DE68919764T2 - Völlig differentielle Referenzspannungsquelle. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf die Technologie integrierter Schaltkreise und betrifft speziell eine voll-differentiale oder -differentielle Referenzspannungsquelle.
• Bekanntlich wurden in letzter Zeit voll-differentielle Schaltungen zum Implementieren von Analogschaltungen hoher Präzision, nämlich von Filtern, Analog/Digital-Wandlern und Digital/Analog-Wandlern und dergleichen, entwickelt. Speziell wurde Hybrid-CMOS-Technologie entwickelt, bei der das selbe Substrat von analogen und digitalen Schaltungen geteilt wird.
• Diese Tendenz ergibt sich aus der höheren Unempfindlichkeit dieser differentiellen Schaltungen gegenüber dem Rauschen, das auf den Stromversorgungsleitungen liegt, und aus dem verdoppelten dynamischen Bereich aufgrund der Verwendung von komplementären Ausgangsspannungen. Die Vorteile differentieller Schaltungen sind speziell ersichtlich, wenn eine einzige, niedrige Spannung für die Leistungsversorgung verfügbar ist.
• Eine Präzisions-Referenzspannungsquelle, die eine in hybriden CMOS- Technologie-Systemen häufig verwendete analoge Schaltung ist, kann besonders vorteilhaft sein, wenn sie in einer differentiellen Version implementiert ist. Tatsächlich kann sie direkt mit den anderen differentiellen Blöcken verbunden werden, wobei sie eine höhere Rausch-Unempfindlichkeit speziell bei hohen Frequenzen aufweist.
• In der Technologie integrierter Schaltkreise sind verschiedene Spannungsquellen bekannt, die als primäre Referenzspannung die Bandlückenspannung (= temperaturkompensierte Spannung) parasitärer bipolarer Transistoren verwenden, die üblicherweise in einer Standard-CMOS-Technologie vorhanden sind. Bekanntlich ist die Bandlückenspannung diejenige Spannung, die man durch Eliminieren desjenigen Teils einer Transistor-Basis-Emitter-Spannung erhält, der in erster Annäherung in inverser Weise proportional zur Temperatur variiert. Dieser Teil wird bei einer bestimmten Temperatur eliminiert durch Subtraktion von einer Spannung, die sich proportional zur Temperatur ändert und die als Differenz zwischen zwei, oder vier, oder sechs usw. Basis-Emitter-Spannungen, multipliziert mit einem geeigneten Koeffizienten, erhalten wird.
• Bekannte Referenzspannungsquellen, die eine solche Bandlückenspannung ausnützen, liefern ausgangsseitig eine positive oder eine negative Spannung in Bezug zu einem bestimmten Referenzpotential, das das Potential der Stromquelle oder Erde sein kann, sie können jedoch nicht völlig differentielle Spannungen liefern. Es wird beispielsweise auf den Artikel "Bandgap voltage reference sources in CMOS technology", Electronics Letters, Band 18, Nr. 1, 7. Januar 1982, von R. Ye und Y. Tsividis, oder auf den Artikel "A Precision Curvature-compensated CMOS Bandgap Reference", IEEE journal of solid-state circuits, Band SC-18, Nr. 6, Dezember 1983 von Bang-Sup Song u.a. hingewiesen.
• Ein weiterer Nachteil bekannter Spannungsquellen beruht auf ihrer Empfindlichkeit gegen die verschobene Spannung des die Schaltung implementierenden Operationsverstärkers. Es sind verschiedene Lösungen vorgeschlagen worden, um diesen temperaturabhängigen Spannungsfehler zu vermindern. Gemäß einer ersten Lösung, die in dem Artikel "A Programmable CMOS Dual Channel Interface Processor for Telecommunications Applications", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-19, Seiten 892-899, Dezember 1984, von Bhupendra K. Ahuja u. a. beschrieben ist, wird der Absolutwert der primären Referenzspannung durch eine Serie mehrerer bipolarer Transistoren erhöht. Diese Transistoren müssen durch eine Stromspiegelschaltung eingestellt werden, die vom Operationsverstärker getrieben wird. Die primäre Referenzspannung wird von einem Transistorabfluß extrahiert, die einen Ausgang hoher Impedanz darstellt, so daß nur ein sehr niedriger Strom abgenommen werden kann.
• Eine weitere Lösung macht Gebrauch von bestimmten Schaltungen, die die Technik des geschalteten Kondensators ausnützen: es wird beispielsweise auf den Artikel "A precision curvature-compensated bandgap reference", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC- 18, Seiten 634-643, Dezember 1983, von B. S. Song und P. R. Gray hingewiesen. Bei dieser Schaltung wird der Wert der verschobenen Spannung periodisch in einem Kondensator gespeichert und dann von der primären Referenzspannung subtrahiert. Jedoch ist durch diese Technik eine Referenzspannung nur zu periodischen Zeitintervallen erhältlich, so daß sie dann nicht zweckmäßig ist, wenn eine stetige Verfügbarkeit gefordert wird oder die Abtastrate sehr hoch ist.
• Die beschriebenen Nachteile werden überwunden durch die volldifferentielle Referenzspannungsquelle gemäß der Erfindung, die leicht zu integrieren ist, Ausgänge niedriger Impedanz mit balancierten Gleichtaktbelastungen bietet und bei der die Fehlerauswirkung aufgrund verschobener Spannungen und hochfrequenten Rauschens, das auf der Stromversorgungsleitung auftritt, minimalisiert ist.
• Die vorliegende Erfindung schafft eine völlig differentielle Referenzspannungsquelle, wie sie im Anspruch 1 beschrieben ist.
• Die vorgenannten und andere Charakteristiken der Erfindung werden verdeutlicht durch die folgende Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, die als Beispiel angegeben wird, und durch die Zeichnung, die den elektrischen Schaltplan der Referenzspannungsquelle wiedergibt.
• Bei der vorliegenden Ausführungsform ist der Operationsverstärker von der voll-differentiellen Art mit Ausgängen niedriger Impedanz und wird die gewünschte Bandlückenspannung als Differenz zwischen seinen Ausgangsspannungen erhalten, deren Gleichtakt-wert sich als durch die Rückkopplungsschaltung des Verstärkers selbst gesteuert ergibt.
• In der Figur bezeichnen Q1, Q2, Q3 und Q4 vier bipolare Transistoren, die eine Spannungsquelle ΔVbe bilden. Ihre Kollektoren sind mit dem Erdleiter GND verbunden und sie sind so geschaltet, daß die Emitter von Q1 und Q2 die Basen von Q3 bzw. Q4 treiben, während die Basen von Q1 und Q2 miteinander und mit einem Leiter 1 verbunden sind. Dieser Leiter ist seinerseits mit dem invertierenden Ausgang des Operationsverstärkers OA und mit einer Klemme VR- verbunden, an der die negative Polarität der Referenzspannung erhältlich ist. Solche bipolaren Transistoren sind als parasitäre Komponenten allgemein in CMOS-N-WELL-Technologie erhältlich.
• Transistoren M1, M2 und M3 bilden einen Stromspiegel, der durch den am nicht-invertierenden Ausgang des Operationsverstärkers, der mit einem Leiter 2 und einer Klemme VR+ verbunden ist, auf denen die positive Polarität der Bezugsspannung vorliegt, auftretenden Strom gespeist ist. Der vom nicht-invertierenden Ausgang von OA gelieferte Strom ergibt über den Transistor M2 die Vorbelastung für den Emitter von Q1, über den Transistor M3 die Vorbelastung für den Emitter von Q2, über den Widerstand R3 die Vorbelastung für den Emitter von Q3 und über in Serie geschaltete Widerstände R1 und R2 die Vorbelastung für den Emitter von Q4. Der dem Widerstand R3 und dem Emitter von Q3 gemeinsame Punkt ist mit dem nicht-invertierenden Eingang und der gemeinsame Punkt der Widerstände R1 und R2 ist mit dem invertierenden Eingang des Operatiansverstärkers OA verbunden. Der Verstärker ist noch mit einem Eingang VCM für eine als Referenz für die Justierung der Gleichtakt-Ausgangsspannung zu verwendende Spannung versehen. Die Widerstände R2 und R3 sind gleich.
• Die Transistoren Q2 und Q4 sind dadurch gebildet, daß parallel zehn Transistoren gleich Q1 oder Q3 geschaltet werden, so daß man in jedem von ihnen einen Emitterstrom erhält, der gleich einem Zehntel des durch Q1 oder Q3 fließenden Stroms ist. Als Folge hiervon ist die Spannung Vbe zwischen der Basis und dem Emitter von Q2 oder Q4 um etwa 60 mV niedriger als die Spannung Vbe von Q1 oder Q3, und die sich an den Klemmen von R1 einstellende Potentialdifferenz ist, wenn berücksichtigt wird, daß die Spannung zwischen den Verstärker- Eingängen null ist, gleich 120 mV. Der durch R1 fließende Strom ist dann 120/R1 mA, ebenso wie der Strom, der durch R2 und R3 fließt.
• Der von M2 und M3 gelieferte Strom, der im folgenden als PTAT bezeichnet wird, ist gleich dem durch M1 fließenden Strom, der vom Transistor M6 getrieben wird, mit dem ein Transistor M7 einen weiteren Stromspiegel bildet. Der durch M7 fließende Strom wird von einem Transistor M8 eingestellt, der seinerseits von einem dritten Stromspiegel getrieben wird, der durch Transistoren M12,...,M19 gebildet wird und durch die Spannung VDD gespeist wird.
• Der letztere Stromspiegel umfaßt vier Zweige, von denen jeder aus zwei Transistoren besteht, die in "Kaskode"-Konfiguration angeordnet sind. Genauer gesagt, werden die vier Zweige durch Paare M18-M14, M16-M12, M17-M13 und M19-M15 gebildet, durch die vier Ströme gleich PTAT fließen. Das Paar M16-M12 bildet den Zweig, der den Spiegel treibt, da es über den Transistor M10 den Strom von einem Schaltungsnetz empfängt, das Transistoren Q1T, Q2T, Q3T und Q4T umfaßt. Dieses Netz implementiert eine Spannungsquelle ΔVbe und ist das Gegenstück der aus den Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 bestehenden Schaltung. Die bipolaren Transistoren Q1T, Q2T, Q3T und Q4T sind mit den Kollektaren mit der Erdklemme GND verbunden. Q3T und Q4T haben auch ihre Basen geerdet und die Emitter mit den Basen Q1T bzw. Q2T verbunden. Die Emitter von Q1T und Q2T sind mit den Zweigen M17-M13 und M16-M12 des Stromspiegels über den Kanal eines Transistors M11 und über die durch einen Widerstand R1T und einen Transistor M10 gebildete Reihenschaltung verbunden. Die Transistoren M10 und M11 gleichen einander und R1T gleicht R1.
• Die Transistoren M8,...M19, Q1T,...Q4T bilden die Quelle des Stroms PTAT, der proportional der Temperatur ist, und werden in der Figur durch eine mit GPTAT bezeichnete gestrichelte Linie eingefaßt. Es wird nun untersucht, wie der Wert des Stroms PTAT im Eingangszweig M12-M16 des Spiegels bestimmt wird. Da in den Transistoren M10 und M11 ein gleich hoher Strom fließt und sie gleich sind, tritt an den Leitern 3 und 4 in Bezug zum Erdleiter GND ein gleiches Potential auf. Dies ist der Grund, daß es zwischen den Leitern 3 und 4 keine Potentialdifferenz gibt. Die Spannung zwischen den Klemmen von R1T wird dann durch den Unterschied zwischen den Basis-Emitter-Spannungen Vbe der Transistoren Q1T, Q3T, Q2T, Q4T gegeben. Auch in diesem Fall bestehen die Transistoren Q2T und Q4T aus zehn parallel geschalteten Transistoren gleich Q1T und Q3T. Der durch jeden von ihnen fließende Strom ist deshalb gleich einem Zehntel des Stroms, der durch Q3T oder Q4T fließt, so daß die Spannung ΔVbe zwischen der Basis und dem Emitter der Transistoren Q2T und Q4T sich um etwa 60 mV von der entsprechenden Spannung von Q1T und Q3T unterscheidet. In R1T wird dann ein Strom erhalten, der gleich 120/R1T mA ist und proportional zur absoluten Temperatur ist. Dieser Strom PTAT wird durch M10 und den Zweig M16-M12 zum Stromspiegel geleitet und in M8, im Spiegel M7-M6, im Spiegel M1-M2-M3 und in den Transistoren Q1 und Q2 repliziert.
• Auf diese Weise ist der durch Q1 und Q2 fließende Strom gleich dem durch Q3 und Q4 fließenden Strom und zeigt die gleiche Änderung mit der Temperatur, so daß Referenzspannungsänderungen sich als minimalisiert ergeben und die Endjustierung erleichtert ist.
• Die Referenzspannung Vr zwischen den Ausgangsklemmen VR+, VR- des Operationsverstärkers ist gegeben durch
• Vr = 2 Vbe + (2 ΔVbe + Vos) (1+ R2/R1),
• wobei ΔVbe = die Differenz zwischen den Spannungen Vbe der Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4; und Vos = die verschobene Spannung am Eingang des Operationsverstärkers OA. Da Vbe quasi-linear mit der absoluten Temperatur absinkt und ΔVbe linear ansteigt, kann durch eine geeignete Wahl des Verhältnisses R2/R1 die Spannung Vr unabhängig von der Temperatur gemacht werden. Ein speziell zweckmäßiger Wert dieses Verhältnisses ist etwa gleich 9. Der Einfluß der Spannung Vos, der bereits durch das Vorhandensein der beiden ΔVbe vernachlässigbar geworden ist, kann noch weiter minimalisiert werden, indem er in der Justierphase der integrierten Schaltung berücksichtigt wird.
• Es wird nun gezeigt, wie die Belastungssymmetrie an den Ausgängen VR+ und Vr- des Operationsverstärkers erhalten wird. Diese Charakteristik ermöglicht eine bessere Gleichtakt-Rauschvermeidung des Verstärkers, speziell was Rauschen auf der Stromversorgungsleitung betrifft.
• Der von VR+ ausgehende Strom hat die fünffache Stärke des durch die einzelnen Zweige der Bandlückenquelle, nämlich in R2, R3, M2, M3 und M1 fließenden Stroms PTAT, proportional zur absoluten Temperatur. Außerdem kann die an VR+ vorhandene Belastung als mit dem anderen Ende der Gleichtaktspannung verbunden angesehen werden, die im Fall eines voll-differentiellen Operationsverstärkers am Eingang und am Ausgang gleich ist und allgemein auf einen Wert fixiert ist, der gleich der Hälfte der Energieversorgungsspannung ist. Es ist dann notwendig, an dem Ausgang VR- eine Last anzuschließen, die den gleichen Strom absorbiert, sich auf die Gleichtaktspannung bezieht und ein ähnliches Temperaturverhalten zeigt.
• Dies wird erhalten, indem man zwischen den Leiter 1 und die mit der Gleichtaktspannung VCM verbundene Klemme sowohl einen Widerstand R4 mit einem Widerstandswert gleich der Parallelschaltung der Widerstandswerte von R2 und R3, um so einen Strom gleich der Summe der in R2 und R3 fließenden Ströme zu erhalten, als auch einen Transistor M5 zu schalten. Dieser Transistor ist Teil eines Stromspiegels, der auch einen Transistor M4 umfaßt, durch den der vom Transistor M9, welcher zum bereits beschriebenen Stromspiegel M8, M12,...,M19 gehört, gesetzte Strom PTAT fließt. Der Transistor M5 hat eine Fläche, die die zweifache Größe von M4 hat, so daß ein doppelt so hoher Strom fließt. In M4 und M5 fließen also Ströme gleich dem dreifachen Strom PTAT, in R4 fließt ein Strom gleich dem zweifachen Wert von PTAT, so daß der gesamte im Leiter 1 fließende Strom am Ausgang VR- gleich dem fünffachen Wert von PTAT ist, ebenso wie am Ausgang VR+. Die Basisströme von Q1 und Q2 sind vernachlässigbar.
• Selbst-vorbelastete Schaltungen wie die Stromquelle PTAT oder die Bandlücken-Spannungsquelle weisen zwei mögliche stabile Arbeitspunkte auf: einen normalen Arbeitspunkt und einen Stör-Arbeitspunkt, bei dem alle Ströme gleich null sind. Um sicherzustellen, daß beim Einschalten alle Schaltungen selbst-vorbelastet stets in den normalen Arbeitspunkt fallen, wurde eine Schaltung hinzugefügt, die zu Beginn des Betriebs der Quelle eingreift und dann abgeschaltet wird.
• Diese Schaltung umfaßt einen Transistor MS3, mit geerdeter Quelle, einem mit dem gemeinsamen Punkt zwischen M7 und M8 verbundenen Gatter und einem- mit dem Abfluß eines weiteren Transistors MS4 verbundenen Abfluß. Der letztere Transistor ist mit der Quelle an die Energieversorgung VDD angeschlossen und am Gatter durch zwei Transistoren MS5 und MS6 vorbelastet, die als Dioden geschaltet sind. Der gemeinsame Punkt zwischen MS3 und MS4 ist mit den Gattern von zwei Transistoren MS7 und MS8 verbunden, die parallel zu den Transistoren M10 bzw. M11 geschaltet sind. Sollte auf das Einschalten hin in den Zweigen des von M8,...,M19 gebildeten Spiegels kein Strom fließen, so ist die Spannung am gemeinsamen Punkt zwischen M7 und M8 null, mit der Ausnahme einer niedrigen Schwellenspannung, so daß MS3 sperrend wird. Der Transistor MS4, der sicher durch die beiden Dioden MS5 und MS6 vorbelastet ist, arbeitet in der linearen Zone seiner Volt/Ampere-Charakteristik, so daß sich sein Abfluß auf einem Potential nahe VDD befindet und MS7 und MS8 leiten: als Folge ist ein Strom in den Zweigen M12-M16 und M13-M17 des Stromspiegels eingestellt. Auch in den anderen Stromzweigen und speziell in M7 fließt Strom, der bald den Wert PTAT erreicht, wodurch MS3 zum Leiten gezwungen wird und somit MS7 und MS8 gesperrt werden: die tatsächliche Größe von MS3 ist viel höher als die von MS4.
• Von diesem Zeitpunkt an stören MS7 und MS8 den normalen Betrieb der Stromquelle PTAT nicht mehr. Zwischen den Abflüssen von MS3 und MS4 ist ein Kondensator CS1 angeschlossen, der dazu dient, die Schleifenverstärkung des aus den Transistoren MS3 und MS4 gebildeten Verstärkers zu kompensieren.
• Die Bandlücken-Spannungsquelle benötigt auch eine Schaltung zum Überwinden möglicher Anfangs-Spannungswellen beim Einschalten. Diese Schaltung besteht aus einem Inverter I1, dessen Eingang mit dem Abfluß von MS3 verbunden ist und dessen Ausgang einen Kondensator CS2 und einen Transistor MS1 treibt. Dieser Transistor hat eine mit der Energieversorgungsspannung VDD verbundene Quelle und ist mit seinem Abfluß mit dem gemeinsamen Punkt zwischen den beiden Widerständen R1 und R2 verbunden. Der Kondensator CS2 führt eine gewisse Verzögerung beim Zustandswechsel am Ausgang von I1 ein, der auf den hohen Pegel umwechselt, nachdem der Verstärker OA den stetigen Zustand erreicht hat. Der niedrige Pegel am Gatter von MS1 bewirkt, daß in MS1, in R1 und Q4 Strom fließt. Damit nähert sich die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers sehr schnell an den normalen funktionierenden Wert an, wobei die Spannungswelle verkürzt wird.
• Der Inverter I1 treibt außerdem einen weiteren Inverter I2, der seinerseits das Gatter eines Transistors MS2 mit geerdeter Quelle und mit den Gattern von M4 und M5 verbundenem Abfluß treibt. Diese Schaltung wird verwendet, um die Zeit zu verkürzen, die der Operationsverstärker OA zum Erreichen der stetigen Gegentaktspannung benötigt. Tatsächlich ist in der Anfangsphase, wenn der Pegel am Ausgang von I1 niedrig ist, der Pegel am Ausgang von I2 hoch und MS2 leitet. Als Folge ergibt sich, daß M4 und M5 sperrend werden, womit verhindert wird, daß die Spannung an den Basen von Q1 und Q2 die Gleichtaktspannung VCM überschreitet.

Claims (4)

1. Differentielle Referenzspannungsquelle mit:

- einer Stromquelle (GPAT) eines der Temperatur proportionalen Stroms (PTAT), mit einem ersten Stromspiegel (M8,...,M19), der eine erste Spannungsquelle ΔVbe (Q1T,...,Q4T) speist;

- einer zweiten Spannungsquelle ΔVbe (Q1,...,Q4) mit einem Aufbau gleich dem der ersten Spannungsquelle;

- einem Operationsverstärker (OA), dessen Eingänge an die Ausgänge der zweiten Spannungsquelle ΔVbe angeschlossen sind;

gekennzeichnet durch:

- einen zweiten Stromspiegel (M6, M7), der vom Strom (PTAT) getrieben wird, den er vom ersten Stromspiegel (M8,...,M19) empfängt;

- einen dritten Stromspiegel (M1, M2, M3), der vom Strom (PTAT) getrieben wird, der vom zweiten Stromspiegel (M6, M7) kommt;

und dadurch gekennzeichnet, daß

der dritte Stromspiegel (M1, M2, M3) zwei Ausgänge aufweist, die einen ersten Transistor (Q1) bzw. einen zweiten Transistor (Q2) der zweiten Spannungsquelle ΔVbe speisen;

die zweite Spannungsquelle einen dritten Transistar (Q3) und einen vierten Transistor (Q4) aufweist, die mit dem gleichen Strom (PTAT) von einem ersten Widerstand (R3) bzw. von einer Serie eines zweiten und eines dritten Widerstands (R1, R2) gespeist werden;

der Operationsverstärker (OA) einen doppelten differentiellen Ausgang mit einem nicht-invertierenden Ausgang (VE+) und einem invertierenden Ausgang (VR-) hat;

der nicht-invertierende Ausgang (VR+) den dritten Stromspiegel (M1, M2, M3), den ersten Widerstand (R3) und die Serie des zweiten und dritten Widerstands speist;

der invertierende Ausgang (VR-) die Basis des ersten und des zweiten Transistors (Q1,Q2) speist;

der invertierende (-) Eingang des Operationsverstärkers (OA) mit dem gemeinsamen Punkt zwischen dem zweiten und dem dritten Widerstand (R1, R2) verbunden ist und der dem ersten Widerstand (R3) und dem dritten Transistor (Q3) gemeinsame Punkt mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers (CA) verbunden ist;

- der differenzielle invertierende Ausgang (VR-) des Operationsverstärkers (OA) mit einem vierten Widerstand (R4), dessen Widerstandswert gleich dem der Parallelschaltung des ersten und des dritten Widerstands (R3,R2) ist, sowie mit einem vierten Stromspiegel (M4,M5), der einen Strom gleich dem dreifachen Strom (PTAT), der von der Stromquelle geliefert wird, einstellt, verbunden ist.

2. Voll-differentielle Referenzspannungsquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen fünften Transistor (MS3) mit geerdeter Quelle, an den Eingang des zweiten Stromspiegels (M6,M7) angeschlossenem Gatter und an den Abfluß eines sechsten Transistors (MS4) angeschlossenem Abfluß umfaßt, dessen Quelle mit einer Stromversorgung (VDD) verbunden ist und dessen Gatter durch einen siebten Transistor (MS5) und einen achten Transistor (MS6) voreingestellt ist, die als Dioden geschaltet sind, wobei der gemeinsame Punkt zwischen dem fünften Transistor (MS3) und dem sechsten Transistor (MS4) Strom in einen der Zweige des ersten Stromspiegels für eine kurze Zeitspanne nach dem Einschalten einleitet.

3. Voll-differentielle Referenzspannungsquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten Inverter (I1) umfaßt, dessen Eingang mit dem gemeinsamen Punkt zwischen dem fünften Transistor (MS3) und dem sechsten Transistor (MS4) verbunden ist und dessen Ausgang einen Kondensator (CS2) und einen neunten Transistor (MS1) treibt, dessen Quelle mit der Stromversorgungsspannung (VDD) verbunden ist und dessen Abfluß mit dem gemeinsamen Punkt zwischen dem zweiten Widerstand (R1) und dem dritten Widerstand (R2) verbunden ist, in die er für eine kurze Zeit nach dem Einschalten Strom einleitet.

4. Voll-differentielle Referenzspannungsquelle nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen zweiten Inverter (I2) umfaßt, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Inverters (I1) verbunden ist und dessen Ausgang einen zehnten Transistor (MS2) treibt, der den vierten Stromspiegel (M4,M5) für eine kurze Zeitspanne nach dem Einschalten abtrennt.