DE2828147A1

DE2828147A1 - Pufferverstaerker

Info

Publication number: DE2828147A1
Application number: DE19782828147
Authority: DE
Inventors: William Eric Main
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1977-07-05
Filing date: 1978-06-27
Publication date: 1979-01-25
Also published as: US4122402A; MY8500488A; HK66184A; FR2397099B1; GB2000930A; JPS6327460Y2; JPS58111517U; GB2000930B; JPS5417650A; FR2397099A1; DE2828147C2

Description

Dipl.-Phys. O.E. Weber Patentanwalt

2828H7

D-8 München 71 Hofbrunnstraße 47

Telefon: (089)7915050

Telegramm: monopolweber müncfien

M 708

Motorola Inc.

1303 East Algonquin Road

Schaumburg, 111. 60196

USA

Pufferverstärker

809884/0743

Die Erfindung betrifft allgemein einen Pufferverstärker, und bezieht sich insbesondere auf einen Pufferverstärker in integrierter Bauweise.

Pufferverstärker werden häufig in elektronischen Einrichtungen dazu verwendet, eine Treiberschaltung mit einer verhältnismäßig hohen Ausgangsimpedanz von einer Last zu trennen, wobei der Energiepegel eines Treibersignals erhöht wird und ein gewünschtes Ruhegleichstrom-Ausgangspotential geschaffen wird. Insbesondere enthalten integrierte Schaltungen oft Pufferverstärkerschaltungen, welche zwischen den Ausgangsklemmen der Differentialverstärker, welche einen Wandler haben, welcher von einem Differentialanschluß auf einen einpoligen Anschluß eine entsprechende Zwischenstufe bildet, und den Lasten dieser Verstärker angeordnet sind. Pufferverstärker sind manchmal notwendig, um ein Ruhepotential an den entsprechenden Ausgangsklemmen herzustellen, welches etwa in der Mitte zwischen den Energieversorgungspotentialen liegt, ■um beispielsweise eine maximale Auslenkung eines sinusförmigen Ausgangssignals zu erleichtern. Solche Verstärker werden auch dazu benötigt, die Treiberdifferentialverstärker symmetrisch oder abgeglichen zu halten, damit die Erzeugung unerwünschter Versatzspannungen innerhalb der Differentialverstärker bzw. Differenzverstärker vermieden wird.

Einige bekannte Pufferverstärker verwenden Bezugsspannungen, um die Ruheausgangsspannung aufzubauen. Unglücklicherweise haben solche Bezugsspannungen oft die Tendenz, ihre Größe oder Amplitude bei entsprechender Temperaturveränderung oder bei entsprechender Veränderung der Spannungsversorgung zu ändern. Die entsprechende Verschiebung des Ruhepotentials kann zu einem Abschneiden oder Begrenzen der positiven oder negativen Auslenkungen oder Amplituden des Ausgangssignals führen, so daß dadurch eine unerwünschte Verzerrung hervorgerufen wird. Darüber hinaus benötigen bekannte Schaltungen

2828U7

oftmals eine Mehrzahl von Bauelementen, welche einen großen Flächenbereich bei einer integrierten Schaltung benötigen, was zu erhöhten Kosten und zu einer verminderten Zuverlässigkeit im Vergleich zu Schaltungen führt, die geringeren Platzbedarf haben. Weiterhin erzeugen viele bekannte Schaltungen einen unerwünschten Spannungsabfall, so daß dadurch die maximal mögliche Amplitude ihres Ausgangssignals vermindert wird. Weiterhin bestehen bei vielen bekannten Schaltungen Schwierigkeiten, eine Prüfung durchzuführen, wenn sie in monolithisch integrierter Form ausgebildet sind, weil die Größen der Ruhesignale und der dynamischen Signale nur schwer vorherbestimmbar sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs näher genannten Art zu schaffen, bei welcher eine vorherbestimmbare, stabile Ruheausgangsspannung und zugleich ein Ausgangssignal mit maximaler Amplitude ermöglicht werden, während zugleich bei einer Ausbildung der Schaltung in integrierter Form nur ein außerordentlich geringer Platzbedarf besteht.

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen insbesondere die im Patentbegehren niedergelegten Merkmale.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß eine Pufferverstärkerschaltung geschaffen wird, welche zur Verwendung in Verbindung mit einem Differenzverstärker geeignet ist, der einen Wandler enthält, welcher als Zwischenstufe zwischen einem Differentialanschluß und einem einpoligen Anschluß dient, wobei gewährleistet bleibt, daß der Differenzverstärker abgeglichen oder symmetrisch bleibt.

Die erfindungsgemäße Schaltung eignet sich auch besonders gut zur Ausbildung in monolithisch integrierter Form, da sie im Vergleich zu bekannten Schaltungen wesentlich einfacher ist und einen wesentlich geringeren Platz auf einem Plättchen einnimmt.

809884/0743

-*- 2828U7

Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Fig. 1 ein Schaltschema einer bevorzugten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Pufferverstärkers,

Fig. 2 eine Wellenform, welche die Amplitude eines Ausgangssignals des in der Fig. 1 dargestellten Pufferverstärkers veranschaulicht,

Fig. 3 ein weiteres Schaltschema, welches einen Differenzverstärker darstellt, bei welchem der in der Fig. 1 veranschaulichte Pufferverstärker verwendet wird, und

Fig. 4 ein weiteres Schaltschema eines Differenzverstärkers, welcher einen Pufferverstärker gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes verwendet, der Temperaturkompensationsstromquellen aufweist.

In der Fig. 1 ist eine Pufferverstärkerschaltung 10 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes dargestellt. Eine Eingangsklemme 12 dient dazu, ein einpoliges Eingangssignal aufzunehmen, dessen Energiepegel durch den Pufferverstärker 10 erhöht werden soll. Die Eingangsklemme 12 ist mit der Basis 14 und mit dem Kollektor 16 eines PNP-Lateraltransistors 18 mit mehreren Kollektoren verbunden. Der Emitter 20 des Eingangstransistors 18 ist mit einer Energieversorgungsleitung 22 verbunden, welche ein positives Versorgungspotential von der Klemme 23 aufnimmt. Der Transistor 18 ist ein Stromspiegel, wobei der Ausgangsstrom des Kollektors 27 im wesentlichen dieselbe Größe hat wie der Eingangsstrom an der Basis und am Kollektor 16.

809884/6743

2828U7

Ein NPN-Ausgangs- oder -Puffer-Transistor 24 weist eine Basis 26 auf, die mit dem anderen Kollektor 27 des Transistors 18 verbunden ist, hat einen Kollektor 30, welcher mit der Leitung 22 verbunden ist, und weist schließlich einen Emitter 28 auf, der mit der Ausgangsklemme 31 verbunden ist. Der NPN-Transistor 24 ist in einer Emitterfolger-Konfiquration geschaltet, um die Schaltung 10 in die Lage zu versetzen, daß sie eine geringe Ausgangsimpedanz aufweist, so daß eine Treiberschaltung mit einer verhältnismäßig höheren Ausgangsimpedanz, welche an die Klemme 12 angeschlossen ist, gegen eine elektrische Last entsprechend isoliert ist, welche an die Klemme 31 angeschlossen ist.

Ein negativer Rückführwiderstand 32 ist mit einem Ende sowohl an die Basis 14 als auch an dem Kollektor 16 des Transistors 18 angeschlossen und mit seinem anderen Ende mit der Ausgangsklemme 31 verbunden. Die Klemme 34 einer Konstantstrom-Steuerschaltung 36 ist mit einem Ende des Widerstandes 32 und mit dem Emitter 28 des Transistors 24 verbunden. Die Konstantstromschaltung 3 6 ist eine Stromquelle oder -Senke an sich bekannter Art und wird deshalb nur schematisch dargestellt. Ein Vorspannungswiderstand 38 ist zwischen dem Kollektor 27 des Transistors 18 und der Anode einer Vorspannungsdiode 40 angeordnet. Die Kathode der Diode 40 und die Klemme 42 der Stromschaltung 36 sind mit der Leitung 44 verbunden, welcher ein negatives oder ein Masseversorgungspotential zugeführt wird. Obwohl die Schaltungen gemäß der Erfindung so beschrieben sind, daß sie in monolithischer integrierter Form hergestellt werden können, könnten die Schaltungen auch derart ausgebildet sein, daß sie aus diskreten Bauteilen aufgebaut sind, indem parallelgeschaltete Transistoren anstelle von Mehrelementen-Transistoren verwendet werden.

Die Schaltung 10 weist eine Eigenvorspannung auf. Die Geometrie des Transistors 18 ist derart gewählt, daß jeder Kollektor dieses Transistors einen gleichen Strom liefert (I), wenn die Schal-

809884/Ö7U

28281A7

tung im Leerlauf betrieben wird. Zur Vereinfachung der Erläuterung sei angenommen, daß die Basisströme und die Sättigungsspannungen der Transistoren 18 und 24 vernachlässigbar sind und daß die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 18 und 2 4 sowie der Spannungsabfall an der Diode 40 alle gleich sind (0). Weiterhin wird angenommen, daß die Widerstandswerte (R) der Widerstände 32 und 39 gleich sind. Die Ruhespannung von der Klemme 31 zur Klemme 23 ist gleich der Spannung am Widerstand 32, plus der Basis-Emitter-Spannung (0) des Transistors 18. Die Ruhespannung zwischen der Klemme 31 und der Leitung 44 ist gleich der Spannung an dem Widerstand 38, minus der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 24 (0), plus dem Spannungsabfall an der Diode 40 (0). Da die Spannungen an den Widerständen 3 2 und 38 gleich sind (IR) und da die Spannungsabfalle (0) alle gleich sind, läßt sich die Ruhespannunq (V_) an der Klemme 31 durch die Gleichung (1) folgendermaßen ausdrücken:

V_s - 0
V_Q= — (1)

dabei ist (V₀,) die Versorgungs spannung zwischen den Leitungen 22 und 44. Die Ruhespannung (V ) wird durch den Punkt 50 auf der Amplitudenachse 52 der graphischen Darstellung in der Fig.2 bezeichnet.

Der Widerstand 32 arbeitet in der Weise, daß eine negative Rückführung zur Stabilisierung der obengenannten Ruhe-Ausgangsspannung gewährleistet wird. Genauer gesagt, wenn der Transistor 24 die Tendenz hat, in unerwünschter Weise mehr Strom zu ziehen, und zwar aufgrund von Veränderungen in der Versorgungsspannung oder in der Temperatur, zeigt die Spannung des Emitters 28 dieses Transistors die Tendenz, daß sie ansteigt, so daß dadurch der Basisstrom des Transistors 14 durch den Widerstand 32 abnimmt. Dies wiederum führt dazu, daß der Transistor 18 etwas weniger durchlässig wird, so daß dadurch der Strom am Kollektor- 27 dieses Transistors abnimmt. Folglich nimmt die Vorspan-

80988Ä/Ö7U

■*■" 2828U7 /J O

nung an der Diode 40 und am Widerstand 38 ab, so daß der Transistor 24 weniger durchlässig wird, so daß dadurch die Spannung an der Klemme 31 auf den gewünschten Ruhebetriebspegel stabilisiert wird. Die Konstantstromschaltung 3 6 dient dazu, daß zumindest der doppelte Ruhestrom, welcher über den Widerstand 32 fließt, in eine entsprechende Senke geführt wird.

Die Fig. 3 ist ein Schaltschema einer zusammengesetzten Schaltung 60, welche einen Differenzverstärker 62 hat, mit dem die Pufferverstärkerschaltung 10 gekoppelt ist. Dieselben Bezugszeichen wie in der Fig. 1 und 3 werden verwendet, um entsprechende Bauteile zu bezeichnen. Der Differenzverstärker 62 hat einen Konstantstrom-Steuertransistor, nämlich den NPN-Transistor 64, dessen Emitter mit der negativen Versorgungsleitung 44 verbunden ist. Die Basis des Transistors 64 ist über den Widerstand 66 mit der positiven Energieversorgungsleitung 22 und über die Diode 68 mit der neqativen Versorgungsleitung 44 verbunden. Der Widerstand 66 steuert die Größe des Stroms durch die Vorspannungsdiode 68 und somit die Größe des Kollektorstroms beim Transistor 64.

NPN-Differenz-Transistoren 70 und 72 haben ihre entsprechenden Emitter miteinander verbunden und mit dem Kollektor des Transistors 64. Die Basen 74 und 75 der entsprechenden Transistoren 70 und 72 sind mit den Dif ferenzeingangskleinmen der Schaltung 6Ö verbunden. Der Kollektor des Transistors 70 ist mit dem Transistor 76 verbunden, der als Mehrfach-Kollektor-Transistor ausgebildet ist, der zugleich auch einen Wandler zwischen einem Differential- oder Differenzanschluß und einem einpoligen Anschluß darstellt und als Stromspiegel arbeitet, der einen Ausgangsstrom aufweist, der in seiner Größe im wesentlichen gleich der Größe des EingangsStroms ist. Die Stromspiegel 18 und 76 haben einen identischen Aufbau, welcher derart gewählt ist, daß der Differenzverstärker 62 symmetrisch

809884/0743

? 2828-U7

AA

oder abgeglichen bleibt. Der Kollektor 78 des PNP-Transistors ist mit dessen Basis verbunden, und der Emitter des Transistors 76 ist mit der positiven Versorgungsleitung 22 verbunden. Der Kollektor 80 des PNP-Lateral-Transistors 76 ist mit der Eingangsklemme 12 der Pufferschaltung 10 und mit dem Kollektor des Differentialtransistors 72 verbunden.

Es sei angenommen, daß der Stromsteuertransistor 64 durch den Widerstand 66 und die Diode 68 derart vorgespannt ist, daß er konstant einen Strom führt, der eine Größe von 21 aufweist. Unter Ruhebedingungen sind die Transistoren 70 und 72 jeweils so vorgespannt, daß sie einen Strom der Größe I führen. Folglich zeigt der Transistor 76 die Tendenz, einen Strom zu führen, der eine Größe von I aufweist und in den Widerstand 32 fließt, und der Transistor 72 hat die Tendenz, einen Strom zu ziehen, der eine Größe von I aufweist und durch den Kollektor 16 des Transistors 18 geliefert wird. Somit zeigt unter Ruhebedingungen der Transistor 72 die Tendenz, aus dem Knoten oder der Klemme 12 einen Strom zu ziehen, der ebenso groß ist wie der durch den Kollektor 80 des Transistors 76 gelieferte Strom. Folglich liefert die Differenzverstärkerschaltung 62 im Endeffekt keinen Strom an die Pufferschaltung 10 während des Ruhebetriebes, ermöglicht jedoch der Pufferschaltung 10, daß sie in der oben beschriebenen Weise arbeiten kann.

Ein Differentialeingangssignal sei angenommen, welches den Transistor 70 weniger durchlässig und den Transistor 72 stär~ ker durchlässig werden läßt, um die Erläuterung des dynamischen Betriebes der Schaltung 60 zu vereinfachen. Der Transistor 76 wird folglich weniger durchlässig, und zwar in Reaktion darauf, daß dessen Basisspannung stärker positiv wird, weil die Kollektorspannung des Transistors 70 ansteigt. Folglich liefert der Kollektor 80 des Transistors 76 weniger Strom an den Knoten 12, so daß dadurch die Tendenz besteht, daß der Transistor 18 stärker durchlässig wird. Weiterhin liefert die verminderte Kollek-

8O98U/ÖH3

2828U7

torspannung des Transistors 72 ein stärker negatives Potential an der Basis des Transistors 18, wodurch die Tendenz besteht, daß auch der Transistor 18 stärker durchlässig wird, so daß durch die Kollektoren 16 und 27 erhöhte Ströme fließen. Der Transistor 72 absorbiert den erhöhten Strom des Kollektors 16 des Transistors 18.

Der erhöhte Strom vom Kollektor 27 des Transistors 18 führt dazu, daß die Spannung am Widerstand 38 ansteigt, und der Transistor 24 bewirkt, daß die Spannung an der Klemme 31 ebenfalls ansteigt. Auf diese Weise wird der Strom durch den Widerstand 32 verringert. Am Knoten 12 nehmen die Ströme im Kollektor 16 des Transistors 18 und im Kollektor des Transistors 7 2 zu, während die Ströme im Kollektor 80 des Transistors 76 und im Widerstand 32 abnehmen. Folglich zeigt die Amplitude der Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 31 die Tendenz zuzunehmen, wie es durch den positiven Wellenformabschnitt 81 zwischen den Zeiten TO und T1 der Zeitachse 82 in der Fig. 2 veranschaulicht ist.

Die maximale positive Auslenkung des Wellenformabschnittes 81 wird durch den Punkt 84 bezeichnet, der nur um 10 unter dem positiven Energieversorgungspotential· (V₀) liegt. Wenn dieser Punkt erreicht wird, läßt der Transistor 72 im wesentlichen den gesamten Strom der Stromsteuereinrichtung 64 durch, und der Transistor 70 führt im wesentlichen keinen Strom. Unter diesen Bedingungen führt der Transistor 72 einen Strom, dessen Größe 21 beträgt und der durch den Kollektor 16 des Transistors 18 geliefert wird. Folglich geht praktisch kein Strom durch den Widerstand 32. Weiterhin hat der Strom durch den Widerstand 38 eine Größe von etwa 21, so daß dadurch eine Spannung zum Treiben des Transistors 24 erzeugt wird, durch welche dieser Transistor in den vollständig durchlässigen Zustand gesteuert wird. Die Größe des Treiberstromes für den Transistor 24 wird durch den Widerstandswert des Widerstandes 66 in der Weise begrenzt, daß der Transistor 24 nicht in die Sättigung geht und den WeI-

809884/0743

~*~ 2828U7 Μ

lenformabschnitt 81 zur Zeit T1 begrenzt. Auf diese Weise wird die Amplitude des Abschnittes 81 zwar auf ein Maximum begrenzt, jedoch nicht verzerrt.

Zwischen T2 und T4 wird der Transistor 70 durchlässig, und der Transistor 72 wird im Verhältnis dazu durch das Eingangssignal an den Elektroden 74 und 7 5 undurchlässig. Dies führt zu dem Ergebnis, daß der Transistor 76 einen erhöhten Strom durch den Kollektor 80 führt, und zwar in Reaktion auf das verminderte Kollektorpotential des Transistors 70. Der erhöhte Strom, welcher in die Basis des Transistors 18 fließt, führt zu der Tendenz, daß dieser Transistor undurchlässig wird. Weiterhin bewirkt die Zunahme des Kollektorpotentials des Transistors 72 auch, daß die Menge desjenigen Stromes abnimmt, welcher durch den Transistor 18 geliefert wird und welcher durch dessen Kollektoren 16 und 27 fließt. Folglich zeigt der durch den Widerstand 32 fließende Strom die Tendenz, daß er zunimmt, aufgrund der insgesamt zu beobachtenden Abnahme, welche sich bei dem Ausgangstransistor 24 ergibt, wenn dieser nicht durchlässig ist, fällt die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 31 solange ab, bis sie das negative Extrempotential oder das Massepotential erreicht, wie es am Punkt 86 auf dem negativen Wellenformabschnitt 87 angegeben ist. Zu dieser Zeit ist der Ausgangstransistor 24 im wesentlichen gesperrt, so daß kein Strom zu der Last fließen kann, und der Widerstand 32 führt einen Strom mit der Größe von etwa 21. Der Strom vom Widerstand 32 wird durch die Stromsteuerschaltung 3 6 aufgenommen und führt folglich nicht zu einer Zunahme der Spannung an der Last. Da die Schaltung 60 so ausgebildet sein kann, daß der Transistor 24 am Punkt 86 gesperrt wird, wird der Abschnitt 87 der Wellenform 81 nicht begrenzt oder abgeschnitten, und zwar selbst dann nicht, wenn die negative Amplitude des Abschnittes 87 auf ein Maximum gebracht wird. Somit verwendet die Schaltung 60 einer bevorzugten Aasführungsform des Erfindungsgegenstandes in optimaler Weise das Versorgungspotential, welches jeweils durch die Leitungen 22 und 24 geliefert wird, indem maximale Auslenkungen

809884/0743

2828U7

der Ausgangswellenformabschnitte 81 und 87 zugelassen werden, ohne daß dabei eine Begrenzungsverzerrung auftritt.

Diese Eigenschaft der Schaltung 60 ist insbesondere bei solchen Anwendungen sehr erwünscht, bei welchen Niederfrequenzsignale oder Hörfrequenzsignale verwendet werden, beispielsweise dann, wenn eine Klangqualität mit besonders hoher Wiedergabetreue gewährleistet sein soll.

Die Schaltung 60 der Fig. 3 liefert eine Ruheausgangsspannung an der Ausgangsklemme 31, die einen kleinen Temperaturkoeffizienten aufweist, was von der Tatsache herrührt, daß die Diode 40 den Temperaturkoeffizienten (TC) von nur einer der entsprechenden Bauelemente 18 und 24 kompensiert oder aufhebt. Die Schaltung 6O könnte derart modifiziert sein, daß sie im wesentlichen einen Temperaturkoeffizienten von Null hätte, wenn eine zusätzliche Diode in der Reihenschaltung zwischen der Basis des Transistors 24 und der Diode 40 angeordnet würde.

Die Fig. 4 veranschaulicht eine weitere bevorzugte Ausführungsform 83 des Erfindungsgegenstandes, welche in vieler Hinsicht einen ähnlichen Aufbau und eine ähnliche Arbeitsweise wie die Schaltung 60 gemäß Fig. 3 aufweist. Somit werden dieselben Bezugszeichen in der Fig. 4 verwendet, die auch in der Fig. 3 entsprechende Bauteile bezeichnet haben. Die Schaltung 83 löst das Temperaturproblern in einer besonders vorteilhaften Weise gegenüber der anhand der Fig. 3 beschriebenen Schaltung.

In der Schaltung 83 wird durch die Reihenschaltung, welche die Dioden 68 und 85 sowie den Widerstand 67 aufweist, die Vorspannung für einen Doppel-Emitter-Stromsteuer-Transistor 86 aufgebaut. Die Vorspannung für den Einzel-Emitter-Stromsteuer-Transistor 88 und den Doppel-Emitter-Stromsteuer-Transistor 90 wird ebenfalls durch die Reihenschaltung geliefert, welche die Dioden 68 und 85 sowie den Widerstand 67 aufweist. In alternativer Weise könnten die Transistoren 88 und 90 von getrennten Stromversorgungs-

809884/0743

einrichtungen vorgespannt werden. Soweit die Transistoren 86 und 90 Doppelemitter haben, die mit der negativen Energieversorgungsleitung 44 verbunden sind, und der Transistor 88 nar einen einzigen Emitter aufweist, welcher mit der Energieversorgungsleitung 44 verbunden ist, leiten die Transistoren 86 waä den doppelten Strom (21) gegenüber dem Transistor 88 (I)« Unter Ruhebedingungen führen die Transistoren 70 und 72 jeweils einen Strom, welcher die Größe I aufweist. Folglich liefert der Kollektor 80 einer Umschalteinrichtung 76 einen Strom I durch den Widerstand 32, und der Transistor 72 zieht einen Strom I aus dem Knoten 12, welcher durch den Kollektor 16 des Bauelementes 18 geliefert wird. Der Doppelemitter-Transistor 90 führt einen konstanten Strom, der eine Größe hat, welche den Strom 21 übersteigt oder zumindest gleich diesem Strom ist. Der Stromschaltung stransistor 88 führt einen im wesentlichen konstanten Strom I vom Kollektor 27 des Transistors 18, und der Kollektor 16 liefert einen im wesentlichen konstanten Strom I. Wenn der Widerstandswert des Widerstandes 67 gleich dem doppelten Widerstandswert (2R) des Widerstandes 32 (R) ist, dann ist die Größe des Stroms I gleich der Spannung zwischen den Versorgungsleitungen 22 und 44 (V_c), minus den Spannunqsabfallen (0) an den Dioden 85 und 68, geteilt durch den Widerst'ndswert des Widerstandes 67 (2R); dieser Strom läßt sich durch die Gleichung (2) folgendermaßen darstellen:

V -20

Da der Strom, welcher durch die Stromquellen 86, 88 und 9O fließt, durch die Größe des Stromes durch den Widerstand 67 beeinflußt wird, ist der Strom durch die Stromquellen oder die Stromsteuerschaltungen, welche die Bauelemente 86, 88 und 90 aufweisen, weitgehend von durch die Temperatur hervorgerufenen Veränderungen in den Basis-Emitter-Spannungen der Bauelemente der Schaltung unabhängig. Der Strom ist auch von Veränderungen in weiteren Teilen dieser Bauelemente unabhängig, welche durch die Tempera tur hervorgerufen werden. Somit bleibt die Größe der Ruhespan-

809884/0743

ruing an der Ausgangsklemme 31 bei Temperaturveränderungen stabil.

Der Widerstand 32 liefert wiederum eine negative Rückführung zur Stabilisierung der Ruheausgangsspannung. Insbesondere dann, wenn die Spannung am Emitter des Transistors 24 die Tendenz zeigt, in unerwünschter Weise abzunehmen, beispielsweise bei Ruhebedingungen, wird ein Strom aus der Basis des Transistors 18 durch den Widerstand 32 gezogen, welcher bewirkt, daß die Ströme der Kollektoren 16 und 27 des Transistors 18 etwas ansteigen, so daß dadurch die Ruhespannung am Emitter des Ausgangstransistors 24 ansteigt. Auf diese Weise liefert der Widerstand 32 eine negative Rückführung zur Stabilisierung der Ruhespannung an der Ausgangsklemme 31 in ähnlicher Weise wie bei der Arbeitsweise der Schaltung 10.

Die dynamische Arbeitsweise der Schaltung 83 wird nachfolgend beschrieben: Es sei angenommen, daß das Differentialeingangssignal zwischen den Elektroden 7 4 und 75 anliegt, wodurch der Transistor 70 praktisch gesperrt wird und der Transistor 72 relativ dazu praktisch durchlässig wird. Demgemäß wird die Einrichtung 76 praktisch gesperrt und zeigt daher die Tendenz, den Transistor 18 einzuschalten. Zusätzlich zieht der Transistor 72 mehr Strom aus der Basis des Transistors 18, was wiederum zu der Tendenz führt, den Transistor 18 einzuschalten. Somit wird der Transistor 18 etwas stärker durchlässig, und zwar durch die oben beschriebenen Wirkungen der Transistoren 72 und 76, und dadurch wird der Transistor 24 in den durchlässigen Zustand versetzt, so daß mehr Strom an die Last geführt wird, welche an die Klemme 31 angeschlossen ist. Die daraus resultierende Veränderung in der Stromrückführung durch den Widerstand 32 gleicht die Veränderung im Strom in den Transistoren 72 und 76 aus, um die Ströme des Transistors 18 im wesentlichen konstant zu halten. Die negative Rückführung durch den Widerstand 32 zeigt die Tendenz, die Signalveränderungen innerhalb des Transistors 18 während des dynamischen Betriebes der Schaltung 83 auf ein Minimum zu beschränken.

809884/0743

2828U7

Die Stromquelle 36 könnte an sich aus der Schaltung 83 entfallen, wenn die Last, welche an die Klemme 31 angeschlossen ist, aus einer Gleichspannungsimpedanz an Masse besteht. Unter diesen Bedingungen würde die geringstmögliche Ausgangsspannung durch einen Spannungsteiler bestimmt, welcher den Widerstand 32 und die Ausgangslastimpedanz aufweist. Die Stromquelle 36 ermöglicht, daß die Ausgangsspannung des Verstärkers 83 in ihrer Auslenkung bis zur Masse geht, plus der Sättigungsspannung des Stromquellentransistors 90, so daß dadurch der Verstärker 83 in die Lage versetzt wird, eine maximale negative Ausgangsspannungsamplitude zu gewährleisten. Ein zusätzlicher PNP-Transistor 92, der einen Emitter hat, welcher mit der Klemme 31 verbunden ist, der eine Basis hat, welche mit dem Kollektor des Transistors 88 verbunden ist, und der einen Kollektor aufweist, der mit der Leitung 44 verbunden ist, kann hinzugefügt werden, wenn angestrebt wird, die Möglichkeit zu erhöhen, Strom von einer Last, die an die Klemme 31 angeschlossen ist, in eine Senke zu führen.

Gemäß der Erfindung wird eine Pufferverstärkerschaltung 10 geschaffen, welche besonders gut dazu geeignet ist, eine Treiberschaltung 62 von einer Last zu trennen, welche an die Ausgangsklemme 31 angeschlossen ist. Die Pufferverstärkerschaltung 10 führt zu einer vorhersagbaren, stabilen Ruheausgangsspannung an der Ausgangsklemme 31. Der Widerstand 32 liefert eine negative Rückführung oder Gegenkopplung zwischen der Ausgangsklemme 31 und der Basis 14 des Transistors 18, mit der Tendenz, den Ruheausgangs Spannungspegel an der Klemme 31 zu stabilisieren. Die Schaltung 10 gewährleistet auch, daß die Ruheausgangsspannung leicht vorherbestimmbar ist, da sie von den Werten bekannter Widerstände und bekannter Spannungsabfalle abhängt. Die Schaltung 10 liefert ein Minimum an Spannungsabfällen in Reihe mit der Last und den Versorgungsleitungen 22 und 44, so daß dadurch die Amplitude des Ausgangssignals ein Maximum werden kann. Wie aus den Fig. 3 und 4 ersichtlich ist, ist die Pufferschaltung

809884/0743

zur Verwendung mit komplizierten Schaltungen gut geeignet, die einen Differenzverstärker 62 und einen Wandler 76 aufweisen, der als Zwischenglied zwischen einem Differentialanschluß und einem einpoligen Anschluß dient. Die Unzulänglichkeiten oder Unvollkommenheiten des Transistors 18 gleichen die entsprechenden Unzulänglichkeiten oder Unvollkommenheiten des Transistors 76 aus. Gemäß den obigen Erläuterungen zieht die Schaltung 10 insgesamt keinen Strom aus der Treiberschaltung und ermöglicht deshalb, daß der Differenzverstärker 62 abgeglichen oder symmetrisch bleibt. Die Pufferverstärkerschaltung 10 läßt sich in Form einer integrierten Schaltung aufbauen und ist im Vergleich zu bekannten monolithischen Pufferverstärkern verhältnismäßig einfach aufgebaut. Weiterhin benötigt die Schaltung 10 weniger Raum auf einem Plättchen als bekannte entsprechende monolithische Pufferverstärker.

809884/0743

Claims

2828H7

Patentansprüche :

Verstärkerschaltung, die sich in Form einer integrierten Schaltung ausbilden läßt, mit einem Paar von mit Differentialanschlüssen versehenen elektronischen Steuereinrichtungen, welche Eingangselektroden haben, die elektrisch miteinander verbunden sind, mit einer ersten Stromsteuerschaltung, welche mit dem Paar von elektronischen Steuereinrichtungen verbunden ist, mit einer Wandlerschaltung, welche Differentialanschlüsse in einen einpoligen Anschluß umsetzt und mit einer der elektronischen Steuereinrichtungen verbunden ist, weiterhin mit einer Pufferschaltung, welche eine elektronische Eingangssteuereinrichtung aufweist, die einen Eingang, einen Steuereingang und eine Mehrzahl von Ausgangselektroden hat, weiterhin mit einer elektronischen Ausgangssteuereinrichtung, die einen Steuereingang, einen Signaleingang und einen Signalausgang hat, wobei der Ausgang der elektronischen Ausgangssteuereinrichtung mit einem Eingang der Verstärkerschaltung verbunden ist, wobei der Steuereingang der elektronischen Ausgangssteuereinrichtung mit einer der Ausgangselektroden der elektronischen Eingangssteuereinrichtung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronische Eingangssteuereinrichtung (18) mit dem Wandler (76) zur Umwandlung eines Differentialanschlusses in einen einpoligen Anschluß verbunden ist und daß eine negative Rückführschaltung (32) vorgesehen ist, welche die Ausgangselektrode der elektronischen Ausgangssteuereinrichtung (24) mit der Steuerelektrode der elektronischen Eingangssteuereinrichtung (18) verbindet, um die Größe der Ruheausgangsspannung an der Ausgangsklemme der Verstärkerschaltung zu stabilisieren, wobei weiterhin eine Verbindung zu einer weiteren Ausgangselektrode (16) der elektronischen Eingangs steuereinrichtung (18) gebildet ist.

809884/0743
2. 2828H7

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorspannungsschaltung (38,40) für die zweite elektronische Steuereinrichtung (24) vorgesehen ist, welche mit einer der Ausgangselektroden (27) der ersten elektronischen Steuereinrichtung (76) und mit der Steuerelektrode der zweiten elektronischen Steuereinrichtung (24) verbunden ist, um ein Vorspannungspotential von vorherbestimmbarer Größe an der Ausgangsklemme der Verstärkerschaltung auf zubauen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Vorspannungsschaltung eine Reihenschaltung aufweist, welche ein Widerstandselement (38) und eine Diode (40) enthält.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung eine zweite Stromsteuerschaltung (88) aufweist, um die Größen der Ausgangssignale der Verstärkerschaltung bei einer Temperaturveränderung zu stabilisieren.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Stromsteuerschaltung (36) mit der Ausgangsklemme (31) der Verstärkerschaltung verbunden ist, um die Amplitude von deren dynamischen Ausgangssignalen auf ein Maximum zu bringen.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronische Eingangssteuerschaltung (18) einen Mehrkollektor-Transistor eines vorgebbaren Leitfähigkeitstyps aufweist, der einen Emitter, eine Basis und eine Mehrzahl von Kollektoren (16,27) aufweist, welche jeweils dem Signaleingang, dem Steuereingang und dem Signalausgang der elektronischen Eingangssteuereinrichtung entsprechen, und daß die elektronische Ausgangssteuereinrichtung einen Transistor (24) eines anderen Leitfähigkeitstyps aufweist,

009884/0743

2828U7

der einen Emitter, eine Basis und Kollektoren hat, welche jeweils dem Signalausgang, dem Steuereingang und dem Signaleingang der elektronischen Ausgangssteuereinrichtung entsprechen.