DE2424760A1

DE2424760A1 - Verstaerkerschaltung

Info

Publication number: DE2424760A1
Application number: DE2424760A
Authority: DE
Inventors: Jun Carl Franklin Wheatley
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-05-24
Filing date: 1974-05-27
Publication date: 1974-12-12
Also published as: DE2424760B2; BR7404239D0; IT1012755B; BE815517A; GB1471600A; CA1014235A; NL7406722A; FR2231152A1; US3886466A; SE397614B; JPS5021657A; DE2424760C3; AU6895874A

Description

RCA 64,580

U.S. Ser.No. 363,562

Filed: May 24, 1973

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Verstärkerschaltung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren, die gleichen Leitungstyp, gleichen Vorwärtsstromverstärkungsfaktor Beta in Emitterschaltung und jeweils eine Emitter-, Kollektor- und Basiselektrode haben und mit ihren Emitter-Kollektor-Strecken in Reihe zwischen zwei Betriebsspannungsklemmen geschaltet sind, eine Ausgangsklemme, die mit dem Kollektor des ersten und dem Emitter des zweiten Transistors verbunden ist, und einer die beiden Transistoren mit Signal- und Ruhevorspannungsströmen versorgenden Eingangsschaltung. Insbesondere betrifft die Erfindung die Vorspannung von Verstärkerstufen wie Transistorverstärkerstufen mit aufeinander gesetzten Leistungstransistoren in im B-Betrieb arbeitenden Audio-Verstärkern. Die Erfindung eignet sich besonders für Verstärker, die

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als integrierte Schaltungen aufgebaut sind, sie ist jedoch nicht hierauf beschränkt.

unter "aufeinandergesetzten Verstärkerstufen" sollen hier Verstärker verstanden werden, bei denen die Ausgangskreise der Verstärkerstufen bezüglich des Ruhestromes in Reihe geschaltet sind. Die Ausgangskreise werden gewöhnlich im Gegentakt betrieben, soweit es das Signal angeht.

Unter dem Begriff "quasilinearer Verstärker" soll hier ein Verstärker verstanden werden, dessen Ausgangssignale in linearer Beziehung zum Eingangssignal besteht, während die einzelnen Stufen nichtlinear arbeiten. Die einzelnen Stufen eines quasilinearen Verstärkers arbeiten typischerweise im B-Betrieb oder AB-Betrieb.

Unter dem Begriff "Ubernahmeverzerrung" sollen hier Abweichungen des Ausgangssignals eines quasilinearen Verstärkers von der Linearität bezüglich des Eingangssignals verstanden werden, die dadurch entstehen, daß das Eingangssignal eine Stufe des Verstärkers sperrt und gleichzeitig noch keine andere Stufe des Verstärkers leiten läßt.

Unter "spannungsbestimmter Vorspannung" soll die Speisung eines Transistors mit einer bestimmten Basis-Emitter-Spannung von einer relativ niederohmigen Quelle zur Bestimmung der Betriebsströme des Transistors verstanden werden. Eine "strombestimmte Vorspannung" bedeutet die Versorgung eines Transistors mit einem bestimmten Basis-Strom von einer verhältnismäßig hochohmigen Quelle zur Festlegung der Betriebsströme des Transistors.

Aufeinandergesetzte, im B-Betrieb arbeitende Verstärkerstufen mit Transistoren in Emitterschaltung werden gewöhnlich dadurch vorgespannt, da8 man den Basis-Emitter-Obergangen der Transistoren jeweils temperaturabhängige Spannungen von einer niederohmigen Quelle zuführt. Die niederohmigen Quellen, die für eine

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solche spannungsbestimmte Vorspannung verwendet werden, bestehen gewöhnlich aus in Flußrichtung vorgespannten Dioden oder als diodengeschalteten Transistoren. Man kann dadurch im wesentlichen gleiche und im wesentlichen konstante Kollektorruheströme in jeder der in Emitterschaltung arbeitenden Endstufen reichen, auch wenn die Temperatur und die Betriebsspannung schwanken. Ein solcher Ruhestrom in den Verstärkerstufen verhindert das Auftreten von Übernahmeverzerrungen und er wird normalerweise so klein gehalten, wie es hinsichtlich der Vermeidung von Übernahmeverzerrungen möglich ist, um die Ruheverlustleistung in den Endstufen und die Gefahr eines thermischen Instabilwerdens der Ausgangstransistoren so klein wie möglich zu halten.

Diese konventionelle Methode der Vorspannung von B-Verstärkerstufen läßt jedoch bei integrierten Schaltungen zu wünschen übrig. Es ist schwierig, einen einwandfreien Abgleich der Kollektorruheströme der Endstufen des Verstärkers zu erreichen und beide gerade so groß zu halten, daß die Übernahmeverzerrungen tragbar bleiben. Es wurde festgestellt, daß diese Schwierigkeiten von den beträchtlichen Temperaturgradienten in einer integrierten Schaltung herrühren, die einen ordnungsgemäßen Gleichlauf der Ausgangstransistoren miteinander und mit den niederohmigen Basis-Emitter-Vorspannungsquellen beeinträchtigen.

Der Kollektorstrom eines Siliziumtransistors ändert sich pro Kelvin-Temperaturänderung bei konstanter Basis-Emitter-Spannung um 8 bis 9%, bei festem Basisstrom jedoch nur um o,7%. Die letzterwähnte Art der Vorspannung, die sich durch eine geringere Temperaturempfindlichkeit auszeichnet als die erstgenannte, bei den konventionellen Schaltungen verwendete Art der Vorspannung, liefert also näherungsweise die gewünschten Verhältnisse mit konstant gehaltenen Kollektorruheströmen der Ausgangstransistoren bei konstantem Pegel zur Vermeidung von Übernahmeverzerrungen und gleichzeitiger minimaler innerer Verlustleistung. Die Vorspannung der Basiselektroden der Ausgangstransistoren eines im

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B-Betrieb arbeitenden, als integrierte Schaltung aufgebauten Verstärkers mit temperaturkompensierten Ruheströmen von hochohmigen Quellen zur Konstanthaltung der Kollektorströme dieser Transistoren stellt also den besten Weg zur Lösung des schwierigen Problems dar, die Leitfähigkeitscharakteristika trotz der Änderungen der Temperaturgradienten in einer integrierten Schaltung aneinander anzupassen.

Es ist z.B. aus der Veröffentlichung von Faran & Fulks "High Impedance Drive For The Elimination Of Crossover Distortion" THE SOLID STATE JOURNAL, August 1961, Seiten 36 bis 40 bekannt, daß es gewisse Vorteile mit sich bringt, wenn man die Ausgangstransistoren eines B-Verstärkers mit Eingangsströmen aus hochohmigen Quellen anstatt aus niederohmigen Quellen versorgt. Ein Transistor weist nähmlich hinsichtlich seines VorwärtsStromverstärkungsfaktors in Emitterschaltung (der mit Beta, ß oder hbezeichnet wird) weniger ausgeprägte Nichtlinearitäten auf, wenn seine Leitfähigkeit reduziert wird, als hinsichtlich seiner Steilheit g_m· Der Transistor neigt also von Natur aus dazu als Verstärker von Eingangsströmen linearer zu arbeiten als als Verstärker von Eingangsspannungen.

Man arbeitet mit einer strombestimmten Vorspannung, wenn der Transistor mit einem Eingangssignal von einer hochohmigen Quelle versorgt wird, um eine Dämpfung des Eingangssignals zu verhindern, die bei einer spannungsbestimmten Vorspannung auftritt, wenn die Impedanz der die Eingangssignale liefernden Quelle nicht niedrig ist.

Wenn man mit strombestimmter Vorspannung arbeitet, ist es einfach, den Basisruheströmen von Leistungsverstärker-Ausgangstransistoren Signalströme hinzuzufügen, ohne die Stabilisierung der Arbeitspunkte der Transistoren gegen thermisches Instabilwerden zu beeinträchtigen. Beim Arbeiten mit spannungsbestimmter Vorspannung stellt es jedoch eine schwierige Aufgabe dar, den temperaturstabilisierten Vorspannungen, die den Basis-Emitter-Übergängen

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der Leistungstransistoren niederohmig zugeführt sind, Signalspannungen zu überlagern, ohne daß man gleichzeitig ein zu hohes Risiko hinsichtlich des thermischen Instabilwerdens eingehen muß. Wie in der oben erwähnten Veröffentlichung ausgeführt ist, kann eine rasche Erwärmung der Ausgangstransistoren während der Signalhübe ihr Basis-Emitter-Offsetpotential so schnell herabsetzen, daß die Regelung des Temperaturkompensationsnetzwerkes mit der zum Verhindern eines thermischen Instabilwerdens erforderlichen Verringerung der zugeführten Vorspannung nicht mehr folgen kann.

Es hat nie größere Beliebtheit erlangt, Transistorverstärkerstufen in Emitterschaltung durch hochohmige Quellen zu steuern und mit einer strombestimmten Vorspannung zu versorgen. Zum großen Teil hat dies seine Ursache darin, daß die Transistoren in Gegentakt-B-Verstärkerstufen besser gepaarte Beta-Werte haben müssen, um einen symmetrischen Betrieb zu erreichen, als bei einer Steuerung durch niederohmige Quellen und spannungsbestimmter Vorspannung. Es hat sich jedoch erwiesen, daß diese Bedenken bei integrierten Schaltungen nur in geringem Maße gültig sind, da die Transistoren hier wegen ihrer gleichzeitigen Herstellung durch die gleiche Folge von Verfahrensschritten weitgehend übereinstimmende Stromverstärkungsfaktoren haben. Es ist ferner festgestellt worden, daß der für die Emitterschaltung gültige Vorwärtsstromverstärkungsfaktor eines Siliziumtransistors bei konstantem Kollektorstrom sich nur um 0,5% pro ⁰C Temperaturänderung ändert. Dies bedeutet, daß die strombestimmte Vorspannung von B-Verstärkerstufen in einer integrierten Schaltung durch Temperaturgradienten, die in der integrierten Schaltung auftreten, wesentlich weniger beeinflußt werden sollte als die konventionelle spannungsbestimmte Vorspannung, und dies hat sich auch als richtig erwiesen.

Auch wenn man die Transistoren einer B-Verstärkerstufe Eingangsströme anstatt Eingangsspannungen verstärken läßt, ist es vor-

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teilhaft, die Übernahmeverzerrungen mittels eines kleinen Kollektorruhestromes zu verringern als sich hierfür einer Gegenkopplung zu bedienen. Es wurde festgestellt, daß dies die Verwendung der bekannten Technik einer strombestimmten Vorspannung von B-Verstärkerstufen mit Basisströmen konstanten Werts ausschließen würde. Bei einer solchen Vorspannung ändern sich die Kollektorströme der Ausgangstransistoren linear mit ihren Beta-Werten. Dasselbe gilt daher auch für die Ruhe-Verlustleistung dieser Transistoren. Das Beta des Transistors einer integrierten Schaltung kann von Charge zu Charge infolge von Unterschieden in den Prozeßparametern in weiten Grenzen schwanken und zu unannehmbar hohen Ruheverlustleistungen in mindestens einem Teil der Gesamtproduktion führen. Der Beta-Wert ändert sich auch in Abhängigkeit von der Temperatur, wie oben bereits erwähnt wurde. Bei Schaltungsanordnungen, die mit diskreten Bauelementen aufgebaut sind, kann man dieses Problem durch entsprechende Auswahl der Transistoren lösen. Bei integrierten Schaltungen würde eine Auswahl jedoch eine prohibitiv kostspielige Lösung darstellen, da es keine Verwendung für den Ausschuß an integrierten Schaltungen gibt. Bei einem gemäß der Erfindung aufgebauten Leistungsverstärker mit aufeinandergesetzten Transistoren werden den Ausgangstransistoren Basisruheströme zugeführt, die sich umgekehrt proportional zu ihrem Beta-Wert ändern, so daß die Kollektorruheströme im wesentlichen unabhängig vom Beta-Wert festgelegt sind. Dies ermöglicht es trotz Beta-Schwankungen, die durch Temperaturänderungen und Unterschiede bei der Herstellung der Einrichtungen verursacht werden, die Ausgangstransistoren auf einen Pegel vorzuspannen, der gerade noch ausreicht, um Übernahmeverzerrungen zu vermeiden.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Phasenteilerverstärker, der zur Erzeugung von Gegentakt-B-Signalen für die Ausgangstransistorstufen dienen kann, dazu verwendet, den Ausgangstransistorverstärkerstufen betaabhängige Basisruheströme zuzuführen.

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Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter
Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, bei der Widerstände, die für Temperatur- und Transistor-Beta-Schwankungen empfindlich sind, für eine strombestimmte Vorspannung aufeinandergesetzter npn-Leistungstransistoren verwendet werden;

Pig. 2 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der Widerstände, die empfindlich für Schwankungen der Temperatur und des Transistor-Beta-Wertes sind, für eine strombestimmte Vorspannung aufeinandergesetzter pnp-Verbund-Leistungstransistoren verwendet werden und

Fig. 3 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem Temperaturfühltransistoren für eine strombestimmte Vorspannung von pnp-Verbund-Leistungstransistoren verwendet werden, wobei zwei aufeinandergesetzte pnp-Verbund-Leistungstransistorschaltungen als Brückenverstärker geschaltet sind.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines Au doverstärkers 1OO,
von dem angenommen wird, daß er mit Ausnahme der Elemente 101, 103, 154,155 und 160 als integrierte Schaltung aufgebaut ist. Mit 101 ist eine Eingangssignalquelle bezeichnet, die ein Eingangssignal über einen Kondensator 103 an eine Vorverstärkerschaltung 105 liefert, die einen der Eingangssignalspannung
proportionalen Signalstrom erzeugt. Dieser Signalstrom wird
einem Schaltungsknoten 107 am Eingang einer Phasenteilerschaltung 110 mit Transistoren 111, 112 und 113 zugeführt.
Phasenteilerschaltungen dieses Typs sind in der US-PS 3 573 genauer beschrieben. Die Transistoren 112 und 113 liefern
Gegentakt-Kollektorströme, welche jeweils einem Stromspiegelverstärker 125 bzw. 120 als Eingangssignale zugeführt werden. Die Stromspiegelverstärker 125 und 120 invertieren die-Gegentakt-Kollektorströme der Transistoren 112 und 113 und speisen

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jeweils eine Basis-Elektrode von pnp-Verbund-Ausgangstransistoren 130 und 140.

Die dargestellten pnp-Verbund-Ausgangstransistoren 130 und 140 enthalten jeweils mehrere parallelgeschaltete Transistoren 131, 132, 133 und 134 bzw. 141, 142, 143 und 144, an ihre Stelle könnte jedoch auch jeweils eine einzige großflächige Einrichtung treten. Die Ausgangstransistoren 130 und 140 sind als Verbund-Transistoren dargestellt, um anzudeuten, daß ihre Strombelastbarkeit im allgemeinen wesentlich größer ist als die der anderen Transistoren, die in der Schaltung dargestellt sind. Die Ausgangstransistoren 130 und 140 liefern unter Steuerung der ihren Basis-Elektroden zugeführten Gegentaktsignalströme an einen Schaltungsknoten 151 einen Ausgangsstrom, der im wesentlichen proportional der Eingangssignalspannung von der Quelle 101 ist. Vom Schaltungsknoten 151 kann, wie dargestellt, eine Gegenkopplungsverbindung 153 zum Vorverstärker 105 vorgesehen sein um den Audioverstärker 100 als Ganzes gegenzukoppeln. Der dem Schaltungsknoten 151 zugeführte Ausgangsstrom wird einer äußeren Last 155 (Verbraucher) über einen Kondensator 154 zugeführt.

Die Anordnung, die die Ruheströme für die Transistoren 130 und 140 liefert ist, soweit die vorliegende Erfindung betroffen ist, von besonderem Interesse. Wenn der Verstärker von einer primären Betriebsspannungsquelle 160, die ungeregelt ist, mit Energie versorgt wird, ist ein Regler 165 (der z.B. einen Reihenwiderstand und eine Parallel-Lawinendiode 167 enthalten kann) zur Erzeugung einer geregelten Spannung an einem Schaltungsknoten 168 angeschlossen. Durch eine Darlington-Diodenschaltung 170 aus Transistoren 171, 172 gleicher Geometrie wird die Spannung an den Kollektor-Elektroden der Transistoren 171 und 172 so geregelt, daß sie gleich der Summe der Offeetspannungen an ihren Basis-Emitter-Übergängen, also im wesentlichen konstant ist. Die Spannung an in Reihe geschalteten Widerständen 173 und 174, die zwischen dem Schaltungsknoten 168 und der Darlington-Diodenschaltung liegen, ist also im wesentlichen konstant.

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Der Widerstand 173 wird durch eine einfache Diffusion zusammen mit den Basiszonen der Transistoren im Verstärker gebildet und sein Widerstand ist unabhängig von den Vorwärtsstromverstärkungsfaktoren (Beta) der Transistoren mit denen er integriert ist. Der Widerstand 174 wird als Einschnürungs- oder Pinch-Widerstand durch eine erste Diffusion zusammen mit den Basiszonen der Transistoren des Verstärkers 100 und eine zweite Diffusion zusammen mit den Emitterzonen der Transistoren gebildet. (Ein Pinch-Widerstand ist in der Zeichnung durch das als Zickzack-Linie verwendete Widerstandssymbol mit einem entlang diesem verlaufenden Strich dargestellt, um ihn bequem von den durch eine einzige Diffusion gebildeten Widerständen unterscheiden zu können. Der Widerstandswert des Widerstandes 174 ändert sich also proportional mit den Beta-Werten der npn-Transistoren. Die Nenn-Widerstandswerte der Widerstände 173 und 74 werden gleich gemacht. Die an ihre vereinigten Widerstandswerte angelegte, im wesentlichen konstante Spannung läßt durch sie einen Strom fließen, der bei einer Beta-Schwankung eine prozentuelle Änderung erfährt, die ein halb mal so groß ist wie die prozentuelle Änderung des Beta-Wertes selbst. In die Kollektoren der Transistoren 171 und 172 fließt daher insgesamt ein Ruhestrom,

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der sich proportional zu ß ' ändert, wobei ß der Vor- ^c npn npn

wärtsstromverstärkungsfaktor eines npn-Transistors in Emitterschaltung ist.

Da der Kollektorstrom des Transistors 171 um einen Faktor, der im wesentlichen gleich seinem Vorwärtsstromverstärkungsfaktor ß_n in Emitterschaltung ist, kleiner ist als der des Transistors 172, ist seine Basis-rEmitter-Offsetspannung im wesentlichen durch den folgenden Betrag kleiner als die des Transistors 172:

= kT In ß_npn (D

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dabei bedeuten:

k = Boltzmann-Konstante

T = absolute Temperatur und q = Ladung des Electrons.

Dies ergibt sich aus der Grundgleichung für die Transistorwirkung :

V = kT I
BE _ in C _{2)

q ¹S

in der bedeuten:

V_n-, = die Basis-Emitter-Of f setspannung des Transistors,

f>£a

Ip = der Kollektorstrom und

I₀ = der Sättigungsstrom des Transistors.

Für zwei Transistoren Ql und 02 gilt.:

Die Temperaturen T-. und T₂ der Transistoren Ol bzw. sind im wesentlichen gleich der Temperatur T, wenn die Transistoren in der gleichen integrierten Schaltung nahe beieinander angeordnet sind. Wenn die Transistoren 01 und 02 durch den gleichen Diffusionsprozeß im Schaltungsplättchen gebildet worden sind und entsprechende Basis-Emitter-tibergangsflachen haben, sind auch ihre Sättigungsströme (³^)_Oi ^und ^¹S* 02 ³^^{11 wesent}~ liehen gleich. Subtrahiert man V_n,-, von Vq₁-, so erhält man

^{BE BE}

<^VBE> ^Q1	= ^kTQl	In CTQl
<^VBE> Q²	g	In ^0*02
	q	^(IS⁾Q2

02 ^BEQ1

, das eine Funktion des Verhältnisses der Kollektorströme ₀₁ und (Ip)₀₂ ^der Transistoren Ql bzw. Q2 ist. Es ist also:

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AV = kT (I_r)

— ^1η

q ^iIC⁾Q2

Der Emitterstrom des Transistors 171 ist mit Ausnahme des vernachlässigbär kleinen Basisstromes gleich seinem Kollektorstrom. Der Emitterstrom des Transistors 171 ist der Basisstrom des Transistors 172 und der Kollektorstrom des Transistors 172 ist um seinen VorwärtsStromverstärkungsfaktor ß in Emitterschaltung größer als dieser Basisstrom. Es ist also:

«Voi = ß -ι

npn (6)

wobei Ql und Q2 für die Transistoren 172 bzw. 171 steht. Zur Substitution aus der Gleichung (6) in die Gleichung (6) erhält man die Gleichung (1).

An den in Reihe geschalteten Basis-Emitter-übergängen der Transistoren 111 und 113 muß jeweils die Hälfte der an ihnen liegenden V₇, -Spannungen der Transistoren 171 und 172, einschließlich AV_BE, wie es durch die Gleichung (1) definiert ist, liegen. (Da durch die in Reihe geschalteten Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 111 und 113 praktisch der gleiche Strom fließt, müssen die Basis-Emitter-Spannungen, die das Fließen dieser im wesentlichen gleichen Ströme zulassen, ebenfalls im wesentlichen gleich sein.) Setzt man voraus, daß die Transistoren 111, 112 und 113 gleichartiger Geometrie die gleiche Geometrie wie die Transistoren 171 und 172 haben, so folgt aus Gleichung (5), daß die Kollektorströme der Transistoren 111, 112 und 113 bezüglich des Transistors 172 im wesentlichen im Verhältnis l:ß "¹^² stehen.

npn

(Die zwischen der Kollektor- und der Emitter-Elektrode des Transistors 172 auftretende Spannung ist zwar so klein, daß die Transistoren 111, 112 und 113 kaum in den Flußbereich vorgespannt werden, der in die Darlington-Diodenschaltung 170 fließende Strom ist jedoch selbst bei den negativen Spitzen des dem

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Schaltungsknoten 107 zugeführten Signals wesentlich größer als der Basisstrom des Transistors 113. Die niedrige Quellenimpedanz der Darlington-Diodenschaltung 170 ist also soweit es die Abgabe der Basisspannung betrifft, für alle Eingangssignalbedingungen gewährleistet.)

Da der Kollektorstrom des Transistors 172 (der dominierende Anteil des Stromes, der von der Darlington-Diodenschaltung 170 über die in Reihe geschalteten Widerstände 173 und 174 aufge-

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nommen wird) über den Faktor ß ' mit der Spannung an den

npn *·

Widerständen in Beziehung steht, ändern sich die Kollektorströme der Transistoren 111, 112 und 113 proportional zu ß , d.h. also umgekehrt proportional zu ß . Diese den Stromspiegelverstärkern 120 und 125 zugeführten Ströme werden um einen Faktor verstärkt, der von der Geometrie der jeweiligen Teiltransistoren abhängt und unabhängig von ß ist. Die Verbund-Ausgangstransistoren 130 und 140 werden also mit Basisströmen gespeist, die umgekehrt proportional zu ß_nDn sind. Die Kollektorruheströme der Verbund-Ausgangstransistoren 130 und 140 sind durch ihre Basisruheströme multipliziert mit dem für die Emitterschaltung geltenden VorwärtsStromverstärkungsfaktor bestimmt, der jeweils gleich ß ist. Diese Kollektorruheströme sind daher also im wesentlichen unabhängig von dem veränderlichen ß und zwar sowohl hinsichtlich von Temperaturschwankungen des Beta-Wertes als auch Unterschieden, die bei verschiedenen Chargen durch unterschiedliche Verfahrensparameter entstehen.

Eine andere Möglichkeit, der Basis-Elektrode des Transistors 113 eine Vorspannung zuzuführen, um die Kollektorruheströme der Verbund-Ausgangstransistoren 130 und 140 zu bestimmen, besteht in der Verwendung der in Fig. 1 der US-PS 3 573 645 dargestellten Vorspannungsschaltung. Die Vorspannung wird an einer Reihenschaltung aus zwei als Diode geschalteten Transistoren erzeugt, die gleiche Basis-Emitter-übergangsflächen haben, welche jeweils um ein Mehrfaches größer sind als die Fläche der Basis-Emittertibergänge der Transistoren 111, 112 und 113. Die als Dioden geschalteten Transistoren sind mit ihren Basis-Elektroden direkt

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an ihre Kollektor-Elektroden angeschlossen; die effektive Kathode und Anode der Diode werden durch jeweils eine getrennte Kollektor- und Emitter-Elektrode der Transistoren gebildet. Diese Reihenschaltung wird über einen betaabhängigen Widerstand, wie einen Pinch-Widerstand, mit einer stabilisierten Spannung vorgespannt.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Vorspannungsschaltung gemäß Fig. 2 der erwähnten US-PS 3 573 645 zu verwenden, bei der die Spannung, die an einer Reihenschaltung aus drei als Diode geschalteten Transistoren entsteht, über einen Emitterfolger auf die Basis-Elektrode des Transistors 113 gekoppelt wird. Die Reihenschaltung wird über einen betaabhängigen Widerstand, wie einem Pinch-Widerstand, von einer geregelten Spannungsquelle vorgespannt. Der Emitterfolger wird durch den Kollektorstrom eines Transistors, der mit einem der als Diode geschalteten Transistoren in einer Stromspiegelverstärkerschaltung liegt, auf einen Stromwert entsprechend dem der als Dioden geschalteten Transistoren vorgespannt.

Stromteilerschaltungen die, wie es in den beiden vorangehenden Absätzen ausgeführt wurde, einen betaabhängigen Widerstand enthalten und Vorspannungsströme liefern, die in inverser Beziehung zum Beta von aufeinandergesetzten Leistungsendverstärkerstufen stehen, sollen in den Rahmen der vorliegenden Erfindung fallen und bilden den Gegenstand gewisser Ansprüche.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2 werden in den aufeinandergesetzten Endstufen des Verstärkers Verbund-Transistoren 230 und 240 verwendet. Die Verbund-Transistoren arbeiten wie ein pnp-Transistor. Sie enthalten jeweils einen pnp-Eirtgangstransistor 235 bzw. 245, der entsprechend dem ihm zugeführten Basisstrom von seiner Kollektor-Elektrode einen Kollektorstrom abgibt, der sich im wesentlichen gleichmäßig auf die Basisströme von nachgeschalteten npn-Teiltransistoren 131, 132, 133 und 134 bzw. 141, 142, 143 und 144 aufteilt. Der Basisstrom jeder dieser npn-Teiltransistoren wird um den Faktor ß verstärkt und die verstärkten-Ströme werden an den mitein-

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ander verbundenen Emitter-Elektroden und den miteinander verbundenen Kollektor-Elektroden summiert. Die parallelgeschalteten npn-Transistoren haben daher einen Gesamt-Emitterschaltungs-VorwärtsstromverStärkungsfaktor ß . Das Beta jedes Verbund-Transistors 230 und 240 ist daher im wesentlichen gleich ß · ^ß _non* also gleich dem Produkt des Beta-Wertes des pnp-Eingangsoder Vorverstärkertransistors 235 bzw. 245 und des Beta-Wertes der npn-Teiltransistoren.

Der Faktor ß geht in den Kollektorruhestrom der pnp-Verbund-Transistoren 230 und 240 ein und wird in der oben beschriebenen Weise kompensiert. Die Spannung an den in Reihe geschalteten Widerständen 173 und 174 ist gleich der geregelten Spannung am Schaltungsknoten 168 abzüglich der Summe der Offsetspannungen eines Transistors 275 und der Transistoren 171, 172 und damit im wesentlichen konstant. Wie bei dem Verstärker gemäß Fig. 1 und aus denselben Gründen ist der die Widerstände 173 und 174 durchfließende Strom proportional zu

ß -^1/2

npn . Dieser Strom ist der für den Transistor 275 erforderliche Emitterstrom. Um das Fließen eines solchen Stromes zu ermöglichen, muß ein Basisstrom umgekehrt proportional dem ß -, d.h. proportional dem ß_DnD -fachen (mit guter Näherung) von der Basis-Elektrode des Transistors 275 durch die Kollektor-Elektrode der Transistoren 171 und 172 fließen.

Der von den verbundenen Kollektor-Elektroden der Transistoren 171 und 172 der Darlington-Diodenschaltung 170 ge-

-1/2 -1 lieferte Strom ist dann proportional zu ß_ _n ß . Durch

das Anlegen der resultierenden Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 172 an die Phasenteilerschaltung 110 ergeben sich dann, wie in Verbindung mit Fig. 1 erläutert wurde, in den Transistoren 112 und 113 Kollektorströme, die zu dem Strom, der den verbundenen Kollektor-Elektroden der Transistoren 171 und

-1/2 172 zugeführt wird, im wesentlichen im Verhältnis ß_npn

stehen. Die Kollektorströme der Transistoren 112 und 113 stehen dann zu dem Strom, der durch die in Reihe geschalteten Widerstände 173 und 174 fließt, im wesentlichen im Verhältnis

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—1 —1

β β . Diese Kollektorströme, die umgekehrt proportiopnp npn

nal zu ß ß sind, werden als Basisströme den Verbundpnp npn

Transistoren 23Ο und 240 zugeführt, deren Beta gleich ß_Dn_ ^ß _nr>_n ist. In ihnen fließen daher Kollektorruheströme die praktisch konstant und betaunabhängig sind.

Ein interessanter Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Verbindung der Kollektor-Elektrode des als Verstärker in Basisschaltung arbeitenden Transistors 113 mit der effektiven Basis-Elektrode des pnp-Verbund-Transistors 240, dessen effektive Emitter-Elektrode sich auf Ausgangssignalpotential befindet. Der pnp-Verbund-Transistor befindet sich in einer Bootstrap-Emitter-Verstärkerschaltung, d.h. daß er am Emitter und nicht am Kollektor belastet, also mit dem Verbraucher verbunden ist. Die Ausgangssignalschwankungen werden über den Basis-Emitter-Obergang des Transistors 245 übertragen und verursachen Spannung sSchwankungen an seiner Basis-Elektrode. Diese auf die Kollektor-Elektrode des Transistors 113 gekoppelten Spannungsschwankungen haben keinen nachteiligen Einfluß auf die Phasenteilerschaltung 110, da der Verstärkungsfaktor eines in Basisschaltung arbeitenden Verstärkers im wesentlichen Eins ist, unabhängig von der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistorelements (113) , und die Basisschaltung den Basis-Emitterübergang des Transistorelements (113) vom Kollektor-Ausgangsstrom entkoppelt.

Bei einer Vertauschung der Verbindungen zwischen den Kollektor-Elektroden der Transistoren 112 und 113 mit den Basis-Elektroden der Transistoren 235 und 236 würde jedoch die Arbeitsweise der Phasenteilerschaltung 110 beeinträchtigt. Die Spannungsschwankungen an der Basis-Elektrode des Transistors 245 würden dann auf die Kollektor-Elektrode des Transistors 112 gekoppelt. Bei einer Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung eines Transistors ändert sich seine Steilheit. Eine Änderung der Steilheit des Transistors 112 würde den Verstärkungsfaktor des den Transistor 112 und den als Diode geschalteten Transistor 111 enthaltenden Stromspiegelverstärkers

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in unerwünschter Weise ändern. Es würden geringfügige, jedoch meßbare und unerwünschte Abweichungen von dem im wesentlichen Eins betragenden Sollwert des Verstärkungsfaktors der Stromspiegelverstärkerschaltung eintreten, der das Komplement desjenigen des als Verstärker in Basisschaltung arbeitenden Transistors 113 sein soll.

Bei der gemäß Fig. 2 aufgebauten Schaltungsanordnung wird die Kollektorspannung des Transistors 112 durch das Signal nicht wesentlich geändert. Die Basis-Elektrode des Transistors 235 wird innerhalb der Offsetspannung seines Basis-Emitter-überganges, die im wesentlichen konstant ist, auf der von der Betriebsspannungsquelle 160 gelieferten Spannung gehalten.

In Fig. 3 ist ein Leistungsverstärker dargestellt, der eine erste Endstufe mit zwei aufeinandergesetzten pnp-Verbund-Transistoren 230 und 240 sowie eine zweite Endstufe mit zwei aufeinandergesetzten pnp-Ausgangs-Verbund-Transistoren 330 340 enthält. Diese beiden Endstufen werden durch Phasenteilerschaltungen 110 bzw. 310 gegenphasig gesteuer-t und liefern gegenphasige Ausgangssignale an Klemmen 351 und 352. Diese Ausgangssignale haben im wesentlichen gleiche Ruhewerte, so daß die Last 155 unmittelbar zwischen die die Ausgangssignale führenden Klemmen geschaltet werden kann. Diese Art von Verstärkerund Lastschaltung wird als Brückenverstärker bezeichnet und hat den Vorteil, daß zwischen ihren Teilverstärkern und der Last keine Gleichstromisolation erforderlich ist. Die gegenphasigen Signale an den Klemmen 351 und 352 werden in einem Differenzverstärker 360 subtraktiv vereinigt, um auf einer Leitung 361 ein Fehlersignal zu erzeugen, das der Vorverstärkerschaltung 105 zugeführt wird, die die Signale für die Phasenteilerschaltungen 110 und 130 liefert. Hierdurch wird die Gesamt-Gegenkopplungsschleife geschlossen. Der Differenzverstärker 360 enthält Schaltungselemente 362, 363, 364, 365, 366, 367 sowie und gehört einem Typ an, der ohne Überlastung und ohne Beeinträchtigung der Gleichtaktunterdrückung große Eingangssignalspannungshübe verarbeiten kann. Differenzverstärker dieser Art

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sind an anderer Stelle näher erläutert (Anmeldung entsprechend US-Ser.No. 363 630 vom 24. Mai 1973). Die differenzmäßige Gegenkopplung von den Ausgangsklemmen 351 und 352 zur Vorverstärkerschaltung 105, wie sie durch den Differenzverstärker 360 bewirkt wird, ermöglicht keine Korrektur von gleichsinnigen Vorspannungsfehlern an den Klemmen 351 und 352. Die Verwendung einer strombestimmten Vorspannung der Endverstärkerstufen 230, 240, 330 und 340 ermöglicht es diesen jedoch thermische Gleichgewichtsbedingungen anzunehmen, bei denen diese gleichsinnigen Ruhespannungsfehler klein sind.

Die Phasenteilerschaltung 310 ist im Prinzip ein Abbild der Phasenteilerschaltung 110. Die Basiselektrode der in den Phasenteilerschaltungen 110 und 310 enthaltenen Transistoren 113 bzw. 313 werden durch ein und dieselbe Vorspannungsschaltung 370 vorgespannt. Die Phasenteilerschaltung 310 unterscheidet sich von der Phasenteilerschaltung 110 jedoch darin, daß die Kollektorelektrode eines in ihr enthaltenen, als Verstärker in Emitterschaltung arbeitenden Transistors 312 mit dem als Verstärker in Emitterschaltung arbeitenden pnp-Verbund-Transistor 340 gekoppelt ist. Wie oben erwähnt, könnte dies dadurch Schwierigkeiten ergeben, daß sich die Steilheit des Transistors 312 in Abhängigkeit von Schwankungen seines Kollektorstromes ändert. Dieses Problem wird durch Einschaltung eines als Verstärker in Basisschaltung arbeitenden Transistors 314 gelöst, der den Kollektorstrom des Transistors 312 mit einer Verstärkung von ungefähr Eins zur Basis-Elektrode des Transistors 345 überträgt. Die Kollektorspannungen der Transistoren 311 und 312 werden im wesentlichen gleich gehalten. Die Basis-Elektroden von Transistoren 313 und 314 liegen auf dem gleichen Potential und die Offsetspannungen an den Basis-Emitter-Übergängen dieser Transistoren sind im wesentlichen gleich. Die Übereinstimmung der Kollektorspannungen der Transistoren 311 und 312 trägt für sich allein schon - zum Unterschied vom Fehlen von Schwankungen der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 312 - wesentlich dazu bei, daß der Verstärkungs-

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faktor des durch diese Transistoren gebildeten Stromspiegelverstärkers ausschließlich in Abhängigkeit von den Flächen der Basis-Emitter-Obergänge dieser Transistoren bestimmt wird. In der Phasenteilerschaltung 110 könnte also mit gewissen Vorteilen ein in Basisschaltung arbeitender Verstärkertransistor verwendet werden, um die Kollektor-Elektrode des Transistors 112 mit der Basiselektrode des Transistors 235 zu koppeln, wenn auch eine solche Verbindung nicht dargestellt ist. *

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 ist von besonderem Interesse die Vorspannungsschaltung 370, die in Verbindung mit den Phasenteilerschaltungen 110 und 310 betaabhängige Basisruheströme an die pnp-Verbund-Transistoren 23O, 24O, 330 und 340 liefern. In dieser Schaltung v/erden keine betaabhängige Widerstände verwendet. Dies ist zumindest derzeit vorteilhaft, soweit es sich um eine integrierte Schaltung handelt. Der Absolutwert eines betaabhängigen Pinch-WiderStandes ist nämlich schwieriger zu kontrollieren als der eines Widerstandes, der durch eine einzige Diffusion herstellbar ist.

Die Vorspannungsschaltung 37O enthält einen Widerstand 371, der einen betaunabhängigen Widerstand hat, wie z.B. ein durch eine einzige Diffusion gebildeter Widerstand. Die Spannung am Widerstand 371 ist im wesentlichen konstant und gleich der stabilisierten Spannung am Schaltungsknoten 168 abzüglich der Summe der Basis-Emitter-Offsetspannungen eines pnp-Transistors 372 und npn-Transistoren 373, 374 sowie 375. Diese an dem betaunabhängigen Widerstand 371 liegende, im wesentlichen konstante Spannung läßt in einem pnp-Verbund-Transistor 376 einen im wesentlichen konstanten, betaunabhängigen Emitterstrom fließen. Der Stromverstärkungsfaktor des pnp-Verbund-Transistors 376 ist gleich dem Produkt aus dem Stromverstärkungsfaktor ß seines pnp-Teiltransistors 372 und des Stromverstärkungsfaktors ß seines npn-Teiltransistors 377. Der Basisstrom des pnp-Verbund-Transistors 376, der über die Reihenschaltung aus den als Dioden geschalteten Transistoren 373, 374 und 375 zur Basis-Elektrode des Transistors 372 fließt, ist daher

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mit guter Näherung diesem Produkt ß ß umgekehrt proportional.

Die Transistoren 373, 374, 375 und Transistoren 378, 379 haben gleiche Geometrien. Die als Dioden geschalteten Transistoren 373, 374 und 375 haben gleiche Basis-Emitter-übergangs-Offsetspannungen, auf diedhre Kollektor-Emitter-Spannungen in Abhängigkeit vom Basisstrom des Transistors 372 geregelt v/erden. Dieser Regelprozeß bewirkt, daß ihre Emitterströme im wesentlichen gleich dem Basisstrom des Transistors 372 sind. Der als Diode geschaltete Transistor 375 bildet zusammen mit dem Transistor 378 einen Stromspiegelverstärker; der Emitterstrom des Transistors 378 ist daher im wesentlichen gleich dem Basisstrom des Transistors 372. Dasselbe gilt für seinen Kollektorstrom, der im wesentlichen gleich seinem Emitterstrom ist und den überwiegenden Anteil des Emitterstromes des Transistors 379 bildet. Die Offsetspannung am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 379 ist daher im wesentlichen gleich der Kollektor-Emitter-Spannung jedes der als Diode geschalteten Transistoren 373, 374 und 375.

Die den Basis-Elektroden der Transistoren 113, 313 zugeführte Spannung ist daher im wesentlichen gleich dem Doppelten der Kollektor-Emitter-Spannung (und der Basis-Emitter-Spannung) jedes der als Diode geschalteten Transistoren 373, 374 und 375. Diese Spannung teilt sich gleichmäßig zwischen die Basis-Emitterübergänge der Transistoren 113 und 111 (sowie 313 und 311) auf. Die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren 113, 111, 112 (sowie 313, 311 und 312) wird dann jeweils im wesentlichen gleich der eines als Diode geschalteten Transistors 373, 374 und 375 sein. Die Kollektorruheströme der Transistoren 112, 113, 312 und 313 sind daher Vielfache des Kollektorstromes der Transistoren 373, 374 und 375; der Faktor wird dabei durch das Verhältnis der Fläche der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren der einen dieser Gruppen zu der der anderen dieser Gruppen bestimmt. Dieser Faktor ist betaunabhängig und gleich Eins, wenn alle diese Transistoren Basis-Emitter-Übergänge gleicher Fläche haben.

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Die Kollektorruheströme der Transistoren 112, 113, 312 und

313 sind daher umgekehrt proportional zum Produkt ß ß

pnp npn

Bei der Verwendung als Basisruheströme für die Ausgangs-Verbund-Transistoren 230, 240, 330 und 340 werden die Kollektorruheströme der Verbund-Transistoren im wesentlichen konstant und betaunabhängig sein. Dies ergibt sich daraus, daß das äquivalente Beta jedes pnp-Ausgangs-Verbund-Transistors (z.B. 230) gleich dem Produkt des Beta-Wertes ß seines pnp-Eingangstransistors (z.B. 235) und des Beta-Wertes ß seiner parallelgeschalteten npn-Tei!transistoren (z.B. 131, 132, 133 und 134) ist.

Die parallelliegenden, als Diode geschalteten Transistoren 111 und 311 können durch einen einzigen Transistor ersetzt werden, dessen Basis-Emitter-Übergang eine effektive Fläche hat, die das Doppelte der jedes dieser Transistoren 111 und 311 beträgt, ohne daß hierdurch die Arbeitsweise der Schaltung beeinträchtigt würde.

Der Begriff "Transistor" soll auch in den Ansprüchen sowohl Verbund-Transistoren als auch einfache Einzeltransistoren umfassen.

Bei den in den Fig. 1, 2 und 3 dargestellten Ausführungsbeispielen der Erfindung ist die Schaltungsanordnung zur Phasenteilung der Signale für die Steuerung der Ausgarigstransistoren in der Schaltungsanordnung enthalten, die zur Speisung der Ausgangstransistoren mit betaabhängigen Ruheströmen dient. Hierdurch werden Bauelemente eingespart. Die Phasenteilerschaltungen 110 oder 310 können jedoch auch passiv verwendet werden, ohne daß der Klemme 107 ein Signal zugeführt wird, und die Ausgangs-Verbund-Transistoren 130, 140 bzw. 230, 240 oder 330 und 340 können auf andere bekannte Weise durch Gegentaktströme gesteuert werden. Auch solche Schaltungen fallen in den Rahmen der vorliegenden Erfindung, da auch hier den Ausgangstransistpren betaabhängige Ströme zugeführt werden, die bewirken, daß ihre Kollektorruheströme unabhängig von Temperatur- und/oder Prozeßschwankungen konstant sind.

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Claims

Λλ JL ™ Patentansprüche

1. )J Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren, die gleichen Eeitungstyp, gleichen Vorwärtsstromverstärkungsfaktor Beta in Emitterschaltung und jeweils eine Emitter-, Kollektor- sowie Basis-Elektrode haben und mit ihren Emitter-Kollektor-Strecken in Reihe zwischen zwei Betriebsspannungsklemmen geschaltet sind, ferner mit einer Ausgangsklemme, die mit dem Kollektor des ersten und dem Emitter des zweiten Transistors verbunden ist, und mit einer die beiden Transistoren mit Signal- und Ruhevorspannung sströmen versorgenden Eingangsschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung (173, 174, 170, 110 oder 173, 174, 170, 110, 120, 125 oder 370, 110, 310) den ersten und zweiten Transistor (130, 140 bzw. 230, 240 bzw. 330, 340) mit Ruhevorspannungsströmen, die im wesentlichen gleich sind und sich invers als Funktion von Beta ändern, sowie mit Gegentaktsignalströmen für einen B-Betrieb versorgt.

2.) Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Eingangsschaltung eine Impedanzanordnung (173, 174) mit einem Widerstandswert, der sich mit der Quadratwurzel von Beta ändert, eine Anordnung (160, 167, 170), die an die Impedanzanordnung eine im wesentlichen konstante Spannung anlegt,um einen Strom zu erzeugen, der sich umgekehrt proportional zur Quadratwurzel von Beta ändert, und eine Stromverstärkeranordnung (110), die auf den die Impedanzanordnung fließenden Strom anspricht und die beiden Ruhevorspannungsströme liefert. '

3.) Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Eingangssignale dem Eingang der Stromverstärkeranordnung (110) zugeführt sind.

4.) Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Impedanζanordnung ein erstes und ein zweites Widerstandselement (173, 174) enthält, die im

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wesentlichen gleiche Nennwerte haben; daß der Widerstandswert des ersten Widerstandselements (173) im wesentlichen betaunabhängig ist und daß der Widerstandswert des zweiten Widerstandselements {174) sich proportional zu den Beta-Werten der Transistoren ändert.

5.) Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet-, daß das zweite Widerstandselement (174) gleichzeitig mit den Basis- und Emitterzonen des ersten und zweiten Transistors (130, 140; 230, 24O; 330, 340) in einem gemeinsamen Körper aus Halbleitermaterial unter Verwendung der gleichen Verfahrensschritte hergestellt wird und einen Widerstandswert hat, der sich in Abhängigkeit von der Temperatur und den Verfahrensparametern proportional zum Beta mindestens eines dieser Transistoren ändert:

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