DE69413489T2

DE69413489T2 - Geregelter Spannungsquellengenerator der Bandgapbauart

Info

Publication number: DE69413489T2
Application number: DE69413489T
Authority: DE
Inventors: Timothy F-75008 Paris Ridgers
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1993-10-13
Filing date: 1994-10-05
Publication date: 1999-05-20
Anticipated expiration: 2014-10-06
Also published as: US5488329A; EP0649079B1; FR2711258A1; DE69413489D1; EP0649079A1; JPH07152445A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine stabilisierte Spannungserzeugungsschaltung mit einer Zelle vom "Bandgap"-Typ, bei der eine Mehrzahl von parallel verbundenen Transistoren eine einem ersten Transistor äquivalente Einheit mit einer ersten Polarität bilden, deren Emitter mit einem Ende eines ersten Emitterwiderstandes verbunden ist, wobei das andere Ende dieses Widerstandes außerdem mit dem Emitter eines zweiten Transistors mit gleicher Polarität und der gleichen Emitteroberfläche wie der eines der den ersten Transistor bildenden Transistoren verbunden ist, die Basis des zweiten Transistors mit der des ersten Transistors verbunden ist, der Knotenpunkt, der den Emitter des zweiten Transistors mit dem ersten Emitterwiderstand verbindet, mit einer ersten Versorgungsklemme durch einen zweiten Emitterwiderstand gekoppelt ist, und wobei die Schaltung außerdem einen Verstärker umfaßt, der auf die Basis des ersten und zweiten Transistors wirkt, um für die Gleichheit der Ströme zu sorgen, die durch den ersten bzw. den zweiten Transistor fließen, wobei der Kollektor dieser Transistoren aus einer zweiten Versorgungsklemme gespeist werden.
Eine stabilisierte Spannungserzeugungsschaltung ist vor allem aus dem Dokument EP-A-0 465 094 bekannt.
Versorgungsschaltungen für eine von Temperaturschwankungen und der Versorgungsspannung unabhängige Spannung werden sehr oft für die Realisierung von modernen integrierten Schaltungen benötigt.
Das sogenannte "Bandgap"-Schaltungsprinzip, das auf einer Anordnung von zwei Transistoren basiert, durch die ein gleicher Strom fließt aber die ein von 1 unterschiedliches Emitterflächenverhältnis aufweisen, was einen Stromdichteunterschied in diesen Transistoren und einen korrelierenden Emitter-Basis-Spannungsunterschied erzeugt, wird gegenwärtig wegen seiner hervorragenden Funktionseigenschaften vielfach verwendet.
Hauptsächlich wegen einer Anzahl von Anwendungen für batteriebetriebene, portable Geräte beobachtet man derzeit eine Tendenz, die entsprechenden Schaltun gen so auszulegen, daß sie mit einer Spannung von 3 Volt anstatt mit der früher üblichen Norm von 5 Volt funktionieren können. Unter diesen Bedingungen sind bestimmte Schaltungsanordnungen nicht mehr geeignet und müssen angepaßt werden, damit sie mit einer niedrigeren Versorgungsspannung funktionieren.
Im allgemeinen benötigen die "Bandgap"-Spannungserzeugungsschaltungen eine Versorgungsspannung, die mehr als das Dreifache der Direktverbindungsspannung (3.VBE) oder sogar 4.VBE beträgt.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine "Bandgap"-Spannungserzeugungsschaltung zu verschaffen, die in der Lage ist mit einer Versorgungsspannung zu funktionieren, die die erzeugte stabilisierte Spannung (die für gewöhnlich in der Größenordnung von 2.VBE liegt, also = 1,2 V), nur geringfügig übersteigt, wobei die Schaltung trotzdem Stabilitätseigenschaften aufweisen soll, die mindestens genauso gut sind wie bei den bekannten Schaltungen, die mit einer Versorgungsspannung von 5 Volt funktionieren.
Dazu ist eine stabilisierte Spannungserzeugungsschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor sowohl des ersten als auch des zweiten Transistors mit der zweiten Versorgungsklemme über eine erste bzw. eine zweite Stromquelle verbunden ist, die beide einen Strom gleicher Stärke liefern,
daß der Verstärker eine Eingangsstufe umfaßt, die mit zwei Transistoren versehen ist, deren Polarität der des ersten und zweiten Transistors entgegengesetzt ist, deren Emitter mit gleicher Oberfläche mit den Kollektoren des ersten bzw. des zweiten Transistors verbunden sind, deren Basen untereinander verbunden und mit einer ersten Versorgungsklemme durch eine Schaltung mit bestimmten Spannungsabfall gekoppelt sind und deren Kollektoren mit dem Eingang bzw. dem Ausgang eines Stromspiegels mit Verhältnis 1 verbunden sind, der aus Transistoren mit der genannten ersten Polarität · besteht, deren Emitter mit der ersten Versorgungsklemme gekoppelt sind,
daß der Verstärker eine Ausgangsstufe umfaßt, die im wesentlichen von einem sogenannten Fehlerverstärkungstransistor mit der ersten Polarität, einem sogenannten Polarisationstransistor mit der zweiten Polarität sowie einem sogenannten Kompensationstransistor mit der ersten Polarität gebildet wird,
daß der Fehlerverstärkungstransistor eine doppelt so große Emitterfläche hat wie jeder der Transistoren, die den Stromspiegel bilden, seine Basis mit dem Ausgang des Stromspiegels verbunden ist, sein Emitter mit der ersten Versorgungsklemme gekoppelt ist, sein Kollektor mit dem Knotenpunkt verbunden ist, der die Basen des ersten und zweiten Transistors verbindet, wobei dieser Knotenpunkt auch den Ausgang des Verstärkers bildet und die stabilisierte Ausgangsspannung der Schaltung liefert, daß der Polarisationstransistor die gleiche Emitterfläche hat wie die Gesamtheit der beiden Transistoren der Eingangsstufe, sein Emitter mit der zweiten Versorgungsklemme über eine dritte Stromquelle verbunden ist, die einen Strom liefert, dessen Wert gleich der Summe der Ströme der ersten und der zweiten Stromquelle ist, seine Basis mit den Basen der zwei Transistoren der Eingangsstufe verbunden ist, seine Kollektor mit dem Ausgangsknotenpunkt verbunden ist,
und daß der Kompensationstransistor eine doppelt so große Emitterfläche hat wie der zweite Transistor, seine Basis mit dem Ausgangsknotenpunkt verbunden ist, sein Emitter mit der ersten Versorgungsklemme durch einen Widerstand verbunden ist, der den gleichen Wert hat wie der zweite Emitterwiderstand der Zelle, und sein Kollektor mit dem Emitter des Polarisationstransistors verbunden ist.
Bei einer kurzen Analyse der Schaltung wird man leicht feststellen, daß sie in der Lage ist, bei einer Versorgungsspannung von kaum mehr als 2.VBE den Betrieb aufzunehmen, wobei diese Spannung erstens im Verhältnis zu dem in der ersten, zweiten und dritten Stromquelle vorgesehenen Spannungsabfall und zweitens im Verhältnis zu der von der Schaltung mit bestimmten Spannungsabfall gelieferten Spannung steht.
Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, daß die bereits genannte und aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung eine Startanordnung umfaßt, die aus 4 Verbindungen und einem Feldeffekttransistor besteht, der als Widerstand mit einem hohen Wert dient, wobei dies alles in Reihe zwischen die Versorgungsklemmen geschaltet ist. Daher benötigt die bekannte Schaltung eine Versorgungsspannung, die über 4.VBE liegt.
In der Praxis kann die erfindungsgemäße Schaltung mit einer Spannung von nur 2 Volt betrieben werden, wenn dies gewünscht wird.
Wie im folgenden noch näher erläutert werden wird, weist die erfindungsgemäße Schaltung eine beträchtliche Zahl von Elementen auf, die symmetrisch funktio nieren, wodurch eine bessere Kompensation von Restfehlern erreicht wird, so daß diese Schaltung eine Ausgangsspannung mit einer hohen Stabilität sowohl bei Temperatur- als auch bei Versorgungsspannungsunterschieden aufweist.
Die erfindungsgemäße Schaltung hat auch die Besonderheit, daß sie den Betrieb aufnimmt, sobald ihr die Versorgungsspannung zugeführt wird.
Sie hat daher den Vorteil, daß keine Startanordnung notwendig ist und die erfindungsgemäße Schaltung in dieser Hinsicht einfacher und kompakter ist.
Außerdem kann die kurze Dauer für ihre eigene In- und Außerbetriebnahme vorteilhaft genutzt werden, wenn die stabilisierte Ausgangsspannung nur zeitweilig in der Anwendung benötigt wird, so daß der Verbrauch der Schaltung zwischenzeitig reduziert wird. Diese zeitweilige Betriebsart ist beispielsweise bei dem Funkteil eines mobilen Telefonapparates erwünscht. Dieser Vorteil wird durch eine Ausführung der Erfindung erreicht, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die genannte zweite Versorgungsklemme mit einer Versorgungsquelle über eine Unterbrechungsschaltung zur In- oder Außerbetriebnahme der Spannungserzeugungsschaltung verbunden ist.
Die Unterbrechungsschaltung kann verschiedene Formen haben, wobei die einfachste sich im wesentlichen auf einen Feldeffekttransistor beschränkt, dessen Steuerelektrode ein geeignetes Steuersignal empfängt.
Eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter von jedem der Transistoren des Stromspiegels mit der ersten Versorgungsklemme mittels eines Emitterwiderstands mit einem bestimmten Wert gekoppelt ist, wobei ein anderer Widerstand, dessen Wert halb so groß ist wie der genannte bestimmte Wert, die Kopplung des Emitters des Fehlerverstärkungstransitors mit der ersten Versorgungsklemme übernimmt.
Selbst wenn man einen recht geringen Spannungsabfall von beispielsweise nominal 0,3 V an den betreffenden Widerständen festlegt, erhöht man die Genauigkeit der Gleichheit zwischen dem Eingangs- und Ausgangsstrom des Stromspiegels und der eines Stromes mit doppeltem Wert, der von dem Fehlerverstärkungstransistor geliefert wird.
Bei einer vereinfachten Ausführungsform, die vorteilhaft ist, wenn eine geringe Versorgungsspannung benötigt wird, beschränken sich die erste und zweite Stromquelle auf Kollektorwiderstände mit gleichem Wert, während die dritte Stromquel le von einem anderen Widerstand gebildet wird, dessen Wert halb so groß ist wie der eines dieser Kollektorwiderstände.
Nicht-einschränkende Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der beigefügten Zeichnung dargestellt und werden zum besseren Verständnis im folgenden näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltung,
die Fig. 2A bis 2C Schaltbilder verschiedener möglicher Aufbaubeispiele zur Realisierung der sogenannten Schaltung mit bestimmtem Spannungsabfall, die Teil der Erzeugungsschaltung aus Fig. 1 ist,
Fig. 3 ein erstes praktisches Ausführungsbeispiel für eine Unterbrechungsschaltung, wie sie als Block in Fig. 1 dargestellt ist,
Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel für eine Unterbrechungsschaltung, mit der ebenfalls eine Vorregelung des Versorgungsstroms des Spannungsreglers realisiert wird, und
Fig. 5 das Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels für eine Unterbrechungsschaltung mit Vorregelung des Versorgungsstroms.
In Fig. 1 umfaßt eine erfindungsgemäße Spannungserzeugungsschaltung eine Zelle 1 des "Bandgap"-Typs sowie einen Verstärker 2, der eine Bezugsspannung Vref liefert. In der Figur sind diese beiden Teile durch eine vertikale Punkt-Strich-Linie getrennt. Die Zelle 1 umfaßt einen ersten Transistor T&sub1; und einen zweiten Transistor T&sub2;, wobei der Transistor T&sub1; eine Emitterfläche hat, die m mal größer ist als die Emitterfläche des Transistors T&sub2;. Wie dem Fachmann bekannt ist, besteht der Transistor T&sub1; vorzugsweise aus m parallel geschalteten Einzeltransistoren, was zu einer höheren Genauigkeit führt als ein Aufbau mit nur einem einzigen Transistor T&sub1;. Im folgenden wird der Transistor, unabhängig davon, wie er aufgebaut ist, als ein einziger Transistor betrachtet. Sein Emitter ist mit einem ersten Ende eines ersten Emitterwiderstandes 12 verbunden, während das andere Ende dieses Widerstandes erstens mit dem Emitter des zweiten Transistors T&sub2; und zweitens über einen zweiten Emitterwiderstand 13 mit einer ersten Versorgungsklemme 9 (Masse) verbunden ist. Die Basen der Transistoren T&sub1; und T&sub2; sind miteinander verbunden. Die Kollektoren der Transistoren T&sub1; und T&sub2; werden aus einer zweiten Versorgungsklemme 8 über einen ersten Kollektorwiderstand 14, 15 bzw. einen zweiten Kollektorwiderstand 16, 17 gespeist, wobei diese Widerstände als Stromquellenpaar dienen.
In der Figur sind diese Kollektorwiderstände als zwei gleiche, in Reihe geschaltete Widerstandsteile dargestellt. Auch aus technischen Gründen muß man über einen weiteren Widerstand verfügen, dessen Wert genauso groß ist wie der eines der vier Widerstandsteile.
Der Verstärker 2 umfaßt eine Eingangsstufe mit einem Transistorpaar T&sub3;, T&sub4; des pnp-Typs, dessen Emitter mit gleich großen Flächen mit dem Kollektor des ersten bzw. des zweiten Transistors T&sub1;, T&sub2; verbunden sind. Die Basen der Transistoren T&sub3; und T&sub4; sind miteinander verbunden und mit der ersten Versorgungsklemme 9 über eine Schaltung 7 verbunden, die für einen bestimmten Spannungsabfall sorgt, der ungefähr gleich oder geringfügig höher ist als der Spannungsabfall einer direkt polarisierten Verbindung. Der Kollektor des Transistors T&sub4; ist mit dem Eingang eines Stromspiegels M verbunden, der von npn-Transistoren T&sub5; und T&sub6; gebildet wird, wobei der Transistor T&sub5; als Diode geschaltet ist, während der Kollektor des Transistor T&sub3; mit dem Kollektor des Transistors T&sub6; verbunden ist und dieser Knotenpunkt den Ausgang des Stromspiegels bildet. Bei einer bevorzugten Ausführungsform sind die Emitter der Transistoren T&sub5; und T&sub6; mit der ersten Versorgungsklemme 9 über gleiche Widerstände bzw. die Widerstände 25 und 26 gekoppelt.
Der Verstärker 2 umfaßt schließlich eine Ausgangsstufe, die im wesentlichen aus einem sogenannten Fehlerverstärkungstransistor T&sub5;&sub6; des npn-Typs, einem sogenannten Polarisationstransistor T&sub3;&sub4; des pnp-Typs und einen sogenannten Kompensationstransistors T&sub2;&sub2; des npn-Typs besteht. Jeder der Transistoren, die die Ausgangsstufe bilden, wurde als aus zwei parallel geschalteten Transistoren bestehend dargestellt, und zwar aus den gleichen technischen Gründen, die im vorangegangen bereits angesprochen wurden, d. h. daß der Transistor T&sub5;&sub6; eine Emitterfläche hat, die gleich der Gesamtheit der Emitterflächen der Transistoren T&sub5; und T&sub6; ist, daß der Transistor T&sub3;&sub4; eine Emitterfläche hat, die gleich der Gesamtheit der Emitterflächen der Transistoren T&sub3; und T&sub4; ist, und daß der Transistor T&sub2;&sub2; eine Emitterfläche hat, die doppelt so groß ist wie die Emitterfläche des Transistors T&sub2;. Im folgenden werden diese Transistoren als Einzeltransistoren betrachtet, auch wenn sie aus zwei parallel geschalte ten Transistoren mit halber Fläche bestehen.
Der Knotenpunkt, der die Kollektoren der Transistoren T&sub3; und T&sub6; verbindet und den Ausgang der Eingangsstufe bildet, ist mit der Basis des Fehlerverstärkungstransistors T&sub5;&sub6; verbunden. Der Knotenpunkt, der die Basen des Transistorpaars T&sub3; und T&sub4; verbindet, ist mit der Basis des Polarisationstransistors T&sub3;&sub4; verbunden, und die Kollektoren der Transistoren T&sub3;&sub4; und T&sub5;&sub6; sind mit dem Knotenpunkt 117 verbunden, der die Basen der Transistoren T&sub1; und T&sub2; verbindet, wobei dieser Knotenpunkt erstens mit der Ausgangsklemme 18 des Verstärkers und zweitens mit der Basis des Kompensationstransistors T&sub2;&sub2; verbunden ist.
Der Knotenpunkt, der den Emitter des Polarisationstransistors T&sub3;&sub4; mit dem Kollektor des Kompensationstransistors T&sub2;&sub2; verbindet, ist mit der zweiten Versorgungsklemme 8 über einen Widerstand 35 gekoppelt, dessen Wert genauso groß ist, wie der eines der Widerstände 14-17, was der Hälfte des Wertes des ersten Kollektorwiderstandes 14, 15 oder der Hälfte seines Gegenstücks, des zweiten Kollektorwiderstandes 16, 17 entspricht. Der Widerstand 35 bildet so eine vereinfachte Stromquelle, die einen Strom liefert, dessen Wert doppelt so hoch ist wie der des Stroms, der durch die Widerstände 14, 15 (oder 16, 17) fließt. Der Emitter des Fehlerverstärkungstransistors T&sub5;&sub6; ist mit der ersten Versorgungsklemme 9 über zwei parallele Emitterwiderstände 45, 46 gekoppelt, die untereinander gleich und beide gleich den Emitterwiderständen 25 oder 26 der Transistoren T&sub5; und T&sub6; sind.
Schließlich ist des Emitter des Kompensationstransistors T&sub2;&sub2; mit der ersten Versorgungsklemme 9 über einen Widerstand 43 gekoppelt, dessen Wert genauso groß ist wie der des zweiten Emitterwiderstandes 13 der Zelle 1.
Eine Kapazität 19 mit geringem und nicht-kritischem Wert kann parallel zwischen den Knotenpunkt 117 und die Basis des Fehlerverstärkungstransistors T&sub5;&sub6; geschaltet werden, so daß bei höheren Frequenzen eine bessere Stabilität der Erzeugungsschaltung erreicht wird.
Bei einer Anwendung, bei der die stabilisierte Spannungserzeugungsschaltung ständig betrieben wird, kann die genannte Versorgungsklemme 8 mit der positiven Versorgungsquelle Vcc verbunden werden. Bei der in Fig. 1 dargestellten Form kann die stabilisierte Spannungserzeugungsschaltung aber auch in und außer Betrieb genommen werden, und zwar mit Hilfe einer Unterbrechungsschaltung 11, die in Reihe zwischen die eigentliche Versorgungsquelle 10 geschaltet wird, die am positiven Potential Vcc und dem als zweite Versorgungsklemme 8 bezeichneten Leiter liegt.
Die Funktionsweise der Schaltung aus Fig. 1 soll nun kurz erläutert werden.
Wenn am die Versorgungsklemme 8 eine Spannung angelegt wird, teilt sich der Strom IS zunächst in zwei Teile I&sub1; und I&sub2;, und zwar abhängig von den Kollektorwiderständen 14, 15 einerseits und 16, 17 andererseits. Dei Strom I&sub1; teilt sich seinerseits auf in einen Strom IA, der in den Emitter des Transistors T&sub3; fließt, und in einen Strom Ipt, der in den Kollektor des Transistors T&sub1; fließt. Der Strom I&sub2; teilt sich seinerseits auf in einen Strom IB, der in den Emitter des Transistors T&sub4; fließt, und in einen Strom Ipt, der in den Kollektor des Transistors T&sub2; fließt.
Wie im folgenden gezeigt werden soll, wird die Zelle so gespeist, daß die Ströme des Kollektors des Transistors T&sub1; und T&sub2; gleich sind.
Der Unterschied zwischen den Strömen IA und IB erscheint nämlich am Ausgang der Eingangsstufe des Verstärkers, und zwar an dem Knotenpunkt, der die Kollektoren der Transistoren T&sub3; und T&sub6; verbindet, wobei dieser Stromunterschied der Basis des Transistors T&sub5;&sub6; zugeführt wird. Der Kollektorstrom des Transistors T&sub5;&sub6;, der einen verstärkten Fehlerstrom darstellt, wird dem Knotenpunkt 117 zugeführt, der die Basen der Transistoren T&sub1;, T&sub2;, T&sub2;&sub2; verbindet, und führt zu einer Gegenreaktion, die die Spannung dieses Knotenpunkts so festlegt, daß die durch die Transistoren T&sub1; und T&sub2; fließenden Ströme gleich werden. Da die Basen der Transistoren T&sub3; und T&sub4; miteinander verbunden und die Widerstände 14, 15-16, 17 gleich sind, sind die Ströme IA und IB im wesentlichen gleich.
Der Kompensationstransistor T&sub2;&sub2; hat eine doppelt so große Emitterfläche wie der Transistor T&sub2;. Sein Emitter ist mit einem Emitterwiderstand 43 verbunden, der den gleichen Wert hat wie der zweite Emitterwiderstand 13 der Zelle 1, die von einem Strom durchflossen wird, der gleich 2.Ipt ist. Daher liefert auch der Transistor T&sub2;&sub2; einen Strom, der im wesentlichen gleich 2.Ipt ist. Da für den Widerstand 35 der gleiche Wert wie für einen der Widerstände 14-17 und für den Polarisationstransistor T&sub3;&sub4; eine doppelt so große Emitterfläche wie für einen der Transistoren T&sub3; oder T&sub4; gewählt wird, ist der Strom, der in den Emitter des Transistors T&sub3;&sub4; fließt, fast genau gleich 2.IA. Es fließt also ein weiterer Strom 13 aus der Versorgungsklemme 8 in den Widerstand 35.
Es zeigt sich, daß die beschriebene Schaltung einen hohen Symmetriegrad aufweist, der für eine höhere Kompensation der Restfehlerursachen sorgt. Es sei kurz an die an sich bekannte Eigenschaft einer Zelle, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, erinnert:
Wenn Ie(T&sub2;) der Emitterstrom des Transistors T&sub2; ist, dann gilt
Ie(T&sub2;) = (VT/R&sub1;&sub2;).Loge(m),
wobei in diesem Ausdruck R&sub1;&sub2; der Wert des Widerstandes 12 ist, VT gleich kT/q ist, mit k = Boltzmann-Konstante, T = absolute Temperatur, q = Elektronenladung und m = Emitterflächenverhältnis zwischen dem Transistor T&sub1; und dem Transistor T&sub2;, und Loge(m) = natürlicher Logarithmus des Verhältnisses m. Der Strom Ie(T&sub2;) ist also ein zur absoluten Temperatur proportionaler Strom, und der mit Ipt bezeichnete Kollektorstrom desselben Transistors ist ebenfalls ein Strom mit der gleichen Eigenschaft, dessen Wert sich stark an Ie(T&sub2;) annähert. Wie zuvor gezeigt ist der Kompensationstransistor T&sub2;&sub2; parallel zum Transistor T&sub2; eingerichtet, um einen Strom von 2.Ipt abzugeben, und es wurde darauf hingewiesen, daß die Basis dieses Transistors T&sub2;&sub2; mit der Basis des Transistors T&sub2; verbunden ist und sein Kollektor an einer Spannung liegt, die gleich der Kollektorspannung des Transistors T&sub2; ist, da der durch den Widerstand 35 fließende Strom IS fast genau gleich dem Strom IS ist, der die Summe der durch die Kollektorwiderstände 14, 15 und 16, 17 fließenden Ströme ist.
Die minimale an die positive Versorgungsklemme 8 anzulegende Spannung, bezogen auf die negative Versorgungsklemme 9, läßt sich leicht aus dem Schema der Fig. 1 ableiten und kann wie folgt berechnet werden:
V(7) + VBE + R&sub3;&sub5;.IS, wobei in diesem Ausdruck V(7) der Spannungsabfall in der Schaltung 7 ist, VBE die Emitter-Basis-Spannung des Transistors T&sub3;&sub4; und R&sub3;&sub5; der Wert des Widerstandes 35. Der Spannungsabfall am Widerstand 35 kann relativ klein gewählt werden, beispielsweise unter 1 VBE, aber höher als ein Vielfaches von VT.
Falls erforderlich kann die minimale Versorgungsspannung also geringfügig über 2.VBE und unter 3 VBE liegen. Wenn eine Unterbrechungsanordnung wie die Anordnung 11 zwischen der Versorgungsklemme 8 und einer Quelle 10 mit einer Spannung Vcc eingefügt wird, kann die Spannung dieser Quelle gleich der zuvor definierten Spannung oder einem etwas höheren Wert sein, wenn man eine Unter brechungsanordnung 11 mit einem eigenen Innenwiderstand verwendet.
Die Symmetrieeigenschaften der Schaltung aus Fig. 1 werden im folgenden zusammengefaßt:
Die pnp-Transistoren T&sub3;, T&sub4;, T&sub3;&sub4; arbeiten mit einer identischen Emitter-Basis-Spannung und einer identischen Stromdichte.
Die npn-Transistoren T&sub1;, T&sub2;, T&sub2;&sub2; arbeiten mit der gleichen Kollektor- Basis-Spannung und außerdem arbeiten die Transistoren T&sub2; und T&sub2;&sub2; mit der gleichen Stromdichte und dem gleichen VBE. Die Transistoren T&sub5; und T&sub6; arbeiten unter allen Bedingungen mit allen identischen Strombedingungen, da der Kollektor des Transistors T&sub6; mit der Basis des Transistors T&sub5;&sub6; verbunden ist, der in symmetrischer Weise mit der Gesamtheit T&sub5; und T&sub6; funktioniert, während der Kollektor des Transistors T&sub5; mit seiner Basis verbunden ist. Dies führt zu einer vollständigen Funktionssymmetrie für die Transistoren T&sub5; und T&sub6;.
Daraus ergibt sich, daß die Transistoren T&sub3; und T&sub4; mit einer identischen Kollektorspannung arbeiten.
Lediglich am Knotenpunkt 117, an dem die Ausgangsspannung Vref liegt, ergibt sich ein Unterschied bezüglich der Basisspannung der Transistoren T&sub5; und T&sub6;. Faktisch ist der Wert von Vref unabhängig von der Versorgungsspannung und liegt in der Größenordnung von 1,25 Volt. Die Basis-Kollektor-Spannung der Transistoren T&sub3; und T&sub4; unterscheidet sich im allgemeinen von der Basis-Kollektor-Spannung des Transistors T&sub3;&sub4;, obwohl es einfach wäre für einen Nennwert der Versorgungsspannung eine Spannungsgleichheit vorzusehen. Der Kollektorstrom des Transistors T&sub3;&sub4; müßte etwas geringer oder größer als die Summe der Kollektorströme der Transistoren T&sub3; und T&sub4; sein - je nach dem, ob der Spannungsabfall an den Widerständen 25 und 26 kleiner oder größer als der Spannungsabfall der Schaltung 7 gewählt wurde, und/oder ob die Versorgungsspannung von ihrem Nennwert abweicht.
Allerdings führt die kaskadierte Anordnung der Gesamtheit der pnp- Transistoren dazu, daß sich der Ausgangswiderstand dieser Transistoren vervielfacht, und dies vor allem, wenn man einen relativ hohen Spannungsabfall an den Widerständen 35, 14-17 wählt, d. h. deutlich über VT.
Es kann auch ein Basis-Kollektor-Spannungsunterschied zwischen dem Transistor T&sub5;&sub6; und den Transistoren T&sub5;, T&sub6; bestehen, wenn die Versorgungsspannung von ihrem Nennwert, für den die Elemente berechnet wurden, abweicht, aber diese Fehlerquelle kann weitgehend beseitigt werden, indem man Emitterwiderstände 25, 26, 45, 46 mit ausreichend hohen Werten verwendet, damit der Spannungsabfall an diesen Widerständen > VT ist, wodurch die Emittercharakteristik dieser Transistoren entartet.
Es sei darauf hingewiesen, daß alle Basisströme der pnp-Transistoren T&sub3;, T&sub4; und T&sub3;&sub4; über den gleichen Spannungsabfall der Schaltung 7 abgezogen werden und daher jede Veränderung dieses Spannungsabfalls den gleichen Effekt an den Basen dieser Transistoren herbeiführt. Deshalb kann die Stromverstärkung dieser Transistoren relativ gering sein, ohne daß dies zu einem bedeutenden Fehler bei der erhaltenen Spannung Vref führt.
Die Fig. 2A, 2B und 2C zeigen Ausführungsbeispiele für den Block 7 aus Fig. 1, der für einen bestimmten Spannungsabfall sorgt, der ungefähr gleich oder etwas höher als der einer direkt polarisierten Verbindung ist. Der Wert dieses Spannungsabfalls wird grundsätzlich in Abhängigkeit von der für die zweite Versorgungsklemme 8 vorgesehenen Nennspannung und der Spannungsabfälle an den Widerständen 25, 26, 45, 46 gewählt. Es wird ein bevorzugter Wert gewählt, um dafür zu sorgen, daß die Nennversorgungsspannung annähernd gleich der Spannung Vref des Knotenpunkts 117 und den Kollektorspannungen der Transistoren T&sub3; und T&sub4; ist. Bei dieser Nennversorgungsspannung funktioniert die Erzeugungsschaltung dann optimal mit einem sehr hohen Symmetriegrad, wodurch die Mehrzahl der Fehlerursachen zweiter Ordnung beseitigt wird.
In Fig. 2A beschränkt sich die Schaltung 7 auf einen bipolaren Transistor T&sub7;, der als Diode geschaltet ist und direkt polarisiert ist. Bei einer nichtdargestellten Abwandlung kann der bipolare Transistor T&sub7; durch einen MOS-Transistor mit n- Kanal ersetzt werden, der in gleicher Weise verbunden wird, so daß ein Spannungsabfall auftritt, der seiner Schwellenspannung entspricht. Es wird dann eine etwas höhere Spannung als 1 VBE erhalten, deren Temperaturverhalten für den Betrieb der Erzeugungsschaltung vorteilhaft ist.
In Fig. 2B hat die Schaltung 7 einen an sich bekannten Aufbau, bei der eine Widerstandsbrücke parallel die Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Transistors T&sub7;&sub0; verbinden, dessen Basis mit dem Mittelpunkt dieser Widerstandsbrücke verbunden ist. Dieser Aufbau liefert einen Spannungsabfall, der proportional zu VBE ist, wobei der Proportionalitätsfaktor größer 1 nach Belieben in Abhängigkeit von den Werten der Widerstände 71 und 72 gewählt werden kann.
Fig. 3C zeigt ein weiteres für die Schaltung 7 aus Fig. 1 verwendbares Aufbaubeispiel, das sich nun auf die eine Widerstandsbrücke 73, 74 beschränkt, die zwischen die zweite Versorgungsklemme 8 (oder die Versorgungsquelle Vcc) und Masse (Klemme 9) geschaltet ist. Der zum Abfluß des Basisstroms der Transistoren T&sub3;, T&sub4; und T&sub3;&sub4; verwendete Spannungsabfall, ist derjenige, der sich an den Klemmen des Widerstands 74 ergibt. Dieser Spannungsabfall wird zwar durch Versorgungsspannungsveränderungen beeinflußt, aber in vorteilhafter Weise, da die Spannungsveränderungen an den Klemmen des Widerstandes 74 in gleicher Richtung erfolgen, wie die Veränderung der Emitterspannung der Transistoren T&sub3; und T&sub4;. Die Veränderung der Ströme IA und IB in Abhängigkeit von den Veränderungen der Versorgungsspannung Vcc wird verringert.
Im allgemeinen wird man eine Schaltung 7 wählen, die einen um so höheren und um 1 VBE liegenden Spannungsabfall liefert, je kleiner die minimale Versorgungsspannung sein soll.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen Unterbrecher 11 aus Fig. 1. Er besteht im wesentlichen aus einem Feldeffekttransistor T&sub2;&sub0; mit einem Anreicherungskanal p, dessen Source über einen Widerstand 31 mit der die Spannung Vcc führenden Versorgungsquelle 10 verbunden ist, und dessen Drain mit der sogenannten zweiten Versorgungsklemme 8 verbunden ist. Das Gate dieses Transistors T&sub2;&sub0; empfängt über eine Klemme 30 ein Steuersignal, das den Transistor durch die Wirkung einer Steuerspannung, die zwischen der Spannung der Masse und der Spannung Vcc variiert, entweder in den leitenden oder den nicht-leitenden Zustand versetzt. Bei den obigen Ausführungen zur Fig. 1 muß daher der Widerstand 31 in Reihe mit der Source des Transistors T&sub2;&sub0; sowie der Innenwiderstand dieses Transistors berücksichtigt werden. Da diese Widerstände in Reihe zwischen der Versorgungsquelle 10 und der genannten zweiten Versorgungsquelle 8 hinzugefügt werden, rufen sie einen durch den Strom 2.IS erzeugten Spannungsabfall hervor.
Fig. 4 liefert ein weiteres Ausführungsbeispiel für die Unterbrechungsanordnung 11 aus Fig. 1, bei dem ebenfalls für eine Vorregelung des Stroms (2.IS) gesorgt wird, der den Verstärker 2 aus Fig. 1 speist.
In Fig. 4 ist die Source eines MOS-Feldeffekttransistor mit n-Kanal mit der Versorgungsklemme 9 (Masse) verbunden. Sein Gate empfängt ein geeignetes Steuersignal aus einer Steuerklemme 41. Sein Drain ist mit der Versorgungsquelle 10 mit der Spannung Vcc über einen Widerstand 42 und einem als Diode geschalteten pnp- Transistor T&sub4;&sub3; gekoppelt. Die Basis eines anderen pnp-Transistors T&sub4;&sub4; ist mit der Basis des Transistors T&sub4;&sub3; verbunden, und sein Emitter mit einer m mal größeren Fläche als der des Emitters von Transistors T&sub4;&sub3; ist über einen Emitterwiderstand 47 mit der Quelle 10 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors T&sub4;&sub4; liefert an die sogenannte zweite Versorgungsklemme 8 einen Strom, dessen bestimmter Wert sich für eine Nennspannung Vcc logarithmisch, und daher schwach, verändert, wenn sich Vcc verändert.
In gewisser Weise entspricht die Schaltung aus Fig. 4 derjenigen aus Fig. 3, bei der der Quellenwiderstand 31 einen Wert hätte, der sich in der gleichen Richtung wie der Wert von Vcc verändern würde und so die an der Klemme 8 erzeugten Veränderungen der Spannung abschwächen würde.
Fig. 5 zeigt eine Abwandlung der Schaltung aus Fig. 45, bei der der Transistor T&sub4;&sub0; aus Fig. 4 durch einen bipolaren pnp-Transistor T&sub5;&sub0; ersetzt wurde, dessen Kollektor mit der Klemme 9 (Masse) verbunden ist und dessen Basis ein geeignetes Steuersignal von der Steuerklemme 51 empfängt. Der Emitter des Transistors T&sub5;&sub0; ist mit der Versorgungsquelle 10 (Vcc) über einen Widerstand 52 mit hohem Wert und der Basis-Emitter-Strecke eines pnp-Transistors T&sub5;&sub3; gekoppelt. Zwischen dem Widerstand 52 und dem Kollektor dieses Transistors T&sub5;&sub3; ist ein Widerstand eingesetzt, dessen Wert so gewählt wird, daß ein Spannungsabfall von ungefähr VT unter den nominalen Betriebsbedingungen erzeugt wird.
Der Kollektor des Transistors T&sub5;&sub3; ist mit der Basis eines anderen pnp- Transistors T&sub5;&sub5; gekoppelt, dessen Emitter mit einer n mal größeren Fläche als der des Emitters des Transistors T&sub5;&sub3; mit der Versorgungsquelle 10 verbunden ist.
Der Kollektor des Transistors T&sub5;&sub5; liefert einen vorgeregelten Strom an die Klemme 8, dessen Wert sich wie im vorherigen Beispiels in Abhängigkeit der Veränderungen von Vcc um seinen Nennwert nur wenig verändert.
Selbstverständlich kann der Fachmann Veränderungen im Detail vornehmen, beispielsweise bezüglich der Wahl der bei den obenbeschriebenen Beispielen verwendeten Transistortypen, ohne daß dadurch der Rahmen der Erfindung verlassen wird.
Beispielsweise wird in der Schaltung aus Fig. 4 ein Transistor T&sub4;&sub0; des MOS-Typs für die Versorgungsunterbrechungsfunktion verwendet, während die Schaltung aus Fig. 5 einen bipolaren Transistor T&sub5;&sub0; zeigt, um dieselbe Funktion auszuführen. Der Fachmann wird selbstverständlich schnell erkennen, daß diese Transistortypen durch andere hätten ersetzt werden können und in keiner Weise spezifisch für irgendeines der beschriebenen Beispiele sind, bei denen durchaus auch ein npn-Transistor hätte verwendet werden können.
Es sei außerdem darauf hingewiesen, daß eine Vorregelung des Versorgungsstroms im Zusammenhang mit der Versorgungsunterbrechungsfunktion entsprechend einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beschrieben wurde. Es dürfte jedoch deutlich sein, daß diese Funktionen in völlig unabhängiger Weise realisiert werden können. Schließlich wurde der Einfachheit halber in der Beschreibung der Erfindung erwähnt, daß die verschiedenen Verzweigungen der Schaltung aufgrund der dort fließenden Ströme eine Funktionssymmetrie verschaffen, wobei die Verzweigungen aus Transistoren mit den einfachsten Emitterflächenverhältnissen bestehen, was zu dieser Gleichheit der Ströme führt. Diese Ausführungsform wird natürlich wegen ihrer Einfachheit bevorzugt. Der Fachmann wird allerdings erkennen, daß ein anderes Proportionalitätsverhältnis als 1 ebenfalls verwendet werden kann (beispielsweise IA = k.IA, wobei der Stromspiegel ein Ausgangs/Eingangs-Verhältnis von IA = k hat, T&sub3;&sub4; eine Emitterfläche hat, die gleich der Summen der Flächen von T&sub3; und T&sub4; ist, usw.). Der erhaltene Wert für Vref wäre dann unterschiedlich, aber die der erfindungsgemäßen Schaltung innewohnenden Eigenschaften blieben dieselben, mit den gleichen Vorteilen.

Claims

1. Stabilisierte Spannungserzeugungsschaltung mit einer Zelle (1) vom "Bandgap"-Typ, bei der eine Mehrzahl von parallel verbundenen Transistoren eine einem ersten Transistor (T&sub1;) äquivalente Einheit mit einer ersten Polarität bilden, deren Emitter mit einem Ende eines ersten Emitterwiderstandes (12) verbunden ist, wobei das andere Ende dieses Widerstandes außerdem mit dem Emitter eines zweiten Transistors (T&sub2;) mit gleicher Polarität und der gleichen Emitteroberfläche wie der eines der den ersten Transistor (T&sub1;) bildenden Transistoren verbunden ist, die Basis des zweiten Transistors mit der des ersten Transistors verbunden ist, der Knotenpunkt, der den Emitter des zweiten Transistors mit dem ersten Emitterwiderstand (12) verbindet, mit einer ersten Versorgungsklemme (9) durch einen zweiten Emitterwiderstand (13) gekoppelt ist, und wobei die Schaltung außerdem einen Verstärker (2) umfaßt, der auf die Basis des ersten und zweiten Transistors wirkt, um für die Gleichheit der Ströme zu sorgen, die durch den ersten bzw. den zweiten Transistor fließen, wobei der Kollektor dieser Transistoren (T&sub1;, T&sub2;) aus einer zweiten Versorgungsklemme (8) gespeist werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor sowohl des ersten als auch des zweiten Transistors mit der zweiten Versorgungsklemme (8) über eine erste bzw. eine zweite Stromquelle (14-15, 16-17) verbunden ist, die beide einen Strom gleicher Stärke liefern, daß der Verstärker (2) eine Eingangsstufe umfaßt, die mit zwei Transistoren (T&sub3;, T&sub4;) versehen ist, deren Polarität der des ersten und zweiten Transistors (T&sub1;, T&sub2;) entgegengesetzt ist, deren Emitter mit gleicher Oberfläche mit den Kollektoren des ersten bzw. des zweiten Transistors verbunden sind, deren Basen untereinander verbunden und mit einer ersten Versorgungsklemme (9) durch eine Schaltung (7) mit bestimmten Spannungsabfall gekoppelt sind und deren Kollektoren mit dem Eingang bzw. dem Ausgang eines Stromspiegels (M) mit Verhältnis 1 verbunden sind, der aus Transistoren (T&sub5;, T&sub6;) mit der genannten ersten Polarität besteht, deren Emitter mit der ersten Versorgungsklemme (9) gekoppelt sind,

daß der Verstärker (2) eine Ausgangsstufe umfaßt, die im wesentlichen von einem sogenannten Fehlerverstärkungstransistor (T&sub5;&sub6;) mit der ersten Polarität, einem sogenannten Polarisationstransistor (T&sub3;&sub4;) mit der zweiten Polarität sowie einem sogenannten Kompensationstransistor (T&sub2;&sub2;) mit der ersten Polarität gebildet wird, daß der Fehlerverstärkungstransistor (T&sub5;&sub6;) eine doppelt so große Emitterfläche hat wie jeder der Transistoren (T&sub5;, T&sub6;), die den Stromspiegel (M) bilden, seine Basis mit dem Ausgang des Stromspiegels verbunden ist, sein Emitter mit der ersten Versorgungsklemme (9) gekoppelt ist, sein Kollektor mit dem Knotenpunkt (117) verbunden ist, der die Basen des ersten (T&sub1;) und zweiten (T&sub2;) Transistors verbindet, wobei dieser Knotenpunkt auch den Ausgang (18) des Verstärkers bildet und die stabilisierte Ausgangsspannung (Vret) der Schaltung liefert,

daß der Polarisationstransistor (T34) die gleiche Emitterfläche hat wie die Gesamtheit der beiden Transistoren (T&sub3;, T&sub4;) der Eingangsstufe, sein Emitter mit der zweiten Versorgungsklemme (8) über eine dritte Stromquelle (35) verbunden ist, die einen Strom liefert, dessen Wert gleich der Summe der Ströme der ersten und der zweiten Stromquelle (14-15), (16-17) ist, seine Basis mit den Basen der zwei Transistoren (T&sub3;, T&sub4;) der Eingangsstufe verbunden ist, seine Kollektor mit dem Ausgangsknotenpunkt (117) verbunden ist,

und daß der Kompensationstransistor (T&sub2;&sub2;) eine doppelt so große Emitterfläche hat wie der zweite Transistor (T&sub2;), seine Basis mit dem Ausgangsknotenpunkt (117) verbunden ist, sein Emitter mit der ersten Versorgungsklemme (117) durch einen Widerstand (43) verbunden ist, der den gleichen Wert hat wie der zweite Emitterwiderstand (13) der Zelle, und sein Kollektor mit dem Emitter des Polarisationstransistors (T&sub3;&sub4;) verbunden ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Stromquelle der Zelle (1) durch Kollektorwiderstände (14-15), (16-17) mit gleichen Werten gebildet werden, während die dritte Stromquelle im Verstärker (2) durch einen anderen Widerstand (35) gebildet wird, der den halben Wert hat wie einer der genannten Kollektorwiderstände.

3. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch Gekennzeichnet, daß der Emitter von jedem der Transistoren (T&sub5;, T&sub6;) des Stromspiegels mit der ersten Versorgungsklemme (9) mittels eines Emitterwiderstands (25, 26) mit einem bestimmten Wert gekoppelt ist, wobei ein anderer Widerstand (45-46), dessen Wert halb so groß ist wie der genannte bestimmte Wert, die Kopplung des Emitters des Fehlerverstärkungstransitors (T&sub5;&sub6;) mit der ersten Versorgungsklemme übernimmt.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte zweite Versorgungsklemme (8) mit einer Versorgungsquelle (10) über eine Unterbrechungsschaltung (11) zur In- oder Außerbetriebnahme der Spannungserzeugungsschaltung verbunden ist.

5. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren der zweiten Polarität pnp-Transistoren sind, die Unterbrechungsschaltung im wesentlichen einen Feldeffekttransistor (T&sub2;&sub0;) mit p-Kanal umfaßt, dessen Gate ein Steuersignal empfängt, dessen Drain, eine zweite Versorgungsklemme (8) speist und dessen Source mit einer positiven Spannungsquelle (10) über einen Strombegrenzungswiderstand (31) verbunden ist.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte zweite Versorgungsklemme (8) mit einer Versorgungsquelle (10) über eine Schaltung zur Vorregelung des Stroms (2.Is) gekoppelt ist, die den Spannungsregler speist, der eine Impedanz aufweist, die sich in der gleichen Richtung verändert wie die Spannung (Vcc) der Versorgungsquelle (10).