DE2520890A1

DE2520890A1 - Transistorverstaerker der darlington- bauart mit interner vorspannung

Info

Publication number: DE2520890A1
Application number: DE19752520890
Authority: DE
Inventors: Modesto A Maidique
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1974-05-15
Filing date: 1975-05-10
Publication date: 1975-12-04
Also published as: JPS50157044A; US3979688A; NL7505506A

Description

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Analog Devices, Incorporated

Norwood, Massachusetts 02 062, V. St. A.

Transistorverstärker der Darlington-Bauart mit interner Vorspannung

Die Erfindung betrifft einen Transistorverstärker in Darlington-Schaltung, bei dem aufeinanderfolgende Transistoren, die jeweils drei Anschlüsse besitzen, mit ihren Kollektoren miteinander verbunden sind, während der Emitter des ersten Transistors mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist und dieser Strom zuführt.

Bei vielen Differentialverstärkern, wie z. B. bei dem in Fig. 1 dargestellten bekannten Differentialverstärker A, ist es wünschenswert, eine Differential-Eingangsstufe I mit einer aktiven Belastung L1 zu belasten, d. h. durch eine Last, die von der Ausgangsimpedanz von zwei Transistoren Q1 und Q2 gebildet wird, die bei konstantem Strom arbeiten. Eine aktive Last liefert eine höhere dynamische Impedanz, als sie bei einem Widerstand erreichbar wäre, der mit dem gleichen Strom und mit den gleichen Versorgungsspannungsbegrenzungen arbeitet. Diese höhere Impedanz führt zu einer großen Verstärkung der ersten Verstärkungsstufe, was aus mehreren, allgemein bekannten Gründen günstig ist.

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Pig. 1 stellt die Grundschaltung einer aktiven Last L1 in Form einer PNP-Halbleiterschaltung dar. Eine gemeinsame Betriebsleitung oder eine andere Einrichtung, wie z. B. die Spannungsquelle V, ist vorgesehen,um eine Vorspannung an die Basen der PNP-Transistoren Q1 und Q2 zu legen. Diese Spannung führt zu einem Spannungsabfall über den Widerständen R1 und R2. Unter der Annahme, daß R1 = R2' ist und daß die Basis-Emitter-Spannungen Vbe1 und Vbe2 der Transistoren Q1 und Q2 gleich groß sind, wird der Emitterstrom in beiden Transistoren gleich groß. Infolgedessen ist ß, das übliche Stromverstärkungsverhältnis, bei beiden Transistoren gleich und die Kollektorströme Ic₁ und ic« werden gleich hoch. Diese Gleichheit der Kollektorströme ist wesentlich, da die Kollektorströme die Betriebsströme der zwei NPN-Hälften Qa und Qb der Eingangsstufe I festlegen, und dieses Stromverhältnis beeinflußt stark die Einsatzspännung"\;^! ·.::.-...■ des Differentialverstärkers D an seinen Eingängen a, b.

Wenn die zwei Bas is-Emitter-Spannungen Vbe1 und Vbe2'nicht genau gleich sind, so kann dieser Effekt dadurch unterdrückt werden, daß der Spannungsabfall über R1 und R2 erhöht wird. Daher sind Einrichtungen vorhanden, um Fehler aufgrund einer Fehlanpassung von Vbe beliebig klein zu machen. Wenn die Basisströme ib.. und Ib₂ nicht gleich sind, werden ungleiche Basiströme von den Emitterströmen abgezogen, die auf gleiche Höhe gezwungen werden. Infolgedessen unterscheiden sich die Kollektorströme um den Wert der Basisstromdifferenz. Durch Erhöhung des Transistorstrom-Verstärkungsfaktors β (oder OO ergibt sich eine Verminderung der absoluten Größen der Basisströme und daher, so ist zu hoffen, eine Verminderung der sich ergebenden Differenz. Jedoch begrenzt die Herstellungstechnologie für integrierte Schaltkreise den Stromverstärkungsfaktor ß auf Werte, die unterhalb der für zufriedenstellende Basisstromdifferenzen erforderlichen Werteliegen.

Es wurden daher Versuche unternommen, einen ausreichend hohen Stromvers tärkungs faktor β zu erreiche, indem gemäß Fig. 2 eine aktive Last L2 mit Transistoren Q3 und Q4 hinzugefügt werden,

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- 3 um zwei Darlington-Verstärker D1 und D2 zu bilden.

Transistorverstärker der Darlington-Bauart sind durch eine Konstruktion gekennzeichnet, bei der Transistoren kaskadenartig hintereinandergeschaltet sind, und zwar so, daß sie eine Einrichtung mit drei Anschlüssen bilden. Diese Schaltung besitzt einen Gesamtstrom-Verstärkungsfaktor ß, der im wesentlichen gleich dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren der einzelnen Transistoren ist. Die hintereinandergeschalteten Transistoren Q1-Q3 und Q2-Q4 sind in der dargestellten Weise miteinander verbunden, siehe dazu auch das US-Patent Nr. 2 663 8O6, wobei die zwei Kollektoren miteinander verbunden und der Emitter des ersten Transistors mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist. Transistorverstärker der Darlington-Bauart sind vorteilhaft, weil sie einen sehr hohen Stromverstärkungsfaktor besitzen und außerdem, weil sie als Einrichtungen mit drei Anschlüssen an die Stelle eines einzelnen Transistors gesetzt werden können.

Infolge der aktiven Last L2 besitzen die Darlington-Verstärker, die durch die zusammengesetzten Transistoren Q1-Q3 und Q2-Q4 gebildet werden, sehr hohe effektive Verstärkungsfaktoren und/324, die im wesentlichen gleich dem Produkt von/31 ma und ß2 mal ß4 sind. Dies vermindert die Basisströme ganz wesentlich. Die Differenz zwischen ßi3 und /324 kann natürlich größer sein als die Differenz in der Schaltung gemäß Fig. 1, so daß die Verbesserurfj geringer ausfällt, als zunächst angenommen. Die Ursache dafür liegt darin, daß für integrierte Schaltungen die Anpassung der Stromverstärkungen von getrennten Transistoren auf dem gleichen Plättchen nur auf etwa 20 % Genauigkeit gebracht werden kann. Da angenommen wurde, daß die Basisströme von Q1 und Q2 ungleich sind, unterscheiden sich die Arbeitsströme von Q3 und Q4. Infolgedessen wird jede Differenz ihrer Stromverstärkungsfaktoren /3 überhöht. Außerdem wird durch den Unterschied in den Arbeitsströmen eine Fehlanpassung von Vbe erzeugt, die es noch schwieriger machen, die Emitterströme

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gleich zu bekommen, insbesondere, da sich Vbe mit der Temperatur ändert. Ein weiterer Nachteil liegt darin, daß der niedrige Vorspannungspegel von Q3 und Q4 zu einer niedrigen oberen Grenzfrequenz und zu schlechtem dynamischen Verhalten führt.

Es wurden verschiedene Versuche unternommen, um die oben dargestellten Probleme von Darlington-Verstärkerη zu beseitigen. Eine solche Anordnung, die in Fig. 2 dargestellt ist, umfaßt zwei Stromquellen i- und i. (in gestrichelten Linien dargestellt) . Diese Ströme spannen Q3 und Q4 auf gleiche Höhe vor, um die Anpassung von β und von Vbe zu verbessern und um den Strom auf eine Höhe zu bringen, der zufriedenstellende dynamische Arbeitsweise sicherstellt. Der Nachteil dieser Schaltung liegt in der Schwierigkeit, die Stromquellen für i₃ und i. herzustellen. Da die meisten dieser Ströme im Ausgang der aktiven Last erscheinen, müssen sie sehr genau angepaßt werden. Damit

en ist das Problem der Anpassung der ursprünglich/sehr einfachen aktiven Last zu einem Problem der Anpassung von X₃ an i- geworden. Das Anpaßerfordernis ist zwar nicht mehr so kritisch, aber die damit verbundene Komplexität ist hoch, da I₃ und i, selbst einen Schaltkreis erfordern können, der so aufwendig ist, wie der in Fig. 1 dargestellte Schaltkreis, wenn Schwierigkeiten bezüglich der Arbeitstemperatür und des Arbeitspunktes vermieden werden sollen.

Bei einer anderen Anordnung, die in Fig. 3 dargestellt ist, besitzt ein Darlington-Verstärker D3 einen Widerstand R, der zwischan dem Emitter des ersten Transistors Q1 und dem Emitter des zweiten Transistors Q2 angeschlossen ist, um den ersten Transistor Q1 auf eine Stromhöhe festzulegen, die von der Basis-Emitter-Spannung Vbe2 des zweiten Transistors Q2, dividiert durch den Widerstand R, festgelegt ist. Da integrierte Schaltungsverfahren sehr gute Anpassungen zwischen den Basis-Emitter-Spannungen Vbe ermöglichen, wird beim ersten Transistor Q1 auf jeder Seite des Differentialpaares der Darlington-Verstärker mit seinem Kollektor auf eine Stromhöhe vorgespannt, die

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konstant ist, statt daß sie sich umgekehrt proportional zum β des zweiten Transistors Q2 ändert. Jedoch ist auch diese Anordnung nicht voll zufriedenstellend, da die Stabilität des Arbeitspunktes des ersten Transistors Q1 nicht voll gegeben ist, sondern sich zusammen mit der thermischen Änderung von Vbe um ungefähr 0,5 % pro c ändert. Die Schwankungen des Arbeitspunktes werden direkt auf den Einsatzstrom übertragen, der somit außerordentlich temperaturempfindlich wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Transistorverstärker der Darlington-Bauart in seinen Betriebseigenschaften zu verbessern, insbesondere wenn er als integrierter Schaltkreis in Differentialschaltungen verwendet wird. Der Darlington-Verstärker soll nur sehr geringfügig beeinflußt werden durch Fehlanpassungen von /3, so daß ein Schwanken und Auswandern der Einsatzspannung und des Einsätzstromes bei Differentialschaltungen sehr gering wird. Gleichzeitig soll der Verstärker sich noch besser als integrierter Baustein aufbauen lassen, so daß er noch wirtschaftlicher verwendet werden kann.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß für den ersten Transistor Arbeitsstrom-Einrichtungen vorgesehen sind, die zwischen dem Emitter des ersten Transistors und dem Emitter des zweiten Transistors einen Arbeitspunktstrom liefern, der einen vorbestimmten Bruchteil des Kollektorstromes des zweiten Transistors bildet.

Durch die Anordnung dieser Stromquelle für den ersten Transistor werden Änderungen des Transistorstrom-Verstärkungsfaktors unterdrückt, so daß der Darlington-Verstärker in Differentialanordnungen mit niedriger Einsatzspannungsdrift und niedriger Einsatzstromdrift arbeiten kann. Die Stromquelle ist direkt zwischen dem Emitter des ersten Transistors und dem Emitter des zweiten Transistors angeordnet und liefert einen Strom, der einen vorbestimmten Bruchteil, z. B. ein Zehntel des Kollektorstromes des zweiten Transistors darstellt, wodurch der Betrieb

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des ersten Transistors stabilisiert wird. Die Basis-Stromquelle kann entweder durch einen zweiten Kollektorbereich gebildet werden, der in dem zweiten Transistor angeordnet ist, mit einer Größe, die so ausgewählt ist, daß der vorbestimmte Bruchteil des Kollektorströmes erreicht wird, und in dem dieser Bereich mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden wird. Bei einer anderen Ausführungsform kann die Stromquelle durch einen dritten Transistor gebildet werden, dessen Emitter und Basis gemeinsam mit dem Emitter und der Basis des zweiten Transistors verbunden sind und deren Kollektor mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist, wobei der dritte Transistor in seiner Größer in Beziehung steht zur Größe des zweiten Transistors, so daß ein bestimmter Bruchteil des Kollektorstromes des zweiten Transistors erreicht wird.

Die den Arbeitsstrom liefernde Transistoreinrichtung kann mit dem zweiten Transistor so vereinigt werden, daß ein Doppel-Kollektor-Transistor entsteht, dessen Basis-und Emitterbereiche jeweils mit der Basis und dem Emitter des zweiten Transistors zusammenfallen, während im Falle der Verwendung eines dritten Transistors als Stromquelle dieser dritte Transistor getrennte Basis-, Kollektor- und Emitter-Elektroden aufweist, wobei Emitter und Basis gemeinsam mit Emitter und Basis des zweiten Transistors verbunden sind und wobei der Kollektor mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist. Diese Anordnung unterdrückt Fehlanpassungen von β und ermöglicht niedrige Einsatz-Spannungsabweichungen und niedrige Einsatz-Stromabweichungen bei Differentialanordnungen, ohne daß die Vorteile der Darlington-Struktur, nämlich das Vorhandensein von nur drei Anschlüssen, aufgegeben wird. Die erfindungsgemäße Anordnung ist auch deswegen vorteilhaft, weil sie sowohl für NPN- als auch für PNP-Anordnungen geeignet ist, und weil sie mit verschiedenen integrierten Schaltkreiskonstruktionen kompatibel ist und Probleme löst, die diesem Verfahren eigen sind.

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Weitere Gesichtspunkte und Vorzüge der Erfindung sind in der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen herausgestellt.

Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines bekannten Differentialverstärkers/ der eine aktive Last verwendet;

Fig. 2 eine Darstellung einer anderen bekannten aktiven Last;

Fig. 3 eine Darstellung eines bekannten Vorspannungsverfahrens für einen Darlington-Verstärker;

Fig. 4 bis 7

schematische Darstellungen unterschiedlicher Ausführungsformen von verbesserten Darlington-Transistorverstärkern entsprechend der Erfindung; und

Fig. 8 eine Darstellung einer aktiven Last, die einen erfindungsgemäßen Darlington-Transistorverstärker verwendet.

Fig. 4 stellt einen Darlington-Transistorverstärker DiO dar, der gemäß der Erfindung konstruiert ist. Der Darlington-Verstärker D1O umfaßt die PNP-Transistoren Q11 und Q12, die in der üblichen Darlington-Anordnung geschaltet sind, wobei der Emitter e11 des Transistors Q11 mit der Basis b12 des Transistors Q12 verbunden ist, während der Kollektor cT1 von Q11 an den ersten Kollektor c12-1 des Doppelkollektors des integrierten Schaltkreis-Transistors Q12 angeschlossen ist. Äußere Anschlüsse B, C und E des Verstärkers D11 werden jeweils durch die Basis b11 des Transistors Q11, den miteinander verbundenen

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Kollektoren c11 und c12-1 sowie dem Emitter e12 des Transistors Q12 gebildet.

Wie schon angedeutet wurde, liefern herkömmliche Darlington-Schaltungen keinen ausreichend temperaturstabilen Arbeitspunkt. Um die Betriebseigenschaften von Verstärkern der Darlington-Bauart zu verbessern/ liefert die vorliegende Erfindung eine Vorspannungsstromquelle, die allgemein mit S1O bezeichnet und so angeordnet ist, daß sie den Transistor Q11 mit einem Vorspannungsstrom Ib, der einen vorbestimmten Bruchteil des Kollektorstromes des Transistors Q12 darstellt, auf den Arbeitspunkt bringt. In der in Fig. 4 dargestellten Ausfuhrungsform wird die Vorspannungsstromquelle S1O durch einen Teil des Doppelkollektor-Transistors Q12 gebildet, dessen zweiter Kollektor c12-2 mit dem Emitter eil des Transistors Q11 verbunden ist und der in der gleichen Weise arbeitet, wie zwei Transistoren, die gemeinsame Emitter und Basen besitzen. Ein großes Verhältnis η der Kollektorflächen ist zwischen den getrennten Kollektoren c12-1 und c12-2 vorgesehen, so daß der Strom Ib im Kollektor c12-2 von Q3 1/n des durch den primären Kollektor des Transistors Q12 fließenden Gesamtstromes ist. Entsprechend fließt der genaue Bruchteil 1/n des Stromes durch Q12 zum Emitter e11 und dieser Strom Ib dient als Quelle für eine sich gut verhaltende Vorspannung für Q11, die in der Lage ist, Fehlanpassungen von β zu verdecken und die gegenüber Veränderungen von Vbe mit den Temperatur unempfindlich ist.

Die Wahl des Verhältnisses η wird durch zahlreiche Überlegungen bestimmt. Grundsätzlich ist η klein im Verhältnis zu dem β von Q12 zu wählen, so daß der durch den Emitter von Q11 fließende Strom grundsätzlich von dem Vorspannungsstrom Ib und nur zu einem kleinen Ausmaß von dem β des Transistors Q12 bestimmt ist, wobei dieses letztgenannte β von Fehlanpassungen beeinflußt wird. Wenn z. B. (i von Q12 50 ist, wäre ein Wert von geeignet für n, wodurch die Wirkung von Schwankungen um den Faktor 5 vermindert werden. Das Verhältnis η wird optimal durch

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eine Fehleranalyse des Schaltkreises bestimmt, wobei der voraussichtliche Variationsbereich von β und andere Parameter, die voraussichtlich bei dem verwendeten Konstruktionsverfahren von Bedeutung sind, in Erwägung gezogen werden müssen. Der Einfluß der Änderung eines jeden Parameters auf die Einsatzspannung und Einsatzstrom wird berechnet und η so gewählt, daß sich der kleinste mittlere quadratische Fehler ergibt. Der beste Wert von η hängt somit offensichtlich nicht nur von β und seiner voraussichtlichen Änderung ab, sondern auch von den Konstruktionsverfahren und anderen Überlegungen.

Für herkömmliche Konstruktionsverfahren auf dem Gebiet der integrierten Schaltkreise, bei dem, wie schon erläutert, die Schwankungen von β in der, Größenordnung von 20 % liegen, betragen die Werte von η gewöhnlich ungefähr 5 bis 15, wenn PNP-Transistoren verwendet werden.

Die vorliegende Erfindung ist auch auf den Darlington-Transistorverstärker D20 anwendbar, wenn NPN-Transistoren Q21 und Q22 benutzt werden, wie in Fig. 5 dargestellt ist. Die Vorspannungs-Stromquelle S2O wird in diesem Falle durch einen zweiten Kollektor C22-2 des Doppelkollektor-Transistors Q22 geliefert, der mit dem Emitter des Transistors Q21 verbunden ist und eine Fläche von 1/n der Fläche des primären Kollektors C22-1 aufweist, so daß der Vorspannungsstrom Ib, der von dem Emitter des Transistors Ρ.2Ή abgeleitet wird, 1/n des durch den Transistor Q22 zum Anschluß C fließenden Stromes ist.

Bei der Konstruktion von NPN-Transistoren können etwas unterschiedliche Parameteränderungen angetroffen werden, so daß .der beste Wert von η geringfügig anders liegen kann.

Gemäß gegenwärtigen Verfahren zum Herstellen von integrierten Schaltkreisen werden NPN-Transistoren vertikal in dem Substrat gebildet, so daß NPN-Transistoren mit doppeltem Kollektor nicht besonders praktisch herstellbar sind. Wenn daher der Darlington-

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Verstärker vom NPN-Typ sein soll, ist es vorzuziehen, die Vorspannungs-Stromquelle mit einem getrennten Transistor auszuführen, wie in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben werden wird. Gemäß gegenwärtig, angewendeter Verfahren zur Herstellung von integrierten Schaltkreisen werden PNP-Transistoren jedoch als laterale Transistoren ausgebildet, so daß Doppelkollektor-PNP-Transistören leicht gebildet werden können. Wenn daher Darlington-Verstärker vom PNP-Typ sein sollen> ist eine Schaltung gemäß Fig. 4 vorzuziehen.

Es sollte bemerkt werden, daß bei Anwendung der vorliegenden Erfindung auf integrierte Schaltkreistechnologie es nicht nur leichter ist, PNP-Anordnungen herzustellen, sondern diese Anordnungen liefern auch die größten Vorteile. Gewöhnlich haben integrierte PNP-Transistoren Stromverstärkungsfaktoren ß, die viel niedriger sind als die im Falle von NPN-Transistoren erreichbaren Werte. Daher besteht auch ein größerer Bedarf für hohe Gewinne, die für Darlington-Schaltungen zur Verfügung stehen sowie eine größere Notwendigkeit für eine Vorspannungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung, die eine Darlington-Schaltung ermöglicht, ohne daß zusätzliche übermäßige Einsatzspannungs- oder Einsatzstromdrift damit verbunden wäre.

Die Fig. 6 und 7 stellen weitere Darlington-Transistorverstärker D3O und D4O dar, die gemäß der Erfindung aufgebaut sind. Die Verstärker p3O und D40 verwenden anstelle des Doppelkollektor-Transistors Q12 und Q22 getrennte Transistoren Q33 und Q43, um Vorspannungs-Stromquellen S3O bzw. S4O zu bilden.

In Fig. 6 ist für den Fall einer PNP-Schaltung ein Transistor Q33 gezeigt, dessen Basis mit dem Emitter des ersten Transistors Q31 verbunden ist, während sein Emitter mit dem Emitter des zweiten Transistors Q32 verbunden ist und der Kollektor mit seiner eigenen Basis und somit mit dem Emitter des ersten Transistors Q31. Der Transistor Q33 besitzt eine Kollektorfläche, die so ausgewählt ist, daß sie 1/n der Fläche des

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Kollektors des Transistors Q32 beträgt, so daß der Kollektorstrom Ib des Transistors Q33, der als Vorspannungsstrom dem Emitter von Q31 zugeführt wird, 1/n des Kollektorstroms des Transistors Q32 beträgt, wodurch eine Fehlanpassung von β möglichst klein gemacht wird.

Fig. 7 illustriert die vorzugsweise Ausfuhrungsform für eine NPN-Schaltung/ wobei der Transistor Q43 in der gleichen Weise angeschlossen ist wie der Transistor Q33, um einen Vorspannungsstrom Ib abzuleiten, der so ausgewählt ist, daß er das 1/n-fache des Kollektorstromes von Q42 vom Emitter von Q41 zum Emitter von Q42 beträgt.

Eine aktive Last L3, die Darlington-Verstärker D5O und D6O umfaßt und erfindungsgemäß aufgebaut wurde, ist in Fig. 8 dargestellt. Die Verstärker D5O und D6O sind mit dem Verstärker D1O der Fig. 4 identisch, d. h. sie besitzen laterale PNP-Transistoren, bei denen ein Teil der Kollektorbereiche vom Rest physikalisch getrennt ist, um zweite Kollektorbereiche c52-2 und c62-2 zu bilden. Der Strom in diesen Bereichen wird in die Emitter von Q51 und Q61 in der dargestellten Weise aufgeteilt.

Diese gesteuerte ß-Verbindung gemäß der vorliegenden Erfindung fügt einen vorbestimmten Teil des Kollektorstromes zum Basisstrom hinzu. Dies führt zu einem offensichtlichen ß für jeden Darlington-Ver.^ärker D5O und D6O, der nur um einen kleinen Wert sich verändert, trotz der großen Änderungen des eingegebenen PNP-ß aufgrund der VerfahrensVeränderungen. Auf diese Weise wird ein verhältnismäßig invarianter Bruchteil der Emitterströme von Q52 und Q62 in die Emitter von Q51 bzw. Q61 geleitet. Eine kleine Fehlanpassung dieser Ströme führt zu einem kleinen Vbe und zu einer kleinen Basisstrom-Fehlanpassung in Q51 und Q61, trägt aber ansonsten nicht zur Gesamt-Fehlanpassung im Ausgang bei. Da der Bruchteil des für die Vorspannung abgeleiteten Kollektorstromes nahezu vollständig zurückgegeben wird, um den Rest des Stromes am Anschluß C zu folgen, und da

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beide Seiten des Schaltkreises auf diese Weise arbeiten/ ergibt sich nur eine geringe direkte Ausgangs-Fehlanpassung aufgrund einer leichten Fehlanpassung im steuernden Kollektorstrom.

Patentansprüche:

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Claims

- 13 Patentansprüche ;

Transistorverstärker der Darlington-Bauart, bei dem aufeinanderfolgende Transistoren als Einrichtungen mit drei Anschlüssen verbunden sind, wobei die Kollektoren miteinander verbunden sind, und wobei der Emitter des ersten Transistors mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist und diesem Strom liefert, gekennzeichnet durch Vorspannungsstrom erzeugende Einrichtungen für den ersten Transistor, die so angeordnet sind, daß zwischen dem Emitter des ersten Transistors und dem Emitter des zweiten Transistors ein Vorspannungsstrom eingespeist wird, der einen vorbestimmten Bruchteil des Kollektorstromes des zweiten Transistors beträgt.
2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsstrom erzeugenden Einrichtungen eine Transistoreinrichtung umfassen, die einen Emitter- und einen Basisteil aufweisen, die mit dem Emitter und der Basis eines zweiten Transistors verbunden sind, und die einen Kollektorteil haben, der mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist, wobei die Transistoreinrichtungen so angeordnet sind, daß sie einen Kollektorstrom erzeugen, der den genannten vorbestimmten Wert des Kollektorstromes des zweiten Transistors aufweist.
3. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoreinrichtung ein dritter Transistor ist, der Basis-, Kollektor- und Emitterteile aufweist, die von der Basis, dem Kollektor und dem Emitter des . zweiten Transistors getrennt sind.
4. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoreinrichtungen und der zweite Transistor zusammen einen Doppelkollektor-Transistor bilden, wobei Basis- und Emitterteile der Transistor-

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einrichtung mit Basis bzw. Emitter des zweiten Transistors zusammenfallen, und wobei der Kollektorteil der Transistoreinrichtung als separater Kollektor ausgebildet ist, der mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist.
5. Transistorverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Doppelkollektor-Transistor die Transistoreinrichtung bildet und daß der zweite Transistor ein integrierter lateraler PNP-Transistor ist.
6. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoreinrichtung und der zweite Transistor ein Kollektorflachenverhältnis aufweisen, das dem vorbestimmten Bruchteil entspricht.
7. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Bruchteil des Kollektorstromes des zweiten Transistors, der von der Stromerzeugungseinrichtung erzeugt wird, weniger als 0,5 beträgt.
8. Transistorverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Bruchteil innerhalb eines Bereiches von 1/8 bis 1/15 liegt.
9. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß clor vorbestimmte Bruchteil zum Stromverstärkungsfaktor des ersten Transistors in Beziehung steht, und zwar in der Weise, daß der Kehrwert des Bruchteiles innerhalb des Bereiches von ungefähr 1/3 bis 1/10 des Wertes des Stromverstärkungsfaktors des Transistors liegt.

Dr.Str./hs 3

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