduktive Schaltung oder Überleitungsschaltung mit einem ersten Anschluß, der mit einer Lasteinrichtung und dem Eingang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist,und mit einem zweiten Anschluß, der über einen Rückkopplungswiderstand mit dem Ausgang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist,

c) einen Verstärkungseinstellwiderstand, der mit dem Rückkopplungswiderstand verbunden ist, um den Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung einzustellen^und

d) eine zweite Verstärkerstufe mit einem ersten Eingang, der mit einem Eingang der Verstärkerschaltung gekoppelt ist, einem Ausgang, der mit einem Eingang der Überleitungsschaltung gekoppelt ist _f und einem zweiten Eingang, der mit dem Verbindungspunkt des Verstärkungseinstellwiderstandes und des Rückkopplungswider Standes gekoppelt ist, wobei der effektive Gegenwirkleitwert der Überleitungsschaltung in ausreichendem Maße erhöht wird, damit der effektive Gegenwirkleitwert der Verstärkerschaltung annähernd proportional zur Verstärkung mit Gegenkopplung der Verstärkerschaltung sowohl bei niedriger als auch sehr hoher Verstärkung mit Gegenkopplung wird.

9. Verfahren zum Betreiben eines Verstärkers zur Erhöhung seiner Bandbreite bei hohen Werten seiner Verstärkung mit Gegenkopplung, dadurch gekennzeichnet, daß

-A-

ein Wechselspannungseingangssignal an einen Eingang eines ersten Verstärkers gelegt wird, damit der erste Verstärker ein erstes Signal erzeugt, daß das erste Signal an einen Steuereingang einer Überleitungsschaltung gelegt wird, um eine entsprechende Änderung in einem durch die Überleitungsschaltung hindurchgehenden Strom zu bewirken und dadurch effektiv den Gegenwirkleitwert der Überleitungsschaltung mit dem Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers zu multiplizieren, ein Gegenkopplungssignal in der Überleitungsschaltung auf das erste Signal ansprechend erzeugt und das Gegenkopplungssignal an einen Eingang des ersten Verstärkers gelegt wird und ein Ausgangssignal, das von der Überleitungsschaltung auf das erste Signal ansprechend erzeugt wird, an einen Eingang eines zweiten Verstärkers gelegt wird, dessen Ausgang mit Widerstand zur Überleitungsschaltung rückgekoppelt ist, wobei der erhöhte effektive Gegenwirkleitwert der Überleitungsschaltung, der als Folge der Verstärkung durch den ersten Verstärker auftritt, bewirkt, daß der Gegenwirkleitwert des Verstärkers im wesentlichen proportional zur Verstärkung mit Gegenkopplung des Verstärkers bei allen Werten der Verstärkung mit Gegenkopplung bis zu einem Wert wird, bei dem das Verhältnis der Verstärkung mit Gegenkopplung des Verstärkers zum Rückkopplungswiderstandswert wesentlich kleiner als der Gegenwirkleitwert der Überleitungsschaltung multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers ist.

10. Meßverstärker mit einer ersten und einer zweiten Verstärkerschaltung, von denen jede einen Summierungsknotenpunkt-Leiter und einen Verstärkungseinstellwiderstand aufweist, der die Summierungsknotenpunkt-Leiter der ersten und der zweiten Verstärkerschaltung miteinander verbindet, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Verstärkerschaltung jeweils

a) einen Eingangsleiter, an dem ein Spannungseingangssignal liegt,und einen Ausgangsleiter, an dem ein Ausgangssignal er-

zeugt wird,

b) einen ersten Verstärker (2-1,2-2) mit einem ersten Eingang, der mit dem Eingangsleiter verbunden ist, einem zweiten Eingang und einem Ausgang,

c) einen Transistor (6-1,6-2) mit einem ersten, einem zweiten und einem dritten Anschluß, wobei der erste Anschluß des Transistors (6-1 ,6-2) den Strom über den zweiten und den dritten Anschluß des Transistors (6-1,6-2) steuert, der erste und der zweite Anschluß des Transistors (6-1,6-2) mit dem Ausgang und dem zweiten Eingang des ersten Verstärkers (2-1,2-2) jeweils verbunden sind und der zweite Anschluß des Transistors (6-1, 6-2) auch mit dem Summierungsknotenpunkt-Leiter (5-1,5-2) der Verstärkerschaltung gekoppelt ist,

d) einen zweiten Verstärker (3-1,3-2) mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang, der mit dem dritten Anschluß des Transistors (6-1,6-2) gekoppelt ist,und einem Ausgang,

e) ein Lastelement (9-1,9-2), das mit dem dritten Anschluß des Transistors (6-1,6-2) gekoppelt ist,

f) einen Kompensationskondensator, der zwischen den Ausgang des zweiten Verstärkers (3-1,3-2) und den zweiten Eingang des zweiten Verstärkers (3-1,3-2) geschaltet ist,

g) einen Rückkopplungswiderstand (13-1,13-2), der zwischen den Ausgang des zweiten Verstärkers (3-1,3-2) und den Summierungsknotenpunkt-Leiter (5-1,5-2) geschaltet ist_/und

h) eine Stromquelleneinrichtung (24-1,24-2) aufweist, die mit dem Summierungsknotenpunkt-Leiter (5-1,5-2) der Verstärkerschaltung gekoppelt ist und bewirkt, daß ein Vorstrom durch den Transistor (6-1,6-2) fließt, wobei das Ausgangssignal des Meßverstärkers der Spannungsunterschied zwischen den Ausgängen der ersten und der zweiten Verstärkerschaltung ist.