DE2424814B2

DE2424814B2 - Gegentakt-b-verstaerkerschaltung

Info

Publication number: DE2424814B2
Application number: DE19742424814
Authority: DE
Inventors: Arthur John Flemmington N.J. Leidich (V.StA.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-05-24
Filing date: 1974-05-22
Publication date: 1976-12-16
Also published as: DE2424814A1; BE815518A; AT343182B; BR7404237D0; CA1018620A; AU6896274A; SE392659B; IT1012750B; JPS5022558A; FR2231150A1; FR2231150B1; GB1467058A; NL7406716A; US3887880A; JPS5412308B2; ATA432474A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gegentaktverstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Insbesondere betrifft die Erfindung Vorspannungsschaltungen für im B-Betrieb arbeitende Leistungsverstärker für den Tonfrequenzbereich, die in integrierter Form aufgebaut sind.

Unter dem Begriff »Verstärkerschaltung mit aufeinandergesetzten Verstärkerstufen« soll hier ein Verstärker verstanden werden, bei dem die Ausgangskreise der Verstärkerstufen bezüglich des Ruhestromes in Reihe geschaltet sind. Die Ausgangskreise der Verstärkerstufen werden normalerweise hinsichtlich des Signals im Gegentakt betrieben.

Unter dem Begriff »quasi-linearer Verstärker« soll hier ein Verstärker verstanden werden, dessen Ausgangssigna! in linearer Beziehung zum Eingangssignal steht, während die einzelnen Stufen nichtlinear arbeiten. In einem quasi-linearen Verstärker arbeiten die einzelnen Stufen typischerweise im B- oder AB-Betrieb.

Beta, β und /ty_e sind verschiedene Bezeichnungen für den Vorwärtsstromverstärkungsfaktor eines Transistors in Emitterschaltung.

Unter »Übernahmeverzerrung« versteht man den Verzerrungsanteil im Ausgangssignal eines quasilinearen Verstärkers, der davon herrührt, daß das Eingangs-

signal die Leitfähigkeit einer der Verstärkereinrichtungen (Transistoren) auf null herabsetzt, bevor es die andere der Verstärkereinrichtungen zum Leiten veranlaßt.

Es ist z.B. aus der Veröffentlichung von Faran & Fulks »High Impedance Drive for the Elimination of Crossover Distortion«, THE SOLID STATE JOURNAL, August 1961, Seiten 36-40, bekannt, daß es gewisse Vorteile mit sich bringt, wenn man quasi-lir.care Verstärker mit Ruhe- und Signalströ- ι ο men aus hochohmigen Quellen (strombestimmte Vorspannung) anstatt von niederohmigen Quellen (spannungsbestimmte Vorspannung) betreibt Ein Transistor ist nämlich hinsichtlich seines Beta-Wertes weniger nichtlinear als hinsichtlich seiner Steilheit g_m wenn sein Strom herabgesetzt wird. Die strombestimmte Vorspannung hat also von Natur aus den Vorzug besserer Linearität gegenüber der spannungsbesti.nmten Vorspannung.

Wenn man mit einer strombestimmten Vorspannung arbeitet, ist es einfach, den Basisruheströmen von Leistungsverstärker-Ausgangstransistoren Signalströme hinzuzufügen, ohne die Stabilisierung der Arbeitspunkte der Transistoren gegen thermisches Instabil werden zu beeinträchtigen. Es ist jedoch eine schwierigere Aufgabe. Signalspannungen den temperaturstabilisierten Vorspannungen zu überlagern, die den Basis-Emitter-Übergängen des Leistungstransistoren niederohmig zugeführt sind, wenn man mit spannungsbestim;nter Vorspannung arbeitet, ohne daß man gleichzeitig ein zu hohes Risiko hinsichtlich des thermischen Instabilwerdens eingeht. Eine rasche Erwärmung der Ausgangstransistoren während der Signalauswanderungen kann nämlich ihre Basis-Emitter-Offsetspannungen so schnell herabsetzen, daß die Regelung durch das Temperatur- 35, kompensationsnetzwerk bei der für die Verhinderung eines thermischen Instabilwerdens erforderlichen Verringerung der zugeführten Vorspannung nicht folgen kann.

Wenn man bei einem als integrierte Schaltung aufgebauten Verstärker mit strombestimmter Vorspannung arbeitet und die den Transistoren zugeführten Basisruheströme konstant sind, ändern sich die Kollektorruheströme der Ausgangstransistoren in Abhängigkeit von ihren Beta-Werten. Das Gleiche gilt dann auch für die Verlustleistung der Transistoren im Ruhezustand. Die Betawerte der Transistoren einer integrierten Schaltung können sich infolge von Schwankungen der Prozeßparameter von Charge zu Charge in einem weiten Bereich ändern. Die prozentualen Änderungen des Betawertes mit der Temperatur können ferner größer sein als die der Offsetspannung Vbe der in Flußrichtung vorgespannten Halbleiterübergänge, welche zur Regelung der Basis-Emitter-Spannungen der Verstärkerausgangstransistoren verwendet werden.

Bei einer Ausführungsform eines Verstärkers gemäß der Erfindung wird dem Ausgangstransistor oder den Ausgangstransistoren ein Basisruhestrom zugeführt, der sich umgekehrt proportional zu seinem Betawert ändert, so daß sein Kollektorruhestrom im wesentlichen unabhängig vom Betawert ist. Der dem Ausgangstransistor oder den Ausgangstransistoren zugeführte Basisruhestrom ist proportional zum Basieren in einem Hilfstransistor, dessen Kollektor-Emitter-Strom auf einen vorgegebenen Gleichstromwert geregelt ist. f>5

Dies ermöglicht es, aufeinandergesetzte Transistoren auf einen Wert vorzuspannen, der gerade ausreicht, um Übernahmeverzerrungen trotz Betaschwankungen zu vermeiden, die durch Temperaturänderungen oder Schwankungen der Verfahrensparameter bei der Herstellung der Einrichtungen verursacht werden. Die Ausgangstransistoren können thermisch mit dem Hiltstransistor gekoppelt werden, indem sie zusammen in einer integrierten Schaltung oder nahe beieinander auf einem gemeinsamen Kühlkörper angeordnet werden.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispieles einer Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung,

!" i g. 2 ein Schaltbild einer zweiten, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

Fig.3a, 3b und 3c Schaltbilder von bekannten Stromverstärkern, die sich für die Verstärkerschaltungen gemäß F i g. 1 und 2 eignen,

F i g. 4 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispieles der Erfindung und

Fig.5 ein Schaltbild eines bevorzugten, vierten Ausführungsbeispieles der Erfindung.

In Fig. 1 ist eine integrierte Schaltung 100 schematisch dargestellt, die Transistoren 101, 102,103 und 104 enthält. Die Transistoren 101 bis 104 haben im wesentlichen gleiche Beta- bzw. hf_e-Werte. Die Transistoren 101 und 102 können jedoch größere Abmessungen haben als die Transistoren 103 und 104, so daß sie eine höhere Strombelastbarkeit aufweisen. Die Transistoren 101 und 102 sind hinsichtlich der Zuführung von Betriebsspannungen über Klemmen » + BETR.SP.« und » — BETR.SP.« in Reihe geschaltet oder »aufeinandergesetzt«. Diese Transistoren 101 und 102 sollen als Ausgangsverstärkerstufen eines mit ihnen gebildeten quasi-linearen Verstärkers arbeiten, wobei ihren Basiselektroden Gegentaktsignale von einem nicht dargestellten Vorverstärker zugeführt werden. Diese Gegentaktsignale können Eingangsklemmen »EING. 1« und »EING. 2« von einem nicht dargestellten externen Vorverstärker oder einem zur integrierten Schaltung gehörigen Vorverstärker zugeführt werden. Die Transistoren 101 und 102 speisen eine nicht dargestellte Last, die zwischen eine Ausgangsklemme »AUSG.« und die nicht dargestellte Betriebsspannungsquelle geschaltet werden kann, die zur Stromversorgung der Transistoren

101 und 102 verwendet wird. Die Transistoren 101 und

102 bilden bezüglich der Speisung der Ausgangsklemme mit dem Ausgangssignal eine Gegentakt-Parallelschaltung.

Die Emitterströme der Transistoren 103 und 104 werden durch Stromregler 105 bzw. 106 geregelt. Diese Stromregler regeln bei der in F i g. 1 dargestellten Ausführungsform direkt die Emitterströme der Transistoren 103 und 104. Dies stellt eine zweckmäßige Möglichkeit einer weitgehenden Regelung des Emitter-Kollektor-Stromes eines Transistors dar, wenn sein Beta (ht_e) wesentlich größer als 1 ist, da der Emitter-Kollektor-Strom das h_fcl(\ +Anfache seines Ei"iitterstromes ist. Bei normalen Transistoren ist hr_c typischerweise größer als 30. Damit die Transistoren

103 und 104 die geregelten Emitterströme zu liefern vermögen, müssen sie Basisströme entsprechender Größe führen, die auch in den Eingangskreisen von Stromverstärkern 107 bzw. 108 fließen können. Die Basisströme der Transistoren 103 und 104 sind das l//ifr-fache ihrer Emitter-Kollektor-Ströme. Der Eingangskreis der Stromverstärker 107 und fO8 bildet

jeweils einen Gleichstromweg für die Vorspannung der Basiselektrode des zugeordneten Transistors 103 bzw. 104. Die Eingangskreise der Stromverstärker 107 und 108 haben gewöhnlich viel niedrigere Impedanzen als ihre Ausgangskreise, die mit den Basiselektroden der Transistoren 101 bzw. 102 gekoppelt sind. Die Stromverstärker 107 und 108 sind invertierende Stromverstärker, d. h„ daß die Eingangs- und Ausgangsströme beide entweder in sie hinein- oder aus ihnen herausfließen.

Die Emitterströme der Transistoren 103 und 104 werden durch die Stromregler 105 und 106 gleichgehalten. Die hfc- Werte der Transistoren 103 und 104 sind im wesentlichen gleich, so daß bei gleichen Emitterströmen auch ihre Basisströme gleich sind. Bei gleichen Verstärkungsfaktoren der Stromverstärker 107 und 108 und gleichen Eingangsströmen sind auch die Ausgangsströme, die den Basiselektroden der Transistoren 101 und 102 zugeführt werden, im wesentlichen gleich. Die Transistoren 101 und 102 haben im wesentlichen gleiches hfe. Ihre Emitter-Kollektor-Ströme betragen jeweils das Λ/e-fache des jeweiligen Basisstromes und sind daher im wesentlichen gleich und bilden den Ruhestrom durch ihre Emitter-Kollektor-Strecken.

Dieser Ruhestrom kann gerade groß genug gewählt werden, um die Einflüsse der Übernahmeverzerrung in der durch die Transistoren 101 und 102 gebildeten Endstufe auszuschalten, ohne daß dadurch der Arbeitsbereich des quasi-linearen Verstärkers nennenswert eingeschränkt wird. Dies hält die Ruheverlustleistung der Transistoren 101 und 102 auf einem konstanten, niedrigen Wert. Der Wert des Ruhestromes läßt sich durch die folgenden Maßnahmen beeinflussen:

1. Eine Änderung des Wertes, auf den die Emitter-Kollektor-Ströme der Transistoren 103 und 104 geregelt werden, und/oder

2. eine Änderung der gleichen Stromverstärkungsfaktoren der Stromverstärker 107 und 108.

Die Transistoren 101 und 102 können mit einer wesentlich größeren Strombelastbarkeit hergestellt werden als die Transistoren 103 und 104; die Afc-Werte aller dieser Transistoren sind jedoch im wesentlichen gleich, da sie sich innerhalb der gleichen integrierten Schaltung 100 befinden und daher durch die gleiche Folge von Verfahrensschritten hergestellt worden sind. Der Ruhestromwert der Transistoren 101 und 102 läßt sich daher im allgemeinen nicht durch Änderung des Λ/,-Wertes der Transistoren 101 und 102 bezüglich des der Transistoren 103 und 104 verändern.

Die Tatsache, daß die A/e-Werte der Transistoren 103 und 104 im wesentlichen gleich denen der Transistoren 101 und 102 sind, bedeutet, daß ihre hur Werte in jeder einzelnen integrierten Schaltung unabhängig von der Exemplarstreuung von einer integrierten Schaltung zur anderen einander proportional sind Diese Proportionalität ermöglicht es, den KoHektor-Emitter-Ruhestrom der Transistoren 101 und 102 reproduzierbar von integrierter Schaltung zu integrierter Schaltung gerade so einzustellen, daß Übernahmeverzerrungen vermieden werden. Ein höheres hf_e wird die Basisströme verringern, die die Transistoren 101 und 102 benötigen, um den gewünschten Wert des sie durchfließenden Ruhestromes aufrechtzuerhalten. Ein höheres h[_e verringert das inverse Verhältnis der Basisströme der Transistoren 103 und 104 bezüglich ihrer im wesentlichen konstanten Emitter-Kollektor-Ströme. Wenn den Stromverstärkern 107 und 108 solche kleineren Basisströme von den Transistoren 103 und 104 zugeführt werden, verringert sich der den Basiselektro den der Transistoren 101 bzw. 102 zugeführt! Basisstrom. Die den Transistoren 101 und 10: zugeführten Basisströme werden wegen des höheren h, der Transistoren 103 und 104 im richtigen Verhältni herabgesetzt, um den durch die Erhöhung der Λ/c-Werti der Transistoren 101 und 102 verringerten Basisstrom anforderungen Rechnung zu tragen. Die durch Tempe raturschwankungen verursachten Änderungen der hf_e

ίο Werte der Transistoren 101 bis 104 kompensieren siel gerade so wie die, welche durch Schwankungen de Produktionsparameter verursacht werden. Eine Erhö hung der Ruheverlustleistung durch temperaturbeding te Erhöhung der hr_e-Werte der Transistoren 101 und 10; wird auf diese Weise vermieden.

In entsprechender Weise werden durch eine Erniedri gung der hf_e-Werte die Basisströme heraufgesetzt, dii die Transistoren 101 und 102 benötigen, um dei gewünschten Wert des sie durchfließenden Ruhestrom aufrechterhalten zu können. Eine niedrigeres hf_e erhöh den Basisstrom der Transistoren 103 und 104 wegei ihrer im wesentlichen konstanten Emitter-Kollektor Ströme. Die vergrößerten Basisströme von dei Transistoren 103 und 104, die den Stromverstärkern 101 bzw. 108 zugeführt werden, bewirken eine Erhöhung de: Basisstromes, der den Transistoren 101 bzw. IO: zugeführt wird, wodurch deren erhöhten Anforderun gen genügt wird.

F i g. 2 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, di< einen einfacheren Schaltungsaufbau hat als die gemäi Fig. 1. Die Transistoren 103, 104 und die Stromregle 105, 106 des Verstärkers gemäß F i g. 1 sind hier durcl einen einzigen Transistor 213 mit einem einzigei Stromregler 215 ersetzt. Der Emitter-Kollektor-Stron des Transistors 213 wird durch den Stromregler 215 in wesentlichen konstant gehalten. Der Basisstrom de: Transistors 213 beträgt das 1//j_fe-fache seines Emitter Kollektor-Stroms und teilt sich zu gleichen Beträgen au die Eingangskreise der Stromverstärker 107 und 10} auf, die gleiche Eingangsimpedanzen haben. Wenn dei Stromregler 215 im Transistor 213 einen Emitter-Kol lektor-Strom fließen läßt, der doppelt so groß ist wi( der, der von den Stromreglern 105 und 106 jeweil: individuell in den Transistoren 103 und 104 verursach wird, wird der Basisstrom des Transistors 213 doppelt se groß sein wie der jedes Transistors 103 und 104. Teil man diesen doppelten Basisstrom gleichmäßig auf die Eingangskreise der Stromverstärker 107 und 108 auf, se erhält man dieselben Verhältnisse, wie sie durch die Schaltungselemente 103, 104, 105 und 106 verursach werden. Die Schaltungselemente 213 und 215 könnei daher als unmittelbarer Ersatz für die Schaltungsele

mente 103,104,105 und 106 dienen.

In den Fig.3a, 3b und 3c sind typische bekannt«

Stromverstärkerschaltungen dargestellt, deren Strom verstärkungsfaktor jeweils ausschließlich durch die relativen Geometrien oder Abmessungen der enthalte nen Einrichtungen bestimmt wird und die sich all Stromverstärker 107 und 108 in den Verstärkern gemä£

F i g. 1 und 2 verwenden lassen. Die Stromverstärke! enthalten jeweils einen Transistor 301, dessen Kollek torelektrode an eine Eingangsklemme EING. ange schlossen ist und dessen Basis-Emitter-Spannung durcl· eine Kollektor-Basis-Gegenkopplung so geregelt ist

daß der Transistor den der Eingangsklemme zugeführ ten Strom im wesentlichen übernehmen kann. Die durcl· diese Gegenkopplung dem Basis-Emitter-Übergang de< Transistors 301 zugeführte Spannung wird außerdem at

den Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 302 gelegt und regelt dessen Kollektorstrom, der über eine Ausgangsklemme AUSG. von der sicherstellenden Schaltungsanordnung (der Basiselektrode des Transistors 101 bzw. 102 im Verstärker gemäß Fig. 1 und 2) s aufgenommen wird. Da die Stromdichte im Basis-Emitter-Übergang eines Transistors durch die angelegte Basis-Emitter-Spannung geregelt wird, ist die Stromverstärkung dieser Stromverstärker durch das Verhältnis der effektiven Fläche des Basis-Emitter-Überganges des Transistors 302 zu der des Transistors 301 bestimmt, also lediglich durch geometrische Parameter, die von integrierter Schaltung zu integrierter Schaltung zuverlässig reproduziert werden können. Der in Fig.3c dargestellte Stromverstärker hat den aus der Zeichnung ι s ersichtlichen Aufbau, aus dem sich auch seine Arbeitsweise entnehmen läßt.

F i g. 4 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, bei der der Emitter-Kollektor-Strom (oder einfach Kollektorstrom) eines Transistors 213 und nicht sein Emitterstrom durch einen Regler geregelt wird. Die als Ausgangstransistoren arbeitenden Transistoren 101 und 102 der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 7 sind, wie dargestellt, beide Verbundtransistoren und enthalten jeweils vier parallelgeschaitete Einzeltransistoren. Hierdurch wird die Strombelastbarkeit der Transistoren 101 und 102 erhöht, ohne ihr hr_e wesentlich zu beeinflussen. Die Transistoren 101 und 102 sind hier npn-Typen und nicht pnp-Typen, wie bei Fig. 1 und 2, und die ihnen zugeführten Betriebsspannungen sind dementsprechend umgepolt.

Den Transistoren 101 und 102 werden Basisruheströme von zwei kombinierten Stromverstärkern 400 zugeführt, die die Funktionen der Stromverstärker 107 bzw. 108 in Fig. 1 und 2 erfüllen und entsprechend F i g. 3c aufgebaut sind, sich jedoch in zwei Transistoren 401 und 403 teilen. Von der Basiselektrode des Transistors 213 wird ein Strom, der dem von den Transistoren 101 und 102 zur Vermeidung von Übernahmeverzerrungen benötigten Strom proportional ist, einer Reihenschaltung aus den als Diode geschalteten Transistoren 401 und 403 zugeführt. An den jeweils als Diode geschalteten Transistoren 401 und 403 entsteht dadurch eine Basis-Emitter-Off setspannung, wie sie für die Aufrechterhaltung dieses Stromes erforderlich ist. der hauptsächlich als Kollektorstrom durch diese Transistoren 401 und 403 fließt. Die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 401 wird den Basis-Emitter-Übergängen von Transistoren 405 und 406 zugeführt, so daß deren Kollektorstrom über einen vorgegebenen Verstärkungsfaktor K vom Kollektor strom des Transistors 401 abhängt Bei gleicher Struktur der Transistoren 405 und 406 ist dieser Verstärkungs faktor K gleich dem Verhältnis der effektiven Fläche des Basis-Emitter-Überganges eines dieser Transistoren zu der des Transistors 401.

Die Kollektorströme der Transistoren 405 und 406 werden mit einer im wesentlichen 1 betragenden Stromverstärkung durch in Basisschaltung arbeitende Transistoren 407 bzw. 408 den Basiselektroden der Transistoren 101 bzw. 102 zugeführt Der von der Basiselektrode des Transistors 213 zu liefernde Basisstrom ist dann MK mal so groß wie der der Basiselektrode jedes Transistors 101 und 102 zuzuführende Strom. Der Kollektorstrom des Transistors 213 sollte so geregelt werden, daß er MK mal so groß ist wie der Kollektorruhestrom, der in den Transistoren 101 und 102 fließen soll, um Übernahmeverzerrungen zu verhindern.

In Fig.4 ist die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 213 mit einem Widerstand 417 in Reihe geschaltet, und dieser Reihenschaltung liegt die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors 415 parallel, der als Parallelregeltransistor arbeitet. Diese Parallelschaltung ist mit der Kollektorelektrode eines Transistors 416 verbunden, um von ihr einen Gleichstrom abzuführen, der größer ist als der für den Transistor 213 gewünschte Kollektorstrom. Wenn der Kollektorstrom für den Transistor 213 unter den gewünschten Sollwert sinkt, verringert sich der Potentialabfall am Widerstand 417. der den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 415 in Flußrichtung vorspannt. Der Stromfluß in der Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 415 wird dann entsprechend verringert, und von der Emitterelektrode des Transistors 213 wird dann mehr Sirom abgenommen. Hierdurch steigt dann der Kolleklorstrom des Transistors 213 an und strebt an, dadurch das Absinken unter den Sollwert zu korrigieren.

Durch einen etwaigen übermäßigen Kollektorstrom vom Transistor 213 wird der Spannungsabfall am Widerstand 417 erhöht, und der Transistor 415 wird dadurch weiter in den Flußbereich ausgesteuert. Ein größerer, über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 415 fließender Strcmanteil verringert den von der Emitterelektrode des Transistors 213 gezogenen Strom. Hierdurch wird der Kollektorstrom des Transistors 213 im Sinne einer Korrektur des Anstieges über den Sollwert herabgesetzt.

Die Vorspannung des Transistors 416 erfolgt auf einfache Weise. Seiner Basiselektrode wird eine Flußvorspannung durch einen Spannungsteiler aus einem Widerstand 418, einem als Diode geschalteten Transistor 419 und einem Widerstand 420 zugeführt. Die Offsetspannung an dem als Diode geschalteten Transistor 419 kompensiert die Offsetspannung am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 416. Die am Widerstand 421 auftretende Spannung ist im wesentlichen gleich der Spannung am Widerstand 420. Der Widerstandswert des Widerstandes 421 wird bezüglich der an ihm liegenden Spannung gemäß dem Ohmscher Gesetz klein genug bemessen, um im Transistor einer Emitterstrom einer für die Unterhaltung des erfordern chen Kollektorstromes ausreichenden Größe zu erzeu gen.

Dieses Erfordernis besteht, wie erwähnt, darin. da[ der Kollektorstrom des Transistors 416 den Kollektor Emitter-Strom übersteigt, der durch den Transistor 21: fließen soll. Der Transistor 415 kann immer teilweisi leitend gehalten werden, so daß seine Parallelregelwir kung gewährleistet ist

Fig.5 zeigt einen Verstärker, in dem die für di Vorspannung der Eingangskreise der Endstufen ver wendeten Stromverstärker durch die Anordnun; gebildet werden, die zur Erzeugung von Klasse-B-Si gnalen für die Zuführung zu den Eingangskreisen de Endstufen dient

Die integrierte Schaltung 100 gemäß F i g. 5 ist übe eine Klemme T₁ und Masseklemmen T₂, T₃ mit eine Betriebsspannungsquelle 501 verbunden. Von eine Eingangssignalquelle 502 werden der integrierte Schaltung 100 über einen Kondensator 503 und ein Eingangsklemme T₄ Eingangssignale zugeführt Di Eingangsklemme 7} ist mit einem nichtinvertierende Eingangskreis eines als Vorverstärker dienende Differenzverstärkers 505 in der integrierten Schaltun

609 55V3¹

verbunden. Durch den Differenzverstärker 505 wird dieses Eingangssignal mit einem Gegenkopplungssignal verglichen, das seinem invertierenden Eingang von den Endstufen mit den Transistoren 101 und 102 zugeführt wird, so daß der Ausgangskreis des Differenzverstärkers einen Fehlersignalstrom liefert, der einem Phasenteilerverstärker 510 zugeführt wird.

Der Phasenteilerverstärker 510 erhält Eingangssignalströme und liefert unter Steuerung durch diese an die Transistoren 101 und 102, die als Verbundtransistoren ausgebildet sind, Gegentakt-Ausgangssignalströme für den Betrieb in Klasse B. Die Verbund-Transistoren 101 und 102 arbeiten jeweils wie ein pnp-Transistor in Emitterschaltung und erzeugen zusammen im Gegentakt ein Ausgangssignal an einer Klemme T$.

Der Phasenteilerverstärker enthält Transistoren 511 bis 518, von denen die Transistoren 511 bis 513 als Dioden geschaltet sind. Die negativen Teile des Signalausgangsstroms von dem als Vorverstärker arbeitenden Differenzverstärker 505 lassen den Transistor 516 als Verstärker in Basisschaltung mit dem Verstärkungsfaktor 1 arbeiten, so daß dieser Transistor die negativen Stromanteile ohne Inversion an den Transistor 102 weiterleitet. Gleichzeitig wird der in Emitterschaltung arbeitende Transistor 518 durch die negativen Teile des Stromes vom Differenzverstärker 505 in den gesperrten Zustand ausgesteuert. Die positiven Teile des Signalstroms vom Differenzverstärker 505 steuern den Transistor 516 in Sperrichtung aus. Wegen des seinem Basis-Emitter-Übergang parallelgeschalteten, als Diode arbeitenden Transistors 517 verstärkt der in Emitterschaltung arbeitende Transistor 518 diese positiven Stromanteile mit dem Verstärkungsfaktor — 1 und liefert den resultierenden negativen Strom an den Transistor 101.

Der Transistor 213 ist ein pnp-Verbundtransistor. Er enthält einen pnp-Eingangstransistor 521. der in üblicher Weise mit Lateralstruktur aufgebaut ist, und einen npn-Ausgangstransistor 522, der in konventioneller Weise mit Vertikalstruktur aufgebaut ist. Die Transistoren 521 und 522 sind hintereinandergeschaltet, wobei die Kollektorelektrode des Transistors 521 direkt mit der Basiselektrode des Transistors 522 verbunden ist. so daß der Vorwärtsstromverstärkungsfaktor des Verbundtransistors 213 gleich hf_epnp mal hf_enpn ist, also dem Produkt der einzelnen Stromverstärkungsfaktoren für Emitterschaltung. Die Basiselektrode des pnp-Verbundtransistors 213 wird durch die Basiselektrode des Transistors 521 gebildet, die Emitterelektrode des pnp-Verbundtransistors 213 ist die Verbindung zwischen der Emitterelektrode des Transistors 521 und der Kollektorelektrode des Transistors 522. Die Kollektorelektrode des pnp-Verbundtransistors 213 ist die Emitterelektrode des Transistors 522.

Die als Ausgangstransistoren arbeitenden Transistoren 101 und 102 sind ebenfalls pnp-Verbundtransistoren, sie erhalten ihre strombestimmte Elasisvorspannung durch den Basisstrom des pnp-Verbundtransistors 213. Die Transistoren 101 und 102 haben gewöhnlich eine wesentlich höhere Strombelastbarkeit als der Transistor 213, da sie gewöhnlich erhebliche Ströme an die mit der Klemme T5 gekoppelte Last abzugeben haben. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man die Fläche des Basis-Emitter-Übergangs des npn-Teils entsprechend groß m.acht. Eine Möglichkeit dies zu erreichen, besteht darin, mehrere npn-Einrichtungen parallelzuschalten, wie es in Fig.5- dargestellt ist Der Strom vom Kollektor des pnp-Eingangstransistors der als Verbundtransistoren aufgebauten Transistoren 101 oder 102 wird in im wesentlichen gleichen Anteilen auf die Basiselektroden der npn-Transistoren aufgeteilt. Diese Anteile werden durch die npn-Transistoren individuell verstärkt, und die verstärkten Teile werden dann summiert. Der Vorwärtsstromverstärkungsfaktor der Transistoren 101 und 102 ist im wesentlichen gleich wie der des Transistors 213.

Der Emitterstrom des Verbundtransistors 213 wird auf folgende Weise geregelt. Bezüglich Masse wird ein im wesentlichen konstantes Potential V525 an einem Schaltungsknoten 526 durch einen Parallelregelkreis 525 erzeugt, der aus einem Widerstand 523 und einer Lawinendiode 524 besteht. Wenn die Lawinendiode 524 durch den in Sperrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergang eines Transistors gebildet wird, liegt dieses Potential typischerweise in der Größenordnung von 7 Volt. Der Basisstrom des Transistors 521 spannt die als Diode geschalteten Transistoren 511,512 und 513 in Flußrichtung vor und erzeugt an diesen eine geregelte Spannung gleich den drei Basis-Emitter-Offsetspannungen Vbb Die Emitterspannung des Transistors 521 ist um ein Vbe positiver als seine Basisspannung und durch die Gleichrichtercharakteristika der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 511, 512, 513 und 514 geregelt. Die Potentiale an den Enden des Widerstandes 527 sind konstant V525 bzw. 4 V_B& so daß also am Widerstand 527 die Spannung V525-4 Vbe liegen muß. Der Widerstandswert /?₅₂₇ des Widerstandes 527 kann entsprechend dem Ohmschen Gesetz so gewählt werden, daß er im Verbundtransistor 213 einen Emitterstrom /_E2u vorgegebenen Wertes erzeugt. Das heißt

'£213 =

Da der Vorwärtsstromverstärkungsfaktor des Verbundtransistors 213 im allgemeinen in der Größenordnung von mehreren hundert liegt, ist der Kollektorstrom dieses Verbundtransistors im wesentlichen gleich seinem Emitterstrom. Es ist daher

_ (V₅₂₅ - 4 V_BE) 'cm —

■527

Der Basisstrom Ib 213 des Transistors 213 ist um seinen Stromverstärkungsfaktor kleiner als lern, also:

⁸²¹³ ~

- (V52S-* Vbe) ~ ~~

h h

"fepnp "fen

pn ^Λ527

Der Basisstrom /_Β2,₃ des Transistors 521 wird in erster Linie durch die als Diode geschalteten Transistoren 511,512 und 513 geliefert.

Das Vbe der Transistoren 511, 512 und 513 stellt sich wegen der direkten Verbindung zwischen Kollektor und Basis, die als Gegenkopplung wirkt, auf einen solchen Wert ein, daß die Kollektor- und Basisströme dieser Transistoren den geforderten Strom /_B2i3 liefern. Es wird angenommen, daß die Transistoren 511, 512 und 513 unter sich und mit denen der Transistoren 514 und 515 gleiche Geometrien haben. Die vom Transistor 513 f>5 erzeugte Basis-Emitter-Spannung wird dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 514 zugeführt, der dadurch einen Kollektorstrom zieht der gleich dem des Transistors 513 und damit gleich l_B2n ist Dieser

Kollektorstrom wird vom Transistor 514 von der Emitterelektrode des Transistors 515 abgeleitet, so daß der Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transistors 515 im wesentlichen gleich denen der Transistoren 511,512, 513 und 514 ist. Die Emitterelektrode des Transistors 515 befindet sich daher auf einer Spannung, die im wesentlichen gleich dem Doppelten des für den Kollektorstrom Ib 213 charakteristischen VgE ist. Wegen der Emitterfolgerwirkung des Transistors 515 kann der in Basisschaltung arbeitende Transistor 516 erheblichen . Basisstrom ziehen, ohne daß die seiner Basiselektrode dargebotene Impedanz unerwünscht absinkt.

Die Spannung 2 V_Be an der Emitterelektrode des Transistors 515 teilt sich im wesentlichen gleich auf die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 516 und 517 auf. Der Grund hierfür ist folgender: Der Emitterruhestrom des Transistors 516 ist gleich dem kombinierten Basis- und Kollektorruhestrom des Transistors 517 zuzüglich des Basisruhestromes des Transistors 518. Wenn das hk der Transistoren 517 und 518 ziemlich groß ist (beispielsweise 30 oder mehr, was gewöhnlich der Fall ist), sind die Basisströme der Transistoren 517 und 518 gegenüber dem Kollektorstrom des Transistors 517 vernachlässigbar. Der Emitterruhestrom des Transistors 516 kann daher als im wesentlichen gleich dem kombinierten Kollektor- und Basisruhestrom des Transistors 517 angesehen werden, welcher wiederum gleich dem Emitterruhestrom des Transistors 517 ist. Da die Emiuerruheströme der Transistoren 516 und 517 im wesentlichen gleich sind, sind dementsprechend auch ihre Basis-Emitter-Spannungen im wesentlichen gleich. Wenn dies der Fall ist, muß die halbe 2 Vorspannung an der Emitterelektrode des Transistors 515 im Ruhezustand jeweils an den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 516 und 517 erscheinen.

Die Stromdichten in den Basis-Emitter-Übergängen von Transistoren, die durch gleiche Verfahren hergestellt wurden, sind gleich, wenn ihre Basis-Emitter-Spannungen gleich sind. Die Ruheströme in den Transistoren 516, 517 und 518 sind daher gleich den entsprechenden Strömen in den Transistoren 511 —515, wenn alle diese Transistoren die gleichen effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen haben. Allgemeiner gesagt können die Emitterruheströme /e5i6 bzw. Ies\b wie folgt aufeinander und auf Ib 213 bezogen werden.

(4)

wobei m das Verhältnis der Basis-Emitter-Übergangsflächen der Transistoren 511-515 zu dem der Transistoren 516-518 ist und das Symbol »£« »ungefähr gleich« bedeutet.

Die Kollektorruheströme /csi6, ksn und /c5ie der Transistoren 516, 517 bzw. 518 sind ihren jeweiligen Emitterruheströmen Iesi6, Iesu und Iesis über den Faktor hfenpnlfhtcnpn+X) proportional, wobei hf_enpn der für die Emitterschaltung geltende Vorwärtsstromverstärkungsfaktor jedes dieser gleichartigen npn-Transistoren bedeutet Für genügend großes Λ& (wie etwa 30 und mehr, was im allgemeinen der Fall ist) gilt:

^JC516

-S. I -2.

— 'C518 —

¹B 213

(5)

Aus den Gleichungen (3) und (5) ist ersichtlich, daß die Basiselektroden der als Verbundtransistoren aufgebauten Transistoren 101 und 102 mit Basisruheströmen /βίοι bzw. /bio2 versorgt werden, die die folgenden Werte haben:

'βίοι — »B102 —

_o m(V₅₂₅-Λ V_BE)

"fepnp "fvnpn ^5

Der Stromverstärkungsfaktor jedes dieser Verbundtransistoren 101 und 102 beträgt hf_epnp hf_cnp„. Ihre jeweiligen Kollektorruheströme /cioi und /cio2 können wie folgt geschrieben werden:

I ~ ι m (V₅₂₅- 4 V_BE) 'c\oi — 'cioi — 5

^K5

Die Kollektorruheströme der Verbundtransistoren 101 und 102 sind also im wesentlichen konstant, und ihr Wert kann durch entsprechende Wahl von m, Ä527 und V525 so vorgegeben werden, daß die Übernahmeverzerrungen innerhalb zulässiger Grenzen bleiben.

Gleichzeitig braucht kein zusätzlicher Ruhestrom vorgesehen zu werden, um Änderungen von Ic 101 und Ic io2 bei Temperaturänderungen oder hinsichtlich herstellungsbedingter Schwankungen von h_fepnp und hfer.pn Rechnung zu tragen. Der Vorwärtsstromverstärkungsfaktor der Transistoren 101, 102 und 213 ist jeweils hf_epnp hf_cnpn- Wenn dieser Verstärkungsfaktor groß ist, wird /s2i3 entsprechend absinken. Die Ströme /βίοι, /flio2 gleich m—mal /s2i3 werden sinken. Der Vorwärtsstromverstärkungsfaktor hf_epnp mal hf_enpn der Verbundtransistoren 101 und 102 wird jedoch zunehmen und die Abnahme von m Ib 213 kompensieren, und die Kollektorströme leim, Ic\oi der Verbundtransistoren 101 und 102 werden durch die Erhöhung von hf_cpnp hfen_Pn nicht beeinflußt. In entsprechender Weise wird ein niedriges hf_epnp hf_enpn zur Folge haben, daß den Basiselektroden der Verbundtransistoren 101 und 102 ein größerer Strom /b2!3 zugeführt wird: der kleinere Vorwärtsstromverstärkungsfaktor hf_epnp hf_enpn dieser Transistoren wird jedoch bewirken, daß ihre Kollektorströme /cioi und /cio2 von der Änderung des Vorwärtsstromverstärkungsfaktors nicht beeinflußt werden.

Die Kollektorelektroden der Transistoren 516 unc 518 sind in Fig.5 als mit den Basiselektroden dei Verbundtransistoren 10Ϊ und 102 verbunden dargestellt diese Anschlüsse können jedoch vertauscht werden. Dk dargestellte Schaltung wird bevorzugt, da der Verstär kungsfaktor des in Emitterschaltung arbeitender Transistors 518 von Kollektorspannungsschwankunger nicht beeinflußt wird, die sonst auf ihn von der Klemmt T₅ gekoppelt würden, so daß eine Quelle von kleinerer verstärkungsgradbedingten Verzerrungen entfällt.

In den Ansprüchen soll der Begriff »Transistor« aucl Verbundeinrichtungen umfassen, die mit einer Anzah von individuellen Teiltransistoren arbeiten und densel ben Typ von Stromverstärkungsfunktionen wie eil einzelner Transistor aufweisen.

Die Erfindung wurde am Beispiel von monolithischei integrierten Schaltungen beschrieben, für die si* besonders vorteilhaft ist; sie läßt sich jedoch auch au hybride integrierte Schaltungen anwenden. Die Strom verstärker 107, 108 und die Stromregler 105, 10i brauchen in einer F i g. 1 entsprechenden Schaltungsan Ordnung nicht in der gleichen integrierten Schaltung enthalten zu sein wie die Transistoren 101,102,103 um 104. Die Stromverstärker 107,108 und der Stromregle 215 in einer Schaltung entsprechend Fig.2 brauche;

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ebenfalls nicht in derselben integrierten Schaltung wie der auf demselben Kühlkörper montiert sind. Die die Transistoren 101 bis 104 enthalten zu sein. Die "~~ ^J "'" "'"'" ^¹"¹»""»

Transistoren 101, 102, 103 und 104 einer Verstärkerschaltung ähnlich der gemäß F i g. 1 können selektiv gepaarte diskrete Bauelemente sein, die nahe beieinan-

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Gegentakt-Verstärkerschaltung mit zwei im Gegentakt-B-Betrieb arbeitenden Ausgangstransistören, denen von einer Vorspannungsschaltung jeweils ein Strom zur Vorspannung zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung einen ersten Hilfstransistor (103, 213), der mit dem einen Ausgangstransistor

(101) thermisch gekoppelt ist und im wesentlichen den gleichen Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor Beta hat wie dieser, ferner eine in den Emitter-Kollektor-Stromkreis des ersten Hilfstransistors (103, 213) geschaltete geregelte Stromquelle (105,215) und schließlich einen strominvertierenden Verstärker (107,400), mit im wesentlichen konstantem Verstärkungsfaktor, einer an die Basiselektrode des ersten Hilfstransistors angeschlossenen Eingangsklemme und einer mit der Basiselektrode des einen Ausgangstransistors (101) verbundenen Ausgangsklemme, enthält.

2. Gegentakt-Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung außerdem einen zweiten Hilfstransistor (104), der mit dem zweiten Ausgangstransistor (102) thermisch gekoppelt ist und im wesentlichen den gleichen Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor Beta hat wie dieser, ferner eine in den Emitter-Kollektor-Stromkreis des zweiten Hilfstransistors (104) geschaltete zweite geregelte Stromquelle (106) und weiterhin einen zweiten strominvertierenden Verstärker (108) mit im wesentlichen konstantem Verstärkungsfaktor, einer an die Basiselektrode des zweiten Hilfstransistors (104) angeschlossenen Eingargsklemme und einer an die Basiselektrode des zweiten Ausgangstransistors

(102) angeschlossenen Ausgangsklemme enthält.

3. Gegentakt-Verstärkerschaltung nach Anspruch

1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Hilfstransistör (213) thermisch mit den beiden Ausgangstransistoren (101, 102) gekoppelt ist und im wesentlichen den gleichen Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor Beta hat wie die beiden Ausgangstransistoren und daß der erste Hilfstransistor (213) mit seiner Basiselektrode außer mit der Eingangsklemme des ersten strominvertierenden Verstärkers (107) noch mit der Eingangsklemme eines zweiten strominvertierenden Verstärkers (108) verbunden ist, dessen Ausgangsklemme an die Basiselektrode des zweiten Ausgangstransistors (102) angeschlossen ist (F i g. 2).

4. Gegentaktverstärkerschaltang nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Hilfstransistor (213) thermisch mit den beiden Ausgangstransistoren (101, 10?) gekoppelt ist und im wesentlichen den gleichen Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor hat wie diese, und daß der erste strominvertierende Verstärker (400) zwei Ausgangsklemmen und gleiche Stromverstärkungsfaktoren zwischen Eingangsklemme einerseits und erster bzw. zweiter do Ausgangsklemme andererseits aufweist und mit seiner zweiten Ausgangsklemme an die Basiselektrode des zweiten Ausgangstransistcrs (102) angeschlossen ist.

5. Gegentaktverstärkerschaltung nach Anspruch f>s I, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Hilfstransistor (213) thermisch mit den beiden Ausgangstransistoren (101, 102) gekoppelt ist und im wesentlichen den gleichen Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor Beta hat wie diese; daß der erste strominvertierende Verstärker in einer Phasenspalterschaltung (510) enthalten ist, die eine Eingangsklemme und eine gemeinsame Klemme, zwischen denen ein Eingangssignalstrom fließt, und zwei Ausgangsklemmen aufweist, die mit der Basiselektrode jeweils eines der beiden Ausgangstransistoren verbunden sind; daß die Phasenspalterschaltungen drei Transistoren (516, 517, 518) eines Leitungstyps, der dem der Ausgangstransistoren komplementär ist, enthält; daß die Emitter- und Kollektorelektrode des ersten Transistors (516) komplementären Leitungstyps mit der Eingangsklemme bzw. ersten Ausgangsklemme der Phasenspalterschaltung verbunden sind; daß die Emitterelektrode und Kollektorelektrode des zweiten Transistors (517) komplementären Leitungstyps mit der gemeinsamen Klemme bzw. Eingangsklemme der Phasenspalterschaltung verbunden sind; daß die Emitterelektrode und die Kollektorelektrode des dritten Transistors (518) komplementären Leitungstyps mit der gemeinsamen Klemme bzw. zweiten Ausgangsklemme der Phasenspalterschaltung verbunden sind; daß die Basiselektroden des zweiten und dritten Transistors (517, 518) komplementären Leitungstyps mit der Eingangsklemme der Phasenspalterschaltung verbunden sind; daß die Phasenspalterschaltung zwei selbst vorgespannte weitere Transistoren (512, 513) enthält, die in Reihe geschaltet und von dem Basisstrom des ersten Hilfstransistors (213) in Flußrichtung durchflossen und vorgespannt sind, so daß an ihnen eine Vorspannung auftritt, und daß die Phasenspalterschaltung eine Anordnung (511, 514, 515) enthält, durch die die Vorspannung zwischen die gemeinsame Klemme der Phasenspalterschaltung (510) und die Basiselektrode des ersten Transistors (51S) komplementären Leitungstyps gelegt wird.