DE3328082C2 - Spannungsreferenzschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Festkörper - "band-gap" - Spannungsreferenzschaltungen zum Schaffen einer Ausgangsspannung, die bei Temperaturänderungen im wesentlichen konstant ist, und im besonderen auf eine verbesserte band-gap-Referenzschaltung, bei der eine Temperaturkompensationseinrichtung, die über den Temperatur­ bereich mit einem konstanten Strom arbeitet, vorgesehen ist, um Ausgangsspannungsänderungen bei Temperaturänderungen zu eliminieren. Die Erfindung bezieht sich auch auf eine verbesserte Schaltungsanordnung für Verstärker, die eine hohe Verstärkungscharakteristik aufweisen. "Band-gap" bedeutet das verbotene Energieband im Halbleiterkristall, und eine "band-gap"-Schaltung ist eine Schaltung, die auf der Grundlage dieser physikalischen Erscheinung ar­ beitet.

Bisher waren als integrierte Schaltungen (IC) ausgeführte band-gap-Referenzschaltungen so aufgebaut, daß ungleiche Ströme durch ein monolithisch angepaßtes Paar von Basis-Emitter-Transistorübergängen oder gleiche Ströme durch Basis-Emitter-Transistorübergänge von verschiedenen Flächen geschickt wurden, um an dem Paar von Übergängen genau definierte Differenzen in den charakteristischen band-gap-Spannungen zu erhalten, und hiervon wurde eine proportionale Spannung zur Verwendung als Präzisionsreferenz­ spannung abgeleitet.

Dieser Stand der Technik ist beispielsweise in den US-Patent­ schriften 3 617 859 (Dobkin et. al.), 3 887 863 (Brokaw), 4 250 445 (Brokaw) und 4 088 941 beschrieben. Die grundlegenden band-gap-Referenzschaltungen gemäß dem Stand der Technik waren verhält­ nismäßig unausgereift gestaltet, und es waren große, komplexe zu­ sätzliche Netzwerke zum Liefern definierter Ströme und Spannungen und große, komplexe zusätzliche Lasten für einen ordentlichen Be­ trieb dieser Schaltungen nötig.

Einige der bekannten Schaltungen, wie diejenige gemäß der US-PS 4 088 941 benutzten passive Lasten und hatten keine ausreichende Leerlauf-Spannungsverstärkung, um eine temperaturunabhängige, kon­ stante Ausgangsspannung zu schaffen. Diese bekannten Schaltungen benötigten verwickelte Strom- und Spannungserzeugungsnetzwerke. Um passive Lasten bei kleinen Strömen verwenden zu können, waren Widerstände mit großen Absolutwerten erforderlich, wodurch unnötig große Halbleiter-Bereiche bzw. Flächen auf dem Chip belegt wurden. Wegen der bei den bekannten band-gap-Spannungsreferenzschaltungen gegebenen verhältnismäßig geringen Schleifenverstärkung war die Ausgangsspannungskonstanz bei Änderungen des Ausgangslaststromes nicht befriedigend.

Die bekannten band-gap-Spannungsreferenzschaltungen benutzten allgemein einen Strom durch die band-gap-Transistorzelle (oder das Transistorpaar des Differenzverstärkers), der zu der Umgebungs- oder Halbleiterchip-Temperatur proportional war.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine band-gap-Spannungs­ referenzschaltung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten, insoweit der US-PS 4 088 941 entsprechenden Gattung mit verbes­ serter Temperaturkompensation über den Bereich von Arbeitstempera­ turen zu schaffen, die einfach aufgebaut ist und deren Platzbedarf und Verbrauch an Halbleiterfläche für Widerstandseinrichtungen gering ist, so daß die erforderliche Halbleiterfläche bzw. die benötigte IC-Chip-Fläche verringert wird.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele der Erfindung darge­ stellt. Es zeigt:

Fig. 1 ein vereinfachtes schematisches Schaltbild zur Erläute­ rung der grundsätzlichen Arbeitsweise der band-gap-Span­ nungsreferenzschaltung mit einer negativen Rückkopp­ lungsschleife,

Fig. 2 ein Blockschaltbild der bei der verbesserten erfindungs­ gemäßen band-gap-Spannungsreferenzschaltung vorhandenen funktionellen Elemente,

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, wobei die bestimmte Schaltungselemente umge­ benden Kästchen den Blöcken des Blockschaltbildes der Fig. 2 äquivalent sind,

Fig. 4 ein schematisches Schaltbild einer alternativen Ausfüh­ rung des "Stromquellen"-Merkmals, welches anstelle des in Fig. 3 gezeigten "Stromquellen"-Merkmals verwendet werden kann, und

Fig. 5 ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungs­ form der Erfindung, die sich von derjenigen gemäß Fig. 3 dadurch unterscheidet, daß Gegenkopplungswiderstände einbezogen sind, die an bestimmte Transistorpaare ange­ schlossen sind.

Bei der erfindungsgemäßen band-gap-Referenzschaltung wird dem band-gap-Differenzverstärker über den Temperaturbereich hinweg ein konstanter Strom eingeprägt, wodurch die Konstanz der Ausgangs-Re­ ferenzspannung gegenüber Temperaturänderungen verbessert wird. Die Spannungsreferenzschaltung bildet einen zwischen die Versor­ gungsspannung, Masse und Referenzausgang geschalteten Dreipol mit einem geringeren Leistungsbedarf und einem geringeren Leistungs­ verbrauch im Chip bei Temperaturänderungen. Sie ist trotzdem ein­ fach aufgebaut und beansprucht weniger Halbleiterfläche bzw. weni­ ger Fläche vom IC-Chip. Sie zeichnet sich auch durch eine hohe Konstanz der Ausgangs-Referenzspannung bei Laststromänderungen aus. Auch ist die Ausgangs-Referenzspannung gegenüber Versorgungs­ spannungsänderungen sehr unempfindlich.

Bei den nachstehend geschilderten Ausführungsbeispielen der Erfin­ dung zwingt eine temperaturunabhängige Stromsenke den Emitter-Ge­ samtstrom aus dem emittergekoppelten Paar von Transistoren kon­ stant zu bleiben, um die Temperaturstabilität der (band-gap) Span­ nungsdifferenz zu verbessern. Der Differenz-Ausgangsstrom des Differenzverstärkers wird in einen Einzelstrom (single-ended cur­ rent) umgewandelt und verstärkt, der zum Betreiben einer Ausgangs­ last gepuffert wird. Eine Stromquelle, die von dem gleichen Netz­ werk zum Liefern definierter Ströme und Spannungen abgeleitet ist, das auch den Strom der Stromsenke festlegt, liefert einen konstan­ ten, temperarturunabhängigen Strom für den Betrieb des Differenz­ strom/Einzelstrom-Wandlers. Es ist ein Rückkopplungsnetzwerk vor­ gesehen, welches eine temperaturkompensierte, maßstäbliche, als Differenz in Erscheinung tretende Nachbildung der der Last aufge­ prägten Ausgangsspannung an die Differenzeingänge des Differenz­ verstärkers anlegt, wodurch es zu einem Gleichgewichtszustand kommt, bei dem die Ausgangsspannung eine maßstäbliche, temperatur­ kompensierte Nachbildung der genau vorhersagbaren "band-gap"-Dif­ ferenzspannung ist.

Die Differenz in den Emitterstromdichten im Differenzverstärker wird dadurch erzielt, daß entweder gleiche Ströme durch zwei emit­ tergekopptelte Transistoren mit ungleichen und in ein präzises Verhältnis gesetzten Emitterflächen geschickt werden, wobei der Differenzstrom/Einzelstrom-Wandler im Gleichgewicht arbeitet, wenn die Ausgangsströme des Differenzverstärkers gleich sind, oder daß ungleiche Ströme durch zwei emittergekoppelte Transistoren mit gleichen Emitterfläche geschickt werden, wobei die Differenzstrom- Einzelstrom-Umwandlungseinrichtung im Gleichgewicht arbeitet, wenn die Ausgangsströme des Differenzverstärkers in einem durch die Umwandlungseinrichtung definierten präzisen Verhältnis ungleich sind.

Bei jeder im vorhergehenden geschilderten Ausführungsform gestat­ ten die verbesserten band-gap-Referenzschaltungen einen einfachen Schaltungsaufbau, eine kleinere Größe und einen geringeren Lei­ stungsverbrauch durch das Vorsehen einer einzigen Einrichtung (biasing-means) zum Liefern definierter Ströme und Spannungen - im folgenden als Beaufschlagungseinrichtung bezeichnet -, die eine präzise, temperaturkompensierte Beaufschlagung herbeiführt.

Bei jeder der geschilderten Ausführungsformen wird der Differenz-Aus­ gangsstrom des Differenzverstärkers in einen Einzelstrom umge­ wandelt, was mittels einer durch einen zusätzlichen Transistor in Kollektorschaltung verstärkten Stromspiegel-Schaltung erzielt wird, die eine zusätzliche Verstärkung und eine verminderte Emp­ findlichkeit gegenüber Veränderungen der Lastimpedanz herbeiführt.

Bei jeder der geschilderten Ausführungsformen ist eine Temperatur­ kompensation des Rückkopplungsnetzwerkes vorgesehen, die dadurch erzielt wird, daß ein als Diode geschalteter Transistor, der einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist, mit Rückkopplungs-Tei­ lerwiderständen in Reihe geschaltet ist. Der Strom wird durch einen Ausgangspuffer durch dieses Rückkopplungs-Teilernetzwerk getrieben.

Bei allen vorstehend allgemein beschriebenen Ausführungsformen der verbesserten band-gap-Spannungsreferenzschaltung gelangt eine Stromquelle zur Anwendung. Eine Ausführung der Stromquelle benutzt eine Stromspiegelung, die dadurch erreicht wird, daß die Emitter- Basis-Spannung, die durch Treiben des Beaufschlagungsstromes durch einen ersten, als Diode geschalteten Transistor erzeugt wird, an den Basis-Emitter-Übergang eines angepaßten zweiten Transistors angelegt wird.

Gemäß einer besonderen Ausführungsform kann die Stromspiegelung besonders vorteilhaft gestaltet werden, indem ein dritter Transi­ stor, ein Puffertransistor in Basisschaltung, an einen der emit­ tergekoppelten Transistoren eines Stromspiegels unter Bildung einer negativen Rückkopplungsschleife angeschlossen wird, so daß eine verbesserte Konstanz des Stromspiegelungsverhältnisses und eine verbesserte Ausgangsimpedanz erzielt werden. Diese band-gap-Spannungsreferenzschaltung beinhaltet somit das Merkmal eines "Wilson-Spiegels" in Verbindung mit den anderen Merkmalen der Schaltung, um die oben beschriebenen Verbesserungen für die band-gap-Spannungsreferenzschaltung herbeizuführen.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird die band-gap-Spannungsreferenzschaltung weiter dadurch verbessert, daß ein "Gegenkopplungs-Widerstand" in Serie mit dem Emitter eines jeden Transistors eines Transistorpaares, bei dem die Basis-Emitteranpas­ sung kritisch ist, eingefügt wird.

Die verschiedenen bevorzugten Ausführungsformen werden nachstehend anhand der Zeichnung noch näher erläutert.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird die grundlegende Arbeitsweise der erfindungsgemäßen "band-gap-Spannungsreferenzschaltung beschrie­ ben. Eine Spannungsquelle oder "band-gap"-Referenz V_BG27, die der Differenz in "band-gap"-Spannung zwischen zwei Transistoren äqui­ valent ist (die in dieser Fig. nicht gezeigt sind, aber den Tran­ sistoren Q₁ und Q₂ der Fig. 3 entsprechen), die mit unterschiedli­ chen Emitterstromdichten betrieben werden, ist mit einem Opera­ tionsverstärker 26 in Reihe geschaltet, der einen Differenzstrom-Ein­ gang, einen Einzelstrom-Ausgang und eine hohe Verstärkung auf­ weist. Der Operationsverstärker 26 erzeugt einen Spannungsausgang 30, der aufgrund eines sehr hohen Spannungs­ verstärkungsverhältnisses zu der positiven Differenz zwischen Spannungen proportional ist, die zwischen Klemme 29 des nicht-invertierenden (positiven) Eingangs und Klemme 28 des invertierenden (negativen) Eingangs angelegt sind. Im Idealfalle ist der Ausgang nur von der Differenzspannung zwischen den Klemmen 29 und 28 ohne Rücksicht auf die Spannung von diesen Klemmen zu irgendeiner anderen Bezugs­ spannung abhängig.

Der Spannungsausgang 30 wird zu dem Knotenpunkt der Ver­ bindungsstelle der "band-gap"-Referenz 27 und einem ersten Ende eines Widerstandes R₁ "rückgekoppelt". Ein zweites Ende des Widerstandes R₁ ist mit der Eingangsklemme 29 des Verstärkers 26 und sowohl mit der Basisklemme als auch mit der Kollektorklemme eines Transistors Q₁₀ mit Basis­ kollektor-Kopplung verbunden. Der Emitter des Transistors Q₁₀ ist an ein erstes Ende eines Widerstandes R₂ ange­ schlossen, von dem ein zweites Ende an Referenzmasse liegt. In Fig. 1 ist eine "negative"Rückkopplungsschleife zu sehen, die einen Gleichgewichtszustand herbeizuführen trachtet, in dem die Spannung zwischen den Eingangsklemmen 28 und 29 im wesentlichen auf den Wert 0 gezwungen worden ist. In solch einem Gleichgewicht muß die Spannung am Widerstand R₁ not­ wendig der Spannung an der band-gap-Referenz 27 oder einem Wert V_BG gleichen. Da ein idealer Operationsverstärker keinen Eingangsstrom verbraucht, muß dann der Strom durch R₁ gleich sein V_BG/R₁, und dieser Strom muß durch Q₁₀ und R₂ zur Masse fließen. Unter der Annahme eines standardi­ sierten Spannungsabfalls von V_BE am Basis-Emitter-Übergang von Q₁₀ stellt sich der Gleichgewichtszustand ein, wenn der Ausgang 30 eine Spannung V₀ erreicht, die gleich ist der Summe der Spannungsabfälle an R₂, Q₁₀ und R₁, oder gleich ist V_BG+V_BE+(V_BG/R₁)R₂. Es ist somit ersichtlich, daß V₀ lediglich von dem präzisen V_BG, von dem Präzisions­ verhältnis R₂/R₁ und von V_BE abhängt. Durch die Widerstände R₁ und R₂ wird vom Verstärker 26 (sh. Fig. 1) ein solcher Strom getrieben, daß die Temperaturcharakteristik von V_BE des Transistors Q₁₀ aufgehoben wird. Die Aufhebungsspannung an den Widerständen R₁ und R₂ wird durch das Verhältnis von R₂ zu R₁ festgelegt. Die Summe der Spannungen an dem Wider­ stand R₁, dem Transistor Q₁₀ und dem Widerstand R₂ erzeugt eine stabile Ausgangsspannung V₀.

Die Fig. 2 zeigt ein funktionelles Blockschaltbild, das das in Fig. 1 umrissene Prinzip zu erfüllen vermag. Der band-gap-Referenzverstärker 20 hat Eingangscharakteristiken, die die Funktionen der band-gap-Referenzspannungsquellen V_BG27 und der Eingänge 28 und 29 der Fig. 1 annähern und kombi­ nieren, derart, daß das Gesamtgleichgewicht erreicht wird, wenn die Spannung V_BG27 zwischen die Eingänge 103 und 105 (wie in Fig. 1 und 2 dargestellt) eingeprägt wird.

Von einer Konstantstrom-Senke 25 wird aus dem Verstärker 20 ein konstanter Gesamtstrom gezogen, so daß die Summe der Ströme, die in den Differenzausgängen 101 und 112 fließen, gleich ist dem konstanten Senkenstrom, der durch die Leitung 106 des Verstärkers 20 fließt.

Die Differenz in den Strömen, die in den Differenzausgängen 101 und 112 fließen, wird durch den Differenzstrom/Einzel­ strom-Konverter/Verstärker 21 in einen verstärkten Einzel­ strom umgewandelt, der in den Knotenpunkt 102 fließt.

Die Konstantstromquelle 22 liefert einen temperaturunabhängi­ gen Arbeitsstrom an den Konverter/Verstärker 21. Netto-Än­ derungen im Ausgang des Konverter/Verstärkers 21 werden durch einen Ausgangspuffer 23 gepuffert, und der resultierende Aus­ gang des Ausgangspuffers 23 auf der Ausgangsleitung 117 treibt die nicht dargestellte Ausgangslast. Die Konstant­ stromquelle 22 und die Konstantstromsenke 25 aus Fig. 2 sind in Fig. 1 nicht besonders dargestellt, da sie als Teil des in Fig. 1 dargestellten Verstärkers 26 vorhanden sein würden. Ebenso sind der Konverter/Verstärker 21 und der Ausgangspuffer 23 als Teil des in Fig. 1 zu sehenden Verstärkers 26 vorhanden. Das Rückkopplungsnetzwerk 24, das in Fig. 2 als mittels der Eingänge 103 und 105 an den band-gap-Differenzverstärker 20 angeschlossen dargestellt ist, ist dem Rückkopplungsnetzwerk äquivalent, das die Rückkopplungsschleife in Fig. 1 vom Ausgang 30 des Ver­ stärkers 26 aufweist, und enthält die Widerstände R₁ und R₂ und den dazwischenliegenden, Basis-Kollektor-gekoppelten (als Dioden geschalteten) Transistor Q₁₀.

Die Spannung an der Last (die nicht dargestellt ist, jedoch zwischen dem Ausgang 117 und Masse liegen würde) wird mittels des Rückkopplungsnetzwerkes 24, dessen Ausgänge die Eingänge 103 und 105 des Differenzverstärkers treiben, in einem präzisen Verhältnis vermindert sowie temperaturkompensiert. Ein alleini­ ger, temperaturkompensierter Beaufschlagungsstrom strömt durch die Leitung 118, um das Stromniveau der Stromsenke 25 einzu­ stellen, und durch die Leitung 122, um das Stromniveau der Stromquelle 22 einzustellen. Die durch das Rückkopplungs­ netzwerk erzielte negative Rückkopplung arbeitet in einer Weise, die mit der in Fig. 1 beschriebenen vergleichbar ist, indem am Ausgang 117 (sh. Fig. 2) ein Gleichgewicht erreicht wird, bei dem die durch das Rückkopplungsnetzwerk 24 zwischen die Eingangsklemmen 103 und 105 eingeprägte Spannung gleich ist der präzisen "band-gap"-Referenzspannung V_BG27 (sh. Fig. 1), und die Ausgangsspannung am Ausgang 117 ist somit präzise definiert und im wesentlichen temperaturunabhängig.

Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer Ausführung der Erfindung gemäß Fig. 2, wobei strich-punktierte Linien Kästchen definieren, welche die Grenze von Elementen innerhalb der jeweiligen, in Fig. 2 gezeigten Blöcke fest­ legen. Der "band-gap"-Differenzverstärker 22 besteht aus Transistoren Q₁ und Q₂, deren Emitter 104 und 104A gekoppelt und mit dem Ausgang 106 der Stromsenke 25 verbunden sind, der der Kollektor des Transistors Q₁₂ ist. Der Kollektor des Transistors Q₁ ist am Knotenpunkt 101A mit dem Kollektor 109 des Transistors Q₄ und mit der Basis 113 des Transistors Q₅ verbunden. Der Kollektor 115 des Transistors Q₅ liegt an Masse. Der Kollektor des Transistors Q₂ ist mit dem Kollektor 112 und mit der Basis 111 des Transistors Q₃ und mit der Basis 108 des Transistors Q₄ verbunden. Der Emitter 114 des Transistors Q₅, der Emitter des Transistors Q₄ und der Emitter 110 des Transistors Q₃ sind an den Knotenpunkt 102 (sh. Fig. 2) angeschlossen. Der Knotenpunkt 102 ist auch an den Ausgang der Stromquelle 22 angeschlossen, welcher der Leitungszug von dem Kollektor des Transistors Q₆ ist, und ferner mit der Basis des ersten Puffertransistors Q₈ im Ausgangspuffer 23 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₈ ist mittels des Steuereingangs 122 mit der Stromquelle 22 ver­ bunden. Die Eingangsleitung 122 ist an die Basis und an den Kollektor des Basis-Kollektor-gekoppelten oder als Dioden geschalteten Transistors Q₇ und an die Basis des Transistors Q₆ angeschlossen. Die Transistoren Q₆ und Q₇ sind in der in Fig. 3 gezeigten Weise miteinander verbunden, um die Funktion der in Fig. 2 als Block und in Fig. 3 strich-punktiert darge­ stellten Konstantstromquelle 22 zu erfüllen. Die Emitter der Transistoren Q₆ und Q₇ sind miteinander gekoppelt und beide mit der Klemme 116 verbunden, an der die Versorgungsrohspan­ nung anliegt.

Der Emitter des ersten Puffertransistors Q₈ ist innerhalb des Ausgangspuffer-Kästchens 23 mittels der Leitung 118 mit der Basis des zweiten Puffertransistors Q₉ innerhalb des Aus­ gangspuffer-Kästchens 23 verbunden und an ein erstes Ende eines Widerstandes R₃ angeschlossen, der sich innerhalb der Konstantstromsenke 25 befindet. Ein zweites Ende von R₃ ist mit dem Knotenpunkt 120 verbunden, der an den Kollektor und die Basis des Basis-Kollektor-gekoppelten oder als Diode geschalteten Transistors Q₁₁ sowie an die Basis des Transi­ stors Q₁₂ angeschlossen ist. Die Transistoren Q₁₁ und Q₁₂ sind in der gezeigten Weise miteinander verbunden, um die Konstantstromsenke 25 zu bilden.

Der Kollektor des zweiten Puffertransistors Q₉ ist mittels der Leitung 200 (sh. Fig. 3 und 2) an die Klemme 116 der positiven Versorgungsrohspannung angeschlossen. Der Emitter des zweiten Puffertransistors Q₉ ist mit dem Ausgang 117, der Basis 103 des im band-gap Differenzverstärker-Käst­ chen 20 angeordneten Transistors Q₁ und mit einem ersten Ende des Widerstandes R₁ verbunden. Ein anderes Ende des Widerstandes R₁ ist an die Basis des Transistors Q₂ mittels der Leitung 105 und sowohl an den Kollektor als auch an die Basis des Basis-Kollektor-gekoppelten Transistors Q₁₀ ange­ schlossen, der einen Teil des Rückkopplungsnetzwerkes 24 bildet. Der Emitter 121 des Transistors Q₁₀ ist mit einem ersten Ende des Widerstandes R₂ verbunden. Ein zweites Ende des Widerstandes R₂ ist an Masse angeschlossen. Ebenfalls an Masse liegen die Emitter der Transistoren Q₁₂ und Q₁₁, welche die Konstantstromsenke 25 bilden.

Die Schaltung gemäß Fig. 3 arbeitet folgendermaßen:
Bei einer bevorzugten Ausführungsform hat der Emitter 104 des im band-gap-Differenzverstärker 20 angeordneten Transi­ stor Q₁ die Fläche x, und der Emitter 104a des Transistors Q₂ ist N mal größer, d. h. er hat eine Fläche N·(x). Der Kollektor des Transistors Q₁₂ liefert einen konstanten Gesamtstrom zu den zusammengeschalteten Emittern 104 und 104a der Transistoren Q₁ bzw. Q₂, und im Gleichgewichtszustand fließt die Hälfte des Stromes in jeden der Emitter. Da das Emitterflächenver­ hältnis zwischen dem Emitter 104A des Transistors Q₁ und dem Emitter 104 des Transistors Q₁ N ist, wird unter dieser Gleichgewichtsbedingung im Emitter 104 des Transistors Q₁ eine Stromdichte erzeugt, die N mal größer ist als die Stromdichte im Emitter 104A des Transistors Q₂. Somit ist die Differenz in der band-gap-Spannung an den Emitter-Basis-Über­ gängen der Transistoren Q₁ und Q₂ präzise definiert von einem gegebenen Gesamtstrom her, der aus dem Kollektor des Transistors Q₁₂ fließt. Bei dieser bevorzugten Aus­ führungsform, bei der gleiche Ströme durch ungleiche Emitter­ flächen getrieben werden, sind die Gleichgewichts-Kollektor­ ströme der Transistoren Q₁ und Q₂ untereinander gleich. Der Kollektorstrom aus dem Transistor Q₂ wird durch den Emitter- Basis-Übergang des als Dioden geschalteten Transistors Q₃ ge­ trieben, wodurch ein vorhersagbarer Emitter-Basis-Spannungs­ abfall erzeugt wird, der, wenn er dem Emitter-Basis-Übergang des Transistors Q₄ aufgeprägt wird, einen gleich großen Strom von entgegengesetzter Polarität veranlaßt, in den Kollektor 109 des Transistors Q₄ zu fließen. Das Gleichgewicht ist hergestellt - vernachlässigt man den verhältnismäßig kleinen Basisstrom des Transistors Q₅, wenn der "gespiegelte" Strom aus dem Kollektor 109 des Transistors Q₄ gleich ist dem Kollektorstrom des Transistors Q₁.

Der Transistor Q₅ verstärkt die Stromveränderungen, die am Knotenpunkt 101A auftreten, und überlagert den verstärkten Strom den summierten Emitterströmen der Transistoren Q₄ und Q₃ am Knotenpunkt 102. Wegen des effektiven, positiv rück­ koppelnden Anschlusses des Transistors Q₅, tritt am Knoten­ punkt 101A eine sehr hohe Impedanz auf, und die effektive Differenzstrom/Einzelstrom-Verstärkung zwischen den Diffe­ renzverstärkereingängen 103 und 105, und dem Knotenpunkt 102 ist hoch.

Die Basis des ersten Puffertransistors Q₈ in Kollektorschal­ tung bietet dem Knotenpunkt 102 eine hohe Impedanz, wo­ durch die Differenzstrom/Einzelstrom-Verstärkung hoch bleibt und relativ unabhängig von der an den Emitter des zweiten Puffertransistors Q₉ angeschlossenen Lastimpedanz sein kann.

Die Ausgangsspannung V₀ am Ausgang 117 wird durch das nega­ tive Rückkopplungsnetzwerk 24, wie vorstehend beschrieben, an die Differenzeingänge 103 und 105 gelegt, wodurch es zu dem gewünschten Rückkopplungsgleichgewicht kommt und eine maßstäbliche, temperaturkompensierte Nachbildung der präzisen band-gap-Referenz als Ausgang V₀ erzeugt wird.

Da die präzise Spannungsreferenz V₀ am Ausgang 117 bei Gleichgewicht oder im Gleichgewichtszustand erscheint, ist die Spannung an der Leitung 118 um V_BE größer als V₀ und hat einen Temperaturkoeffizienten, der sich wie V_BE ändert. Die V_BE-Charakteristiken und der Temperaturkoeffizient des Transistors Q₁₁ ziehen diejenigen des Transistors Q₉, und die dem Widerstand R₃ aufgeprägte Spannung ist, unabhängig von der Temperatur, konstant und durch die präzise Spannung V₀ festgelegt. R₃ ist ein Widerstand mit geringem Temperatur­ koeffizienten. Demzufolge ist der Strom I₂ präzise definiert und entsprechend temperaturunabhängig.

Der durch die Leitung 118 fließende Strom I₂ steuert den Strom im Kollektor des Transistors Q₁₂ mittels des gleichen "Stromspiegelungs"-Mechanismus, der vorher für die Transi­ storen Q₆ und Q₇ beschrieben wurde, mit der Ausnahme, daß der Emitter des Transistors Q₁₁ die doppelte Fläche wie der Emitter des Transistors Q₁₂ erhalten hat. Der Senken­ strom des Kollektors des Transistors Q₁₂ ist somit gleich I₂/2. Vernachlässigt man die kleinen Basisströme in den Tran­ sistoren Q₈ und Q₉, so fließt der gesamte Strom I₂ als Kollektorstrom in den Transistor Q₈ und wird durch den Strom aus der Stromquelle 22 (Transistor Q₆) in den Knoten­ punkt 102 gespiegelt. Da der Senkenstrom, der durch den Differenzverstärker und durch die Emitter 107 und 110 der Transistoren Q₄ bzw. Q₃ fließt, I₂/2 ist, ist am Knotenpunkt 102 ein Stromüberschuß von I₂/2 vorhanden, der daher durch den Emitter 114 des Transistors Q₅ zu Masse fließt,und zwar durch den Kollektor 115 des Transi­ stors Q₅. Die Beaufschlagungsanordnung gemäß Fig. 3, 4 und 5 zeigt keine Initial-Einschalteinrichtung, durch die si­ chergestellt werden kann, daß die Transistoren Q₆, Q₇ und Q₈ anfänglich leiten, wenn der Energieversorgungsklemme 116 erstmals Energie zugeführt wird. Abhängig von der IC-Techno­ logie, die zur Herstellung der Erfindung zur Anwendung ge­ langt, kann ein sehr kleiner Eigenleckstrom im Kollektor des Transistor Q₆ oder im Kollektor des Transistors Q₈ aus­ reichen, um das "Einschalten" zu gewährleisten. Ein posi­ tives oder zuverlässigeres Einschalten kann jedoch dadurch erzielt oder begünstigt werden, daß ein künstlicher Leck­ strom beispielsweise durch Verwendung eines großen, in seinem Wert nicht kritischen Widerstandes oder eines ande­ ren im Stande der Technik allgemein bekannten Mittels er­ zeugt wird, der entweder von dem Kollektor des Transistors Q₆ zu der Stromversorgungsquelle 116 oder vom Kollektor des Transistors Q₈ zu Masse geleitet wird. Es stellt somit eine einzige, auf den Widerstand R₃ und der Spannung V₀ beruhende Beaufschlagungsschaltung alle Arbeitsströme ein, bis auf denjenigen, der in dem zweiten Ausgangspuffertransistor, Q₉, fließt, wenn der Ausgangsstrom sich mit der an den Ausgang 117 angeschlossenen Last ändert. Die präzise Tempe­ raturabhängigkeit der internen Beaufschlagungsströme ver­ bessert die Gesamt-Temperaturstabilität und den gesamten Schaltungsenergieverbrauch der Präzisions-band-gap-Spannungs­ referenz.

Alternative Ausführungsformen

Bei einer zweiten alternativen Ausführung sind die Emitter­ flächen der Transistoren Q₁ und Q₂ gleich groß, aber die Emitterflächen der Transistoren Q₃ und Q₄ sind in einem Verhältnis N ungleich. Bei dieser zweiten Ausführung stellt sich das Stromgleichgewicht am Knotenpunkt 101A ein, wenn die Kollektorströme und damit die Emitterströme der Transi­ storen Q₁ und Q₂ durch die Rückkopplungsschleife gezwun­ gen werden, in einem Verhältnis N ungleich zu sein. Damit wird bei der zweiten Ausführung das gleiche Gesamtverhält­ nis 1:N der Emitterstromdichte erzielt, wie bei der ersten Ausführung.

Bei einer weiteren, dritten Ausführung ist die bisher in Verbindung mit Fig. 3 beschriebene Stromquelle 22 mit zwei Transistoren (Q₆ und Q₇) durch eine Schaltungsanordnung von "Wilson Spiegel"-Typ mit drei Transistoren, die in Fig. 4 dargestellt ist, ersetzt. Die Transistoren Q₁₈ und Q₁₇ bilden einen Verstärker mit negativer Rückkopplung, bei dem sich der Gleichgewichtszustand einstellte wenn der Kollektorstrom des Transistors Q₁₇ so groß ist wieder Strom, der in den Knotenpunkt 122A getrieben wird, der an die Leitung 122 (sh. Fig. 3) zwischen der Konstant­ stromquelle 22 und dem Ausgangspuffer 23 angeschlossen ist, und zwar abzüglich des vernachlässigbaren Basisstromes des Transistors Q₁₈. Die Basis-Emitter-Übergänge der Transisto­ ren Q₁₆ und Q₁₇ sind angepaßt, so daß die Emitter-Basis- Spannung, die dem Transistor Q₁₇ im Gleichgewichtszustand durch die Rückkopplungsschleife aufgeprägt wird, und die gerade ausreicht, einen Kollektorstrom zu erzeugen, der so groß ist wie derjenige, der in den Knotenpunkt 122A getrieben wird, und diesem entgegengerichtet ist, in dem Transistor Q₁₆ einen identischen Kollektorstrom hervor­ ruft, der zu dem Knotenpunkt 102 herausfließt, der dem in Fig. 3 gezeigten entspricht. Die Genauigkeit der Strom­ reflexion oder -spiegelung und die Ausgangsimpedanz der Schaltungskonfiguration gemäß Fig. 4 vom "Wilson Spiegel"-Typ ergeben eine Verbesserung um etwa einen der Stromver­ stärkung des Transistors Q₁₈ entsprechenden Faktor gegen­ über dem Aufbau der Konstantquelle oder Schaltung, die in Fig. 3 mit 22 bezeichnet ist.

Bei monolithisch integrierten Schaltungen ist die Anpassung zwischen den Emittern der Transistoren Q₆ und Q₇, der Tran­ sistoren Q₁₂ und Q₁₁ und den Transistoren Q₄ und Q₃ hervor­ ragend. Diese Emitteranpassung kann aber gemäß noch einer anderen Ausführung der Schalterkonfiguration nach Fig. 3, sogar noch weiter verbessert werden, bei der "Gegenkopplungs"-Wi­ derstände (Emitter-Widerstände) R₄, R₅, R₈, R₉, R₆ und R₇ jeweils mit den Emittern der Transistoren Q₆, Q₇, Q₁₂, Q₁₁, Q₄ und Q₃ in Serie geschaltet sind, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist.

Die Erfindung wurde zwar unter Bezugnahme auf die bevor­ zugten Ausführungsformen im besonderen gezeigt und beschrie­ ben, doch versteht es sich für den Fachmann, daß die vorge­ nannten und weitere Änderungen hinsichtlich Form und Ein­ zelheiten vorgenommen werden können, ohne den Erfindungs­ gedanken zu verlassen oder den Umfang der Erfindung zu überschreiten.

So wurden z. B. bei den dargestellten Ausführungsbeispielen npn- und pnp-Transistoreinrichtungen in der gezeigten Weise verwendet, doch können diese Einrichtungen umgekehrt werden, d. h. pnp-Einrichtungen für npn-Einrichtungen und umgekehrt eingesetzt werden, um die gleiche Schaltungsfunktion zu er­ zielen, doch würde dies zu einer negativen Ausgangsspannung führen und eine negative Energieversorgungsspannung erfordern.

Die in den Fig. 3, 4 und 5 wiedergegebenen Schaltungsanord­ nungen benutzen einen konstanten Versorgungsstrom, doch ist es auch möglich, die offenbarte band-gap-Spannungsrefe­ renzschaltung unter Verwendung eines variablen Versorgungs­ stromes effektiv zu betreiben, wenngleich das Leistungs- oder Funktionsniveau etwas geringer sein kann. Es könnten somit unabhängig von der Verwendung konstanter oder variabler Stromquellen wesentliche Leistungs- oder Funktionsverbesserun­ gen durch die Benutzung des Differenzstrom/Einzelstrom-Kon­ verters von hoher Verstärkung erreicht werden.

Claims (21)

1. Band-gap-Spannungsreferenzschaltung mit einem band-gap-Differenzverstärker (20), der zwei untereinander emitter­ gekoppelte, bipolare band-gap-Transistoren (Q1, Q2) auf­ weist, die mit unterschiedlichen Emitterstromdichten betrieben werden, mit einer Einrichtung (21), die die Differenz der Ausgangsströme des Differenzverstärkers (20) in einen Einzelstrom umwandelt und verstärkt, mit einer Puffereinrichtung (23) zum Puffern des Einzelstro­ mes für die Beaufschlagung der Ausgangslast (an Klemme 117) der Spannungsreferenzschaltung und mit einem Rück­ kopplungsnetzwerk (24) zum Erzeugen einer von der Aus­ gangsspannung (V₀) der Spannungsreferenzschaltung abgelei­ teten Differenzspannung und zum Anlegen derselben an die Basisanschlüsse der band-gap-Transistoren (Q1, Q2) des Differenzverstärkers (20), gekennzeichnet durch eine Einrichtung (Q9, R3, Q11) zum Erzeugen eines temperatur­ unabhängigen konstanten Steuerstroms (I₂) mittels des BE-Übergangs eines von der Umwandlungseinrichtung (21) her basisseitig gesteuerten, in der Puffereinrichtung (23) vorgesehenen Puffertransistors (Q9), der an seinem Emit­ ter die geregelte Ausgangsspannung (V₀) liefert, eines an die Basis des Puffertransistors (Q9) mit einem Ende ange­ schlossenen Widerstandes (R3) und mittels des BE-Über­ gangs eines mit Basis und Kollektor an das andere Ende des Widerstandes (R3) und emitterseitig an Referenzmasse geschalteten weiteren Transistors (Q11), und durch eine von dem Steuerstrom (I₂) gesteuerte Beaufschlagungsein­ richtung (22, 25) mit einem als Stromsenke (25) wirkenden, aus dem weiteren Transistor (Q11) und einem dritten Tran­ sistor (Q12) gebildeten ersten Stromspiegel (Q11, Q12) der über den dritten Transistor (Q12) den Gesamtstrom aus dem Differenzverstärker (20) abzieht, sowie mit einem eine Stromquelle bildenden zweiten Stromspiegel (Q6, Q7) mit einem vierten (Q7) und einem fünften (Q6) Transistor, wobei durch den vierten, als Diode geschalteten Transi­ stor (Q7) der Steuerstrom (I₂) geleitet ist und der fünfte Transistor (Q6) die Umwandlungseinrichtung (21) mit einem temperaturunabhängigen Speisestrom versorgt, wobei der Strom, den der erste Stromspiegel (Q11, Q12) aus dem Differenzverstärker (20) abzieht, halb so groß ist wie der Speisestrom für die Umwandlungseinrichtung (21).

2. Spannungsreferenzschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden, den ersten Stromspiegel bildenden Transistoren (Q11, Q12) sind, deren Basen mit­ einander verbunden sind, wobei ein Transistor (Q12) des Paares einen an den Differenzverstärker angeschlossenen Kollektor zum Abziehen des Gesamtstromes aus diesem auf­ weist.

3. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß bei dem anderen Transistor (Q11) des Paares (Q11, Q12) die Basis und der Kollektor miteinander verbunden sind und die Emitterfläche dieses Transistors ein festes Vielfaches der Emitterfläche des einen Transi­ stors (Q12) des Paares (Q11, Q12) beträgt.

4. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 3, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Emitterfläche des anderen Transi­ stors (Q11) des Paares (Q11, Q12) doppelt so groß ist, wie die Emitterfläche des einen Transistors (Q12) des Paares (Q11, Q12).

5. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen des Steuerstromes (I₂) zwei Transistoren (Q9, Q11) und einen mit diesen gekoppelten - dritten - Widerstand (R₂) aufweist, der zusammen mit diesen Transi­ storen (Q9, Q11) eine an ihm abfallende Spannung schafft, die so groß ist wie die von der Spannungsreferenzschal­ tung erzeugte Ausgangsspannung (V₀).

6. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der eine Transistor (Q9) der Einrich­ tung für den Steuerstrom (I₂), der gleichzeitig den Aus­ gangspuffertransistor der Puffereinrichtung (23) bildet, einen Basis-Emitter-Temperaturkoeffizienten hat, der dem Temperaturkoeffizienten eines (Q11) der beiden, mit ihm über den dritten Widerstand (R3) verbundenen Transistoren der ersten Stromsenke (Q11, Q12) folgt.

7. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß der zweite Strom­ spiegel (Q3, Q4) eine die entgegengesetzte Polarität auf­ weisenden Nachbildung eines von dem Differenzverstärker (20) erzeugten Ausgangsstromes spiegelt und die Umwand­ lungseinrichtung (21) ausgerüstet ist mit einem ersten Stromsummierungsknotenpunkt (101A), der an den Differenz­ verstärker (20) und die Nachbildung des Ausgangsstromes aus diesem angeschlossen ist, wobei der erste Stromsum­ mierungsknotenpunkt (101A) auch an den Kollektor des zweiten Transistors (Q2) des Differenzverstärkers (20) angeschlossen ist, einem an den zweiten Stromspiegel (Q3, Q4) angeschlossenen dritten Transistor (Q5), der mit dem ersten Stromsummierungsknotenpunkt (101A) verbunden ist, einem zweiten Stromsummierungsknotenpunkt (102), an den der Emitter des dritten Transistors (Q5) angeschlos­ sen ist und der auch mit dem zweiten Stromspiegel (Q3, Q4) verbunden ist, so daß der gesamte Gleichtakt-Kollektor­ ausgangsstrom des ersten (Q1) und des zweiten (Q2) Tran­ sistors des Differenzverstärkers (20) durch den zweiten Stromsummierungsknotenpunkt (102) fließt, und wobei der dritte Transistor (Q5) eine wesentliche Stromverstärkung vom ersten Knotenpunkt (101A) zum zweiten Knotenpunkt (102) schafft, und daß die Beaufschlagungseinrichtung (22, 25) auch an den zweiten Stromsummierungsknotenpunkt (102) angeschlossen ist und den von dem dritten Transi­ stor (Q5) und dem zweiten Stromspiegel (Q3, Q4) verlangten Gesamtstrom als konstanten und temperaturunabhängigen Strom liefert.

8. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 7, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Beaufschlagungseinrichtung (22, 25) eine Stromquelle (22) aufweist, an die die Einrichtung (Q9, R3, Q11) zum Erzeugen des Steuerstromes (I₂), die Senke (25) und die Umwandlungseinrichtung (21) so angeschlossen sind, daß die beiden ersteren einander hinsichtlich der Stromwerte folgen und die letztere mit einem konstanten temperaturunabhängigen Strom (I₂) gespeist wird.

9. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 8, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Stromquelle (22) einen - dritten - Stromspiegel (Q6, Q7) aufweist.

10. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 9, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der dritte Stromspiegel als Wilson-Stromspiegelschaltung (Q16, Q17, Q18) ausgeführt ist.

11. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (Q9, R3, Q11) zum Schaffen des Steuerstromes (I₂) versehen ist mit einer an die Umwandlungseinrichtung (21) ange­ schlossenen Einrichtung (Q9) zum Schaffen einer Beauf­ schlagungsspannung, die aus der Ausgangsspannung (V₀) abgeleitet und gegen diese um einen Spannungsabfall an der Puffereinrichtung (23) versetzt ist, und mit einem Eingang zu der Senke (25), an den eine Einrichtung (Q11) zum Schaffen einer Versatzspannung angeschlossen ist, die zu dem Spannungsabfall an der Puffereinrichtung äquiva­ lent ist, wobei der dritte Widerstand (R₃) zwischen die Einrichtung (Q9) für die Beaufschlagungsspannung und den Eingang zu der Senke (25) geschaltet ist.

12. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, gekennzeichnet durch an die Senke (25), die Umwand­ lungseinrichtung (21) und die Stromquelle (22) ange­ schlossene Gegenkopplungs-Widerstände (R4-R9) zum Verbes­ sern der Anpassungscharakteristiken von diesen.

13. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die unterschiedli­ chen Emitterstromdichten in den Transistoren (Q1, Q2) des Differenzverstärkers (20) durch unterschiedlich große Emitterflächen dieser Transistoren und im Gleichgewicht befindliche Kollektorausgangsströme von diesen erzielt werden.

14. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die unterschiedlichen Emitterstromdichten in den Transistoren (Q1, Q2) des Dif­ ferenzverstärkers (20) mit Emitterflächen dieser Transi­ storen von gleicher Größe bei Beaufschlagung mit unter­ schiedlichen Strömen erzielt werden.

15. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Umwandlungs­ einrichtung (21) eine hohe Verstärkung herbeiführt.

16. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß an den zweiten Stromspie­ gel (Q3, Q4) eine Stromverstärkungseinrichtung (Q5) ange­ schlossen ist, die die algebraische Summe des von diesem Stromspiegel geschaffenen Stromes und eines der beiden Ausgangsdifferenzströme des Differenzverstärkers ver­ stärkt, und daß eine Einrichtung zum Kombinieren und Vermehren des Ausgangseinzelstromes der Stromverstär­ kungseinrichtung (Q5) mit der Gesamtheit bzw. um die Gesamtheit des Stromes, der in dem zweiten Stromspiegel (Q3, Q4) fließt, vorgesehen ist.

17. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (Q1) und der zweite (Q2) band-gap-Transistor des Differenzverstär­ kers (20) npn-Transistoren sind, und daß die Umwand­ lungseinrichtung (21) versehen ist mit einem dritten pnp-Transistor (Q3), dessen Kollektor und dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten npn-Transistors (Q2) verbunden sind, einem vierten pnp-Transistor (Q4), dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten npn-Transistors (Q2) und mit der Basis und mit dem Kollektor des dritten pnp-Transi­ stors (Q3) verbunden ist, dessen Kollektor mit dem Kol­ lektor des ersten npn-Transistors (Q1) verbunden ist und dessen Emitter mit dem Emitter des dritten pnp-Transi­ stors (Q3) verbunden ist, und einem fünften pnp-Transi­ stor (Q5), dessen Basis mit den Kollektoren des vierten pnp-Transistors (Q4) und des ersten npn-Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Kollektor an Masse angeschlossen ist und dessen Emitter mit den Emittern des dritten pnp-Transistors (Q3) und des vierten pnp-Transistors (Q4) verbunden ist.

18. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Beaufschlagungseinrichtung (22, 25) einen sechsten pnp-Transistor (Q6) aufweist, dessen Kollektor mit den Emittern des dritten (Q3), vier­ ten (Q4) und fünften (Q5) pnp-Transistors verbunden ist und dessen Emitter an die positive Versorgungsklemme (116) angeschlossen ist, und einen siebenten pnp-Transi­ stor (Q7) besitzt, dessen Basis und dessen Kollektor mit der Basis des sechsten pnp-Transistors (Q6) verbunden sind und dessen Emitter mit dem Emitter des sechsten pnp-Transistors (Q6) und mit einer positiven Versorgungsklem­ me (116) verbunden ist, daß eine an den Ausgang der Um­ wandlungseinrichtung (21) angeschlossene Puffereinrich­ tung (23) zur Schaffung einer Lastimpedanz für diese ausgestattet ist mit einem achten npn-Transistor (Q8), dessen Kollektor mit dem Kollektor und der Basis des siebenten pnp-Transistors (Q7) und mit der Basis des sechsten pnp-Transistors (Q6) verbunden ist, dessen Basis mit den Emittern des dritten (Q3) pnp-, vierten (Q4) pnp- und fünften (Q5) pnp-Transistors und mit dem Kollektor des sechsten pnp-Transistors (Q6) verbunden ist, und mit einem neunten npn-Transistor (Q9) dessen Kollektor mit der positiven Versorgungsklemme (116), dessen Basis mit dem Emitter des achten npn-Transistors (Q8) und dessen Emitter mit der Basis des ersten npn-band-gap-Transistors (Q1) und mit einer Ausgangsklemme (117) verbunden ist, daß ein an die Puffereinrichtung (23) angeschlossenes Rückkopplungsnetzwerk (24) ausgerüstet ist mit einem ersten Widerstand (R1), von dem ein erstes Ende mit dem Emitter des neunten npn-Transistors (Q9), mit der Basis des ersten band-gap-npn-Transistors (Q1) und mit der Ausgangsklemme (117) verbunden ist und von dem ein zwei­ tes Ende an die Basis des zweiten band-gap-npn-Transi­ stors (Q2) angeschlossen ist, ferner mit einem zehnten npn-Transistor (Q10), dessen Basis und dessen Kollektor mit dem zweiten Ende des ersten Widerstandes (R1) und mit der Basis des zweiten band-gap-npn-Transistors (Q2) ver­ bunden sind, und mit einem zweiten Widerstand (R2), von dem ein erstes Ende mit dem Emitter des zehnten npn-Tran­ sistors (Q10) und ein zweites Ende mit Masse verbunden ist, daß eine an die Stromverstärkungseinrichtung ange­ schlossene, Strom aus der Differenzverstärkereinrichtung (20) abziehende Stromsenke (25) ausgestattet ist mit einem dritten Widerstand (R3) von dem ein erstes Ende an den Emitter des achten npn-Transistors (Q8) der Puffer­ einrichtung (23) und mit der Basis des neunten npn-Tran­ sistors (Q9) der Puffereinrichtung (23) verbunden ist, ferner mit einem elften npn-Transistor (Q11), dessen Basis und dessen Kollektor mit einem zweiten Ende des dritten Widerstandes (R3) verbunden sind und dessen Emit­ ter an Masse angeschlossen ist, und mit einem zwölften npn-Transistor (Q12), dessen Basis an die Basis und an den Kollektor des elften npn-Transistors (Q11) und an das zweite Ende des dritten Widerstandes (R3) angeschlossen sind, dessen Emitter mit Masse verbunden ist und dessen Kollektor mit den Emittern des ersten npn-band-gap-Tran­ sistors (Q1) und des zweiten npn-band-gap-Transistors (Q2) verbunden ist.

19. Spannungsreferenzschaltung gemäß Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten npn-band-gap-Tran­ sistors (Q1) eine Fläche "x" hat und der Emitter des zweiten npn-band-gap-Transistors (Q2) eine Fläche "N·(x)" aufweist, wobei N ein von EINS verschiedener Wert ist, und die Emitter des dritten pnp-Transistors (Q3) und des vierten pnp-Transistors (Q4) untereinander gleiche Fläche haben.

20. Spannungsreferenzschaltung gemäß Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter des ersten npn-band-gap-Tran­ sistors (Q1) und des zweiten npn-band-gap-Transistors (Q2) untereinander gleiche Flächen haben, daß der Emitter des vierten pnp-Transistors (Q4) eine Fläche "y" hat und der Emitter des fünften pnp-Transistors (Q5) eine unter­ schiedliche Fläche "N·(y)" aufweist, wobei N ein von EINS verschiedener Wert ist.

21. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die npn-Transisto­ ren durch pnp-Transistoren und die pnp-Transistoren durch npn-Transistoren ersetzt sind.