DE2160432B2

DE2160432B2 - Konstantspannungsschaltung

Info

Publication number: DE2160432B2
Application number: DE19712160432
Authority: DE
Inventors: Thomas Mannus Scottsdale Russell Ronald Winston Mesa Ariz Fredenksen (VStA)
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1970-12-10
Filing date: 1971-12-06
Publication date: 1977-09-15
Also published as: CA941912A; SE372984B; DE2160432A1; GB1367660A; DE2160432C3; GB1367659A; US3870965A; FR2117678A5; US3648154A

Description

Obwohl Operationsverstärker auf der Basis von monolithischen, integrierten Schaltungen zur Verfügung stehen, die in der Lage sind, innerhalb eines verhältnismäßig weitgefaßten Temperaturbereiches zu arbeiten, erfordern diese für einen optimalen Betrieb sowohl eine positive als auch eine negative Versorgungsspannung, wobei der Kostenfaktor der meisten dieser Anordnungen kommerzielle Anwendungen in Kraftfahrzeugen ausschließt. Demzufolge ist es wünschenswert, mit verhältnismäßig geringen Kosten relativ gut temperatur- und spannungsstabilisierte Mehrzweck-Operationsverstärker auf einem einzigen Plättchen zu schaffen, die in der Lage sind, mit nur einer Versorgungsspannung zu arbeiten. Der Aufbau eines solchen Verstärkers sollte darauf abgestimmt sein, daß nur ein Mindeststrom aus der Stromversorgungsanlage des Kraftfahrzeuges entnommen wird. Darüber hinaus erfordert eine große Zahl von Anwendungsfällen integrierter Schaltungen in Kraftfahrzeugen nur einen einzigen Eingang, wonach es wünschenswert ist, einen auf der Basis von monolithi-

sehen, integrierten Schaltungen aufgebauten Operationsverstärker zu schaffen, der mit nur einem Eingang arbeiten kann bzw. der nach geringfügigen Änderungen mit dem normalen und einem inverlierten Eingang auskommt, die gewöhnlich zu Operationsverstärkern gehören.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Konstantspannungsschaltung der eingangs näher genannten Art zu schaffen, welche bei der Verwendung einer Könstantstromquelle, die einer anfänglichen ι ο Starthilfe bedarf, mit besonders einfachen Mitteln ein Anlaufen gewährleistet, ohne daß der normale Betrieb der Konstantspannungsschaltung dadurch beeinträchtigt wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, is daß die Konstantstromquelle nach dem Anschalten der Versorgungsspannung durch einen Startimpuls in den Betriebszustand versetzbar ist, indem ein aus einem ersten und einem zweiten Transistor bestehender Differenzschaltverstärker zur Lieferung des Startimpulses mit der Konstantstromquelle in der Weise verbunden ist, daß die Emitter der beiden Transistoren des Differenzschaltverstärkers gemeinsam über einen Widerstand an dem einen Pol der Versorgungsspannung liegen und wenigstens der Kollektor des ersten Transistors mit der Konstantstromquelle verbunden ist, daß die Basis des ersten Transistors von einem zwischen den Polen der Versorgungsspannung angeordneten Spannungsteiler vorgespannt wird und die Basis des zweiten Transistors mit dem Konstantspannungselement verbunden ist und daß die Basisspannungen beider Transistoren so gewählt sind, daß der erste Transistor gesperrt ist, wenn die Konstantstromquelle im Betriebszustand ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen und bevorzugte Ausführungsformen des Erfindungsgegenstandes ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche technische Fortschritt erreichbar, daß die erfindungsgemäße Konstantspannungsschaltung einen außerordentlich geringen Eigenverbrauch aufweist, was inbesondere im Hinblick auf die Verwendung in Kraftfahrzeugen von besonderem Vorteil ist. Der Eigenverbrauch der erfindungsgemäßen Schaltung wird zum Teil durch die Ausbildung des Differenzverstärkers als Differenzschaltverstärker außerordentlich niedrig gehalten. Bei diesem Differenzschaltverstärker befindet sich entweder der eine oder der andere der beiden Transistoren im eingeschalteten Zustand.

Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachfolgend an Hand der Zeichnung beschrieben, in dieser zeigt

F i g. 1 ein Schaltungsbild einer Konstantspannungsschaltung und

F i g. 2 und 3 Schaltbilder von Varianten der in der F i g. 1 gezeigten Schaltung.

Da die in der Zeichnung dargestellte Verstärkerschaltung in einer Umgebung zu arbeiten hat, die verhältnismäßig großen Änderungen der Gleichspannungsversorgung und darüber hinaus großen Änderungen der Umgebungstemperatur ausgesetzt ist, ist eine Regelung für die Vorspannungen vorzusehen, die den Gleichstrombetriebspegel des Verstärkerteils der Schaltung bestimmt. Diese Funktion wird von der in der F i g. 1 dargestellten Schaltung 10 wahrgenommen, die ^(l5 eine stabilisierte Bezugsspannung liefert. Diese Bezugsspannung kann anschließend von einer Anzahl verschiedener Verstärker-Stufen verarbeitet werden, von denen zwei Stufen 11 und 12 in der Zeichnung angegeben und die Stufe 11 näher beschrieben wird.

Die von der Schaltung 10 gelieferte Regelspannung wird von einer Spannungsquelle in Form eines PNP-Lateraltransistors 14 mit zwei Kollektoren 15 und 16 bezogen, wobei der Kollektor 15 in Reihe mit drei in Reihe geschalteten Dioden 17,18 und 19 angeordnet ist. Die Kathode der Diode 19 ist mit einem geerdeten Pol 20 und der Emitter des Transistors 14 ist mit einem Pol 22 verbunden, der mit einer ungeregelten positiven Gleichstromquelle verbunden werden kann. Das bei 22 angelegte Potential kann sich innerhalb eines weiten Bereiches, z. B. zwischen 3,5 V und 40 V, ändern.

Der in Verbindung mit den Dioden 17, 18 und 19 arbeitende Transistor 14 liefert einen bestimmten stabilisierten Strom über die Dioden 17,18 und 19. Diese Dioden können in bekannter Weise als Teil einer monolithischen, integrierten Schaltung aus den Emitter-Basis-Strecken von Transistoren gebildet werden, deren Kollektor-Basis-Strecken kurzgeschlossen sind.

Die Betriebsvorspannung für den Transistor 14 wird von einem PNP-Substrat-Transistor 23 bezogen, dessen Emitter mit der Basis des Transistors 14 und dessen Kollektor mit Erdpotential verbunden ist (Substrat des Plättchens, auf dem die Schaltung aufgebaut ist). Der zweite Kollektor 16 des Transistors 14 ist mit der Basis des PNP-Substrat-Transistors 23 verbunden. Diese Verbindung wird als Bezug für den Strom im Transistor 14 über den Kollektor 16 verwendet, da der Basisstrom des PNP-Substrat-Transistors 23 gering ist. Der Vorspannungsstrom für den Kollektor 16 des Transistors 14 wird von einem NPN-Transistor 25 abgezweigt, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors 23 und dessen Emitter über einen Widerstand 26 mit dem Pol 20 verbunden sind. Die Basis des Transistors 25 erhält eine Gleichvorspannung aus dem Doppeldioden-Abfall (2Φ) der Dioden 18 und 19 (Φ bezeichnet den Spannungsabfall über einer Diodenverbindung).

Beim erstmaligen Anlegen einer Spannung an die in der F i g. 1 dargestellte Schaltung ist der Transistor 14 noch gesperrt, und die Schaltung wird nicht aktiviert; über die Dioden 17,18 und 19 fließt kein Strom. Um dies zu ändern, wird ein Differenzschaltverstärker 30 mit zwei NPN-Transistoren 31 und 32 eingesetzt, um ein »Anlaufen« der Schaltung 10 zu gewährleisten. Die Emitter der Transistoren 31 und 32 sind miteinander gemeinsam über einen Widerstand 33 mit dem Pol 20 verbunden. Die Basis des Transistors 32 ist mit der Verbindung des Kollektors 15 mit der Diode 17 verbunden, der Basis des Transistors 31 wird ein Vorspannungspotential zugeführt, das über ein Paar von Dioden 37 und 38 bereitgestellt wird, die in Verbindung mit einem Widerstand 39 einen Spannungsteiler bilden, der in Reihe zwischen dem Pol 22 und dem Pol 20 liegt. Wird am Pol 22 erstmals eine Spannung an die Schaltung angelegt, so fließt der Strom durch den Widerstand 39 und die Dioden 37 und 38. Fließt zu dieser Zeit kein Strom durch den Transistor 14, so wird der Transistor 31 in den leitenden Zustand überführt, und der Transistor 32 ist gesperrt.

Beginnt der Transistor 31 zu leiten, so zieht dieser einen Strom von annähernd 20 Mikroampere aus der Basis des PNP-Transistors 23. Dies führt dazu, daß der PNP-Mehrfachkollektor-Transistor 14 leitet und Strom vom Kollektor 15 der Gruppe der drei Dioden 17, 18 und 19 und der Basis des NPN-Transistors 25 zuführt. Der Transistor 25 beginnt nun zu leiten, und es ergibt sich somit rasch eine Vorspannung dieses Transistors

von ψ- (200 Mikroampere); als Ergebnis einer

Bereichsänderung zwischen den Kollektoren des Transistors 14 wird die Gruppe der drei Dioden 17, 18 und 19 mit einem Strom von annähernd 400 Mikroampere vorgespannt. Der Basisstrom des Transistors 23 ist ausreichend gering, so daß der NPN-Transistor 25 die Vorspannung des PNP-Lateral-T'ransistors 14 mit Mehrfachkollektor über den Kollektor 116 steuert

Nach dem Aufbau der Vorspannung ist die vom Differenzschaltverstärker 30 ausgeübte Anlaßfunktion erfüllt, und er wird automatisch abgeschaltet, und zwar infolge des breiteren Eingangs an der Basis des Transistors (32) (3Φ) des Differenzschaltverstärkers 30. Demzufolge wird nach dem Anlaßvorgang der Transistor 32 direkt vom Pol 22 her durchlässig. Dies bewirkt ein Abschalten des Transistors 31, und die »Anlaßschaltung« 10 beeinflußt den Betrieb nicht mehr. Solange eine Spannung am Pol 22 anliegt, liegt ein stabilisiertes Potential an der Verbindung der Diode 17 mit dem Kollektor 15; dieses Potential kann dazu verwendet werden, die Vorspannung für die Verstärker-Stufen der Schaltung zu liefern.

Die für den Betrieb erforderliche Vorspannung der Transistoren 31 und 32 im Differenzschaltverstärker 30 kann an Stelle der Dioden 37, 38 sowie 17, 118 und 19 durch Zenerdioden geliefert werden. Werden Zenerdioden verwendet, so ist darauf zu achten, daß der niedrigste Wert des auf den Transistor 23 übertragenen Stromes unbedingt über dem niedrigsten Wert liegen muß, der beim Einsatz von in Reihe geschalteten Dioden 37 und 38 bzw. 17, 18 und 19 zugebilligt werden kann, pies ist darauf zurückzuführen, daß die gegenwärtig in monolithischer, integrierter Schaltungstechnik verfügbare Zenerdiode des niedrigsten Wertes einen Diodenabfall von annähernd 5 Volt bietet Somit liegt die Mindestspannung, die auf den Transistor 23 zum Betrieb einer Schaltung übertragen werden kann, die an Stelle der Dioden 37,38 bzw. 17,18 und 19 mit Zenerdioden dieser Art ausgerüstet ist, nur leicht über 5 Volt Durch Verwendung von in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Dioden ist es jedoch möglich, einen wesentlich niedrigeren Wert des Betriebspotentials zu erzielen, da der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über eine Regeldiode in der Größenordnung zwischen 0,6 und 0,7 V liegt Demzufolge ermöglicht ein Einsatz der Dioden dieses Typs einen Betrieb der in der F i g. 1 dargestellten Schaltung bei einer wesentlich niedrigeren Versorgungsspannung im Vergleich zu Zenerdioden, die zur Spannungsregelung eingesetzt werden.

Die vom Transistor 14 aus dem Strom über den Kollektor 15 und die in Reihe geschalteten Dioden 17, 18 und 19 gelieferte geregelte Spannung liegt an der Verbindung zwischen dem Kollektor 15 und der Diode 17 bzw. kann an einer geeigneten Verbindung zwischen den Dioden innerhalb der Diodengruppe 17,18 und 19 abgegriffen werden. Die Anzahl der Dioden, die auf jeder Seite des Differenzschaltverstärkers 30 zur Vorspannung eingesetzt werden, richtet sich jeweils nach dem speziell erforderlichen Betriebsspannungspegel, den die Schaltung 10 liefern soll, wobei es lediglich darauf ankommt, daß zwischen der Basis des Transistors 32 und dem Erdpotential eine größere Anzahl von Dioden (die einen größeren Spannungsabfall bewirken) im Vergleich zu der Anzahl derjenigen Dioden vorgesehen wird, die zwischen der Basis des Transistors 31 und dem Erdpotential angeschlossen sind, wenn der Strom in beiden Vorspannungszweigen fließt, die jeweils mit den Basen dieser Transistoren verbund« sind.

Eine Variante der Schaltung 10 ist in der Fig.! dargestellt, innerhalb der gleiche bzw. vergleichbare s Komponenten mit den gleichen Bezugsziffern verseher sind, die auch in der F i g. 1 verwendet wurden. In der ii der F i g. 2 gezeigten Schaltung wurden einige Bauelemente durch den Einsatz des Differenzschaltverstärker! 30 in Wegfall gebracht, um die Doppelfunktion dei

■ο Schaltung in bezug auf den Anlaßvorgang de Vorrichtung und die Lieferung des Stromes zi gewährleisten,, der die Betriebsvorspannung für der Transistor 14 aufrechterhält. In der in der Fig.ί dargestellten Schaltung wurde auf den Transistor 25 unc den Widerstand 26 verzichtet; die Kollektoren dei Transistoren 31 und 32 des Differenzschaltverstärker! 30 sind miteinander, mit dem Kollektor 16 de: Transistors 14 und mit der Basis des Transistors 21 verbunden. Außerdem wurde die Diode 38 entfernt und die Vorspannung für die Basis des Transistors 32 vonr Verbindungspunkt der Dioden 17 und 18 abgeleitet

Nach dem Anlegen der Spannung an den Pol 22 verläuft der Betrieb der in der Fig.2 gezeigten Schaltung in der gleichen Weise wie bei der in der F i g. 1 beschriebenen Schaltung. Der Strom fließt zuerst durch den Spannungsteiler, der den Widerstand 39 und die Diode 37 aufweist, um den Transistor 31 einzuschalten. Hierdurch beginnt der Transistor 14 zu leiten. Nachdem ein Strom aus dem Kollektor 15 durch die Dioden 17, 18 und 19 fließt, bewirkt die höhere Vorspannung, die durch den Doppeldiodenabfall über die Dioden 18 und 19 auftritt und auf die Basis des Transistors 32 übertragen wird, einen Obergang dieses Transistors in den leitenden Zustand; wie oben beschrieben wurde, wird auch in diesem Falle der Transistor 31 gesperrt

Sobald der Transistor 32 leitet, zieht dieser Strom vom Kollektor 16 des Transistors 14 und liefert die Vorspannung zur Basis des Transistors 23, wobei diese

in der Darstellung der F i g. 1 vom zusätzlichen Stromsteuerungstransistor 25 geliefert wurde. In jeder anderen Hinsicht arbeitet die in der F i g. 2 dargestellte Schaltung in der Art der in der Fig. t dargestellten Schaltung 10. Das Ausgangssignal der in der Fig.2

gezeigten Schaltung ergibt sich über den dreifachen

Diodenabfall der Dioden 17,18 und 19 in dergleichen Weise wie bei der in der F i g. 1 dargestellten Schaltung

10.

Das über die Dioden 17,18 und 19 erhaltene Potential

wird (Fig. 1) der Basis eines NPN-Transistors 40 zugeführt, der die Betriebsvorspannung für die Operationsverstärkerschaltung 11 liefert Der Kollektor des Transistors 40 ist mit der Basis eines PNP-Substrat-Transistors 42 verbunden, der als Stromsteuerungs-An-

laß- und Vorspannungs-Transistor für zwei PNP-Late-

ral-Stromsteuerungstransistoren 43 und 45 arbeitet

wobei die Basen der Transistoren 43 und 45 mit dem

Emitter des Transistors 42 verbunden sind. Sobald der Transistor 40 zu leiten beginnt wird der

Strom für diesen Transistor vom PNP-Stromsteuerungstransistor 43 geliefert; innerhalb einer typischen Schaltung können die einzelnen Parameter in der Weise gewählt werden, daß sich ein Strom von 200 Mikroampere ergibt Dieser Strom fließt über die

Kollektor·Emitter-Strecke des Transistors 40 durch einen Widerstand 47 und eine Diode 48 zu dem Pol 49, der auf Erdpotential liegt. In der gleichen Weise bewirkt die Vorspannung an der Basis des PNP-Stromsteue-

rungstransistors 45, daß dieser einen Strom von 200 Mikroampere für die betreffende Schaltung an die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers liefert.

Die für die Verstärkerstufe 11 bestimmten Signale werden einem Eingang 51 zugeführt, der mit der Basis eines NPN-Eingangstransistors 53 verbunden ist, dessen Emitter direkt mit dem Pol 49 und dessen Kollektor mit dem Emitter eines zusätzlichen N PN-Transistors 54 verbunden ist, der in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 53 geschaltet ist. Die Basis des ι ο Transistors 54 ist mit der Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors 40 und dem Widerstand 47 verbunden und ist daher an ein 2$-stabilisiertes Vorspannungspotential gelegt, welches bewirkt, daß die Basis des Transistors 54 auf Wechselstrom-Erdpotential arbeitet. Demzufolge liegt am Kollektor des Eingangsverstärkungs-Transistors 53 eine niedrige Emitterimpedanz des Transistors 54 als Belastungswiderstand. Hierdurch wird die Verstärkung des Transistors 53 auf Eins herabgesetzt und eine Vervielfachung der Kollektor-Basis-Kapazität (Miller-Effekt) verhindert Ist innerhalb einer besonderen Schaltungsanwendung dieser Schutz gegenüber einer Miller-Effekt-Verstärkung nicht erforderlich, so könnte der Transistor 54 aus der Schaltung herausgenommen werden.

Die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers enthält einen PNP-Puffertransistor 57 in Lateralbauweise mit hohem Beta-Wert, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 54 verbunden ist, sofern dieser Transistor in der Schaltung verwendet wird. Andernfalls kann die Basis des Transistors 57 auch direkt mit dem Kollektor des Transistors 53 verbunden werden, wenn der Transistor 54 nicht vorgesehen ist. Emitter und Kollektor des PNP-Lateral-Transistors 57 mit hohem Betawert sind jeweils mit der Basis bzw. dem Emitter eines ersten NPN-Ausgangstransistors 59 verbunden. Per Kollektor des Transistors 59 ist mit dem positiven Versorgungsspannungs-Anschluß am Pol 22 verbunden; die Verbindung des Emitters des Transistors 57 mit der Basis des Transistors 59 führt zu dem Kollektor des Stromsteuerungstransistors 45, der den vorgegebenen Betriebsstrom von 200 Mikroampere an den Emitter des Transistors 57 liefert Die Ausgangsstufe wird durch einen zweiten NPN-Transistor 60 vervollständigt, der als Stromsteuerungstransistor wirkt und dessen Kollektor an der Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors 59 und dem Kollektor des Transistors 57 liegt, die gleichzeitig Ausgangsklemme 62 der Schaltung ist Der Emitter des Transistors 60 ist mit der Erdklemme 49 verbunden, und die Basis des Transistors 60 liegt an dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 47 und der Diode 48. Die Diode 48 liefert einen Vorwärtsstrom für die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 60 und bewirkt darüber hinaus für diese Verbindung eine Temperaturkompensierung in bekannter Form. Bei einer typischen Schaltung, bei der vom Stromsteuerungstransistor 45 ein Strom von 200 Mikroampere geliefert wird, kann der Stromsteuerungstransistor 60 bei einem Strom von 1,2 Milliampere arbeiten.

Durch Zusammenschalten von Emitter und Kollektor des Transistors 57 mit der Basis bzw. dem Emitter eines NPN-Transistors 59 entsteht eine Art doppeltes Emitterfolger-Ausgangssignal; somit handelt es sich im wesentlichen um die gleiche Signalspannung an der <>5 Basis des Transistors 57, am Emitter des Transistors 57 und am Emitter des Transistors 59 am Ausgang 62. Demzufolge belastet die Ausgangsimpedanz des Transistors 57 nicht mehr die hochohmige Verbindungsstelle am Kollektor des NPN-Verstärkungstransistors 53. Dieses Ergebnis wird erzielt, da das Wechselspannungssignal sowohl am Kollektor als auch an der Basis des Transistors 57 im wesentlichen die gleiche Stärke besitzt und gleichphasig ist. Durch diese Gleichheit der Signale an der Kollektor-Basis-Strecke des PNP-Lateral-Transistors 57 mit hohem Beta-Wert wird sichergestellt, daß kein Wechselstrom von der Basis zum Kollektor fließt, der eine Belastung des hochohmigen Verbindungspunktes zur Folge haben könnte. Es kann daher auf eine Darlington-Stufe am Eingang bzw. am Ausgang verzichtet werden; daher wird weder das Ausgangssignal (Amplitude - Amplitude) durch den Vbe-Verlust eines anderen Transistors verringert noch wird der Eingangspegel durch eine zusätzliche V_BE erhöht, was bei der Verwendung einer Darlington-Stufe auftreten würde.

Außerdem ist darauf hinzuweisen, daß die Emitter-Kollektor-Vorspannung des Transistors 57 durch den Ausgang des Emitterfolger-Transistors 59 auf einem Wert Φ (Spannung über eine Diodenverbindung) gehalten wird, da die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 59 über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 57 verbunden ist Demzufolge kann als Transistor 57 ein PNP-Lateral-Transistor mit einem sehr hohen Beta-Wert verwendet werden, und zwar selbst dann, wenn ein solcher Transistor unter Spannungsbelastung nur schlechte Durchgriffseigenschaften aufweist Die verbesserte Stromverstärkung des Transistors 57 mit hohem Beta-Wert führt zu einer Verringerung des Kollektorstroms des Transistors 53, die ihrerseits eine Verringerung des Eingangsstromes des Verstärkers ermöglicht, da der Eingangsstrom den Basisstrom des Transistors 53 darstellt Innerhalb der betreffenden Schaltung liegt ein typischer Eingangsstrom bei 25 Nanoampere.

Die beiden parallelgeschalteten PNP-Stromsteuerungstransistoren 43 und 45 werden an Stelle eines PNP-Lateral-Transistors mit Doppelkollektor verwendet, um die Ausgangsimpedanz des Stromsteuerungstransistors 45 zu erhöhen. Diese Anordnung ermöglicht eine höhere Spannungsverstärkung bei offenem Regelkreis, so daß die theoretische Spannungsverstärkungs-Grenze eines einzelnen Emitterverstärkers genauer eingehalten werden kann. Diese Verstärkungsgrenze hängt von den Kennwerten des Eingangsverstärker-Transistors 53 ab.

Durch den Einsatz der Ausgangsstufe, die aus dem PNP-Transistor 57 in Lateralbauweise mit hohem Beta-Wert und den NPN-Transistoren 59 und 60 besteht, kann eine Ausgangsspannung erzielt werden, die annähernd dem Wert des Versorgungspotentials an der Klemme 22 minus 1 V ist Der Abfall von einem Volt setzt sich zusammen aus einem Spannungsabfall von 0,2 V über der Emitter-Kollektor-Verbindung des Transistors 45, einem Spannungsabfall von 0,7 V über der Basis-Emitter-Strecke des Ausgangstransistors 59 und einen Spannungsabfall von 0,2 V über der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 60. Die Hinzunahrne des Transistors 54 zur Verringerung des; Miller-Effekts äußert sich in einer nur leichten Verringerung des von der Schaltung her möglichen Gesamt-Ausgangshubes.

Wie es in den meisten Operationsverstärker-Schaltungen üblich ist, ist eine Art Rückkopplungsschaltung (in den Figuren nicht bezeichnet) zwischen dem Ausgang (»2 und dem Eingang 51 vorgesehen, wobei die

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ίο

besondere Wirkung dieser Rückkopplung von der jeweiligen Funktion der Operationsverstärker-Schaltung 11 abhängt. Um einige mögliche Anwendungen der normalen Operationsverstärker-Schaltung 11 zu nennen, kann diese als Wechselstrom-Verstärker mit stabilem <?-Punkt, als Tachometer-Verstärker (zur Verstärkung einer Eingangsimpulsfolge), als Spannungsregler durch Verwendung einer Zenerdiode in der Rückkopplungsschaltung und für ähnliche Zwecke eingesetzt werden.

Bei vielen Anwendungen von Operationsverstärkern ist es wünschenswert, invertierende und nichtinvertierende Eingänge vorzusehen, um sich hierdurch ein weiteres Anwendungsgebiet für die Grundschaltung zu schaffen. In der Darstellung der F i g. 3 ist eine Variante der Verstärker-Schaltung 11 gezeigt, in der sämtliche vergleichbare Komponenten mit den gleichen Bezugsziffern belegt wurden, die auch bei der Bezeichnung der Komponenten der in der Fi g. 1 gezeigten Verstärkerschaltung 11 Anwendung fanden. Die Änderung der in der Fig.3 gezeigten Schaltung besteht in der Hinzuhahme eines nichtinvertierenden Eingangs, der sich durch einen zusätzlichen NPN-Transistor 70 und eine Diode 71 ergibt. Der Kollektor des Transistors 70 ist mit dem invertierenden Eingang an der Basis des Eingangstransistors 53, der Emitter mit dem geerdeten Pol 49 verbunden. In jeder anderen Hinsicht arbeitet die in der F i g. 3 dargestellte Verstärkerschaltung 11 in der gleichen Weise wie die in der Fi g. 1 gezeigte Schaltung, mit der Ausnahme, daß die beiden Eingänge der in der Fig.3 gezeigten Schaltung das Anwendungsfeld der Schaltung erhöhen, die nunmehr als Vergleichsglied, Differenztachometer usw. eingesetzt werden kann.

Nachdem die geregelte Vorspannung bzw. die Betriebsspannung für den Differenzverstärker 11 von der Vorspannungsschaltung 10 geliefert wird, kann diese gleiche Vorspannung zur Bereitstellung eines Vorspannuhgspotentials zum Betrieb einer Vielzahl von Differenzverstärker-Schaltungen zusammen mit einer zusätzlichen, in der Fig. 1 dargestellten Schaltung 12, verwendet werden. Die Differenzverstärker-Schaltung 12 ist in jeder Hinsicht mit dem Differenzverstärker 11 vergleichbar, wobei Eingangssignale einem Eingang 81 zugeführt und von einem Ausgang 82 abgeführt werden, der mit dem für die Schaltung 11 dargestellten Eingang 51 bzw. dem Ausgang 62 vergleichbar ist

Das an der Verbindung des Kollektors 15 des Transistors 14 nm der Diode 17 abnehmbare Vorspannungspotential wird in der Schaltung 12 einem Transistor zugeführt, der mit dem in der Schaltung 11 dargestellten Transistor 40 vergleichbar ist. Durch Verwendung von Transistoren des Typs des Transistors 40 wird sichergestellt, daß, falls einer der Verstärker 11, 12 usw., die mit Betriebspotential von der Schaltung 10 versorgt werden, gesättigt ist, dieses entweder weitestgehend auf Erde oder auf die positive Spannungsversorgung abgeleitet wird, so daß die Sättigung einer bestimmten Verstärkerstufe weder andere Operationsverstärker-Schaltungen beeinträchtigt, noch Störsignale auf letztere überträgt, die mit der gleichen Vorspannung wie die Schaltung 10 versorgt werden. Werden die Stromquellen der Verstärkerschaltungen 11 und 12

ίο direkt vom gleichen Bezugspunkt aus und ohne Verwendung des Transistors 40 angesteuert, so beeinträchtigt die Sättigung einer dieser Stromquellen den Betrieb der Stromquelle in anderen Verstärkern. Dieses Ergebnis stellt sich dann ein, wenn die Stromverstärkung (Beta) bei Sättigung des gleichen Transistors auf Eins zurückgeht, wodurch wiederum der Fingangsstrom (an der Basis) ansteigt. Ein solches sprunghaftes Ansteigen des Basisstromes kann die Vorspannungsleitung belasten und einen Spannungsabfall bewirken, wodurch wiederum die übrigen Stromsteuerungstransistoren in den anderen Differenzverstärkern beeinträchtigt würden.

Durch Verwendung getrennter Stromsteuerungstransistoren, wie der Transistoren 43 und 45 in jeder der Verstärker-Schaltungen 11 und 12, sowie durch Vorspannung jedes dieser Stromsteuerungstransistoren durch einen getrennten NPN-Transistor, wie durch den Transistor 40, und einer Trennung der gemeinsamen Vorspannungsleitung von der Schaltung 10 kann die unerwünschte Kopplungswirkung zwischen zwei Operationsverstärkern unter Sättigungsbedingungen einer Stromquelle in einem der Operationsverstärker vermieden werden. Abgesehen davon, daß innerhalb der Darstellung nur die beiden Verstärker-Stufen 11 und 12 mit der gemeinsamen Vorspannung über die Schaltung 10 versorgt werden, können im Aufbau mit den Schaltungen 11 und 12 vergleichbare, zusätzliche Verstärkerschaltungen in gleicher Weise über die gleiche Vorspannungsschaltung betrieben werden.

Es wurde ein Verstärker beschrieben, der innerhalb eines verhältnismäßig weiten Schwankungsbereiches der Stromversorgungsspannungen und Temperaturen arbeiten kann und mit einer PNP-Lateral-Pufferstufe eines hohen Beta-Wertes mit Einfach- oder Doppeleingang ausgerüstet ist Die Bezugs-Vorspannung zum Betrieb der Verstärkerschaltung wird von einer Stromquelle abgegeben, die den Strom über eine Gruppe von in Reihe geschalteten Dioden liefert wobei ein Differenzschaltverstärker vorgesehen ist, um sicherzustellen, daß ein Strom durch die Diodengruppe fließt, solange die die Gruppe versorgende Stromquelle von der gleichen Diodengruppe vorgespannt wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Konstantspannungsschaltung, bei welcher die Ausgangsspannung über einem Konstantspannungs- s element abgenommen wird, welches von einer an eine Versorgungsspannung angeschlossenen Konstantstromquelle gespeist wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle (14) nach dem Anschalten der Versorgungsspannung ι ο durch einen Startimpuls in den Betriebszustand versetzbar ist, indem ein aus einem ersten und einem zweiten Transistor (31, 32) bestehender Differenzschaltverstärker (30) zur Lieferung des Startimpulses mit der Konstantstromquelle in der Weise iy verbunden ist, daß die Emitter der beiden Transistoren (31, 32) des Differenzschaltverstärkers (30) gemeinsam über einen Widerstand (33) an dem einen Pol (20) der Versorgungsspannung liegen und wenigstens der Kollektor des ersten Transistors (31) mit der Konstantstromquelle verbunden ist, daß die Basis des ersten Transistors (31) von einem zwischen den Polen der Versorgungsspannung angeordneten Spannungsteiler (37, 38, 39) vorgespannt wird und die Basis des zweiten Transistors (32) mit dem Konstantspannungselement (17, 18, 19) verbunden ist und daß die Basisspannungen beider Transistoren (31,32) so gewählt sind, daß der erste Transistor (31) gesperrt ist, wenn die Konstantstromquelle im Betriebszustand ist.

2. Konstantspannungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren des ersten und zweiten Transistors (31, 32) gemeinsam mit der Konstantstromquelle (14) verbunden sind (F ig. 2).

3. Konstantspannungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des ersten Transistors (31) mit der Konstantstromquelle (14) und der Kollektor des zweiten Transistors (32) mit dem anderen Pol (22) der Versorgungsspannung verbunden ist (F i g. 1).

4. Konstantspannungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle einen PNP-Transistor (14) mit doppeltem Kollektor, dessen erster Kollektor (15) mit dem Konstantspannungselement (17, 18, 19) und dessen zweiter Kollektor (16) mit dem Kollektor zumindest des ersten Transistors (31) des Differenzschaltverstärkers verbunden sind, und einen (vierten) PN P-Transistor (23) aufweist, dessen Emitter mit der Basis des PNP-Transistors (14) mit doppeltem Kollektor, dessen Kollektor mit dem einen Pol (20) der Versorgungsspannung und dessen Basis mit wenigstens einem der Kollektoren des ersten und zweiten Transistors (31,32) verbunden ist.

5. Konstantspannungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Konstantspannungselement eine Anzahl von in Reihe zwischen der Basis des zweiten Transistors (32) und dem einen Pol (20) der ^(l° Versorgungsspannung angeordneten Dioden (17,18, 19) umfaßt und daß der Spannungsteiler einen Widerstand (39) und eine Anzahl von Dioden (37,38) aufweist, die kleiner ist als die Anzahl von Dioden im Konstantspannungseiement. "5

Die Erfindung betrifft eine Konstantspannungsschaltung, bei welcher die Ausgangsspannung über einem Konstantspannungselement abgenommen wird, welches von einer an eine Versorgungsspannung angeschlossenen Konstantstromquelle gespeist wird.

Eine derartige Schaltung ist aus der US-Patentschrift 35 34 245 bekannt. In dieser bekannten Schaltung wird ein Konstantspannungselement, wie eine Zenerdiode, von einer Konstantstromquelle mit einem konstanten Strom gespeist. Dabei wird eine solche Konstantstromquelle verwendet, die nach dem Einschalten der Versorgungsspannung ohne weiteres von allein in den Betriebszustand kommt.

Es sind weiterhin verschiedene Spannungskonstantschaltungen bekannt, die als sogenannte Serienregler arbeiten, bei denen der Verbraucher, der mit einer konstanten Spannung beaufschlagt werden soll, in Reihe mit einem Transistor an der ungeregelten Versorgungsspannung liegt. Der Widerstand bzw. der Arbeitspunkt des Transistors wird, teilweise unter Zuhilfenahme von Differenzverstärkern, dabei automatisch so eingestellt, daß die Spannung am Verbraucher unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung oder des Laststroms konstant bleibt. Diese Schaltungen bedürfen im allgemeinen keiner Konstantstromquelle. Im Hinblick auf solche Schaltungen wird auf folgende Literaturstellen hingewiesen: S. W. W a g η e r, »Stromversorgung elektronischer Schaltungen und Geräte«, 1964, Seite 450 (Bild 7.2/14), Seite 460 (Bild 7.2/25 und 26), Seite 466 (Bild 7.2/31), Seite 475 (Bild 7.2/44) und Seite 485/486 (Abschn. »Differentialstufe im Verstärkereingang«).

Die Entwicklung der Technologie monolithischer, integrierter Schaltungen hat den Einsatz von elektronischen Schaltungen in vielen Bereichen ermöglicht, in denen bisher der Kostenaufwand für deren Verwendung zu hoch war. Eines der Anwendungsgebiete, für das sich ein wachsendes Interesse an monolithischen, integrierten Schaltungen gegenwärtig abzeichnet, ist die Krsftfahrzeugindustrie, bei der integrierte Schaltungen für Tachometer-Antriebe, Kfz.-Betriebsüberwachungsschaltungen, Spannungsregler und ähnliche Zwecke Anwendung finden.

Für einen optimalen Einsatz monolithischer, integrierter Schaltungen in einem Kraftfahrzeug ist es Voraussetzung, daß die integrierte Schaltung innerhalb eines großen Bereiches von Umgebungstemperaturen und Betriebsspannungen arbeiten kann.