DE2646366C2

DE2646366C2 - Stromstabilisierungsschaltung

Info

Publication number: DE2646366C2
Application number: DE2646366A
Authority: DE
Inventors: Rudy Johan van de Eindhoven Plassche
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1975-10-21
Filing date: 1976-10-14
Publication date: 1985-02-28
Also published as: DE2646366A1; FR2329014A1; FR2329014B1; ES452519A1; CA1065402A; AU506183B2; JPS5251551A; AU1878476A; GB1568208A; US4100436A; NL7512311A; HK71580A; JPS5925244B2; IT1070462B

Description

dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis des zweiten Transistors (7"₂) und dem dritten Punkt (2) ein Widerstand (A₁) angeordnet ist (F ig. 1, 2).

2. Stromstabilisierungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseschaltung eine Stromspiegelschaltung (Γ,_η, 7"_n, 7",,.) mit einem mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T₂) gekoppelten Ausgang (4) und mit einem mit dem Kollektor des ersten Transistors (7",) gekoppelten Eingang (3) enthält, wobei eine niederohmige Kopplung zwischen dem Ausgang (4) der Stromspiegelschaltung und dem dritten Punkt (2) vorgesehen ist (Fig. 2).

3. Stromstabilisierungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im ersten Stromzweig in Reihe mit dem Kollektor-Emitler-Weg des ersten Transistors (T₁) eine zweite ohmsche Impedanz (R₂ ) angeordnet ist und im zweiten Stromzweig in Reihe mit dem Kollektor-Emitter-Weg des zweiten Transistors (T₂) eine dritte ohmsche Impedanz (A₁) angeordnet ist, daß der erste und der zweite Punkt (3, 4) miteinander verbunden sind, und daß die Speiseschaltung ein Differenzverstärker (7;,, T₄, 7"₅, T₆, Γ·., T₈, Tq) mit einem invertierenden und einem nicht-invertiercnden Eingang ist, dessen invertierender Eingang mit einem dem Kollektor des ersten Transistors (T\) zugekehrten Ende der zweiten ohmschen Impedanz (R₂ ) und dessen nichtinvertierender Eingang mit einem dem Kollektor des zweiten Transistors (T₂) zugekehrten Ende der dritten ohmschen Impedanz (R₃) verbunden ist, wobei ein erster Ausgang des Differeni.verstärkers mit dem gemeinsamen ersten und zweiten Punkt (3, 4) und ein zweiter Ausgang (7) des Differenzverstärkers mit dem dritten Punkt (2) verbunden ist (Fig. 1).

4. Stromstabilisierungsschaitung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine vierte ohmsche impedanz (Λ₄) zwischen dem dritten Punkt (2) und dem Emitter des zweiten Transistors (T₂) angeordnet ist (Fig. 1).

5. Stromstabilisierungsschaltung, die enthält:

- einen ersten Stromzweig zwischen einem ersten gemeinsamen Punkt (3, 4) und einem zweiten gemeinsamen Punkt (5), in den die Reihenschaltung einer ersten ohmschen Impedanz (j?₅), eines Kollektor-Emitter-Wegs eines ersten Transistors (7"|), dessen Basis mit dem Kollektor verbunden ist, und einer zweiten ohmschen Impedanz (R₁) aufgenommen ist,

- einen zweiten Stromzweig zwischen dem ersten (3, 4) und zweiten (5) gemeinsamen Punkt, in den die Reihenschaltung einer dritten ohmschen Impedanz (R_b) und eines Kollektor-Emitter-Wegs eines zweiten Transistors (7"₂), dessen Basis mit dem Kollektor verbunden ist, aufgenommen ist,

- und einen Differenzverstärker (A) mit einem invertierenden (8) und einem nicht-invertierenden (9) Eingang, dessen invertierender Eingang (8) mit dem dem Kollektor (1) des ersten Transistors (7"|) zugekehrten Ende der ersten ohmschen Impedanz (A₅) und dessen nicht-invertierender Eingang (9) mit dem dem Kollektor (2) des zweiten Transistors (T₂) zugekehrten Ende der dritten ohmschen Impedanz (R_b) verbunden ist, und mit einem Ausgang (10), der mit dem ersten gemeinsamen Punkt (3, 4) gekoppelt ist,

dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor (2) und der Basis des zweiten Transistors (T₂) ein Widerstand (R₁) angeordnet ist (Fig. 3).

Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromstabilisierungsschaftung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder des Anspruchs 5.

Eine Stromstabilisierungsschaitung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus der DE-OS 24 12 393, insbesondere Fig. 1,2 und 5 mit zugehöriger Beschreibung, bekannt. Die dort gezeigten Anordnungen weisen einen ersten Stromzweig auf, der eine Reihenschaltung aus dem Kollektor-Emitter-Weg eines ersten Transistors (T2, T2') und einer ersten ohmschen Impedanz (Widerstand R) enthält, sowie einen zweiten Stromzweig, der den Kollektor-Emitter-Weg eines zweiten Transistors enthält. Der dem Emitter des ersten Transistors abgewandte Anschluß der ersten Impedanz ist mit dem Emitter des zweiten Transistors in einem ersten gemeinsamen Punkt verbunden. Der Kollektor des ersten Transistors bildet einen ersten Punkt, der Kollektor des zweiten Transistors einen zweiten Punkt, und die Basisanschlüsse der beiden Transistoren sind gemeinsam mit einem dritten Punkt verbunden. Einer der beiden Transistoren kann dabei durch eine Kollektor-Basis-Verbindung als Diode geschaltet sein.

Mit dem ersten, zweiten und dritten Punkt ist eine Speiseschaltung verbunden, durch die in den beiden

Stromkreisen Ströme mit einem festen gegenseitigen Größenverhältnis erzeugt werden. Diese Speiseschaltung umfaßt im Fall der Fig. 1 der DE-OS 24 12 393 eine Stromspiegelschaltung aus Transistoren T3 bis T6', im Fall der Fig. 2 eine Kombination aus einer Stromspiegelschaltung aus Transistoren T4 bis T6 und einem Differenzverstärker A und im Fall der Fig. 5 eine Schaltungsanordnung aus einem Differenzverstärker A, einem Transistor Tc sowie zwei Impedanzen Rl und R2.

Eine Speiseschaltung der vorstehend genannten Art ist in den Stromstabilisierungsschaltungen gemäß DE-OS 24 12 393 derart mit dem ersten und dem zweiten Stromzweig verbunden, daß die Stromstabilisierungsschaltung einen stabilen Zustand aufweist und daß die Basisströme des ersten und des zweiten Transistors vollständig von der Speiseschaltung geliefert werden.

Die Wirkung von Stromstabilisierungsschaltungen der eingangs genannten Art beruht auf der Tatsache, daß infolge des festen Verhältnisses zwischen den Strömen in den beiden Stromzweigen sich nur bei einer bestimmten Größe (ungleich Null) dieser Ströme ein stabiler Zustand einstellen kann. Denn infolge der Aufrechterbaltung gleicher Spannungen über einem zwischen dem dritten Punkt und dem ersten gemeinsamen Punkt über den ersten Transistor führenden ersten Spannungssteuerzweig einerseits und einem zwischen den genannten Punkten über den zweiten Transistor führenden zweiten Spannungssteuerzweig andererseits müssen diese Ströme die Bedingung erfüllen, daß der Unterschied zwischen der Spannung über dem einen zweiten Halbleiterübergang bildenden Basis-Emitter-Weg des zweiten Transistors und der Spannung über dem einen ersten Halbleiterübergang bildenden Basis-Emitter-Weg des ersten Transistors gleich der Spannung über der ersten ohmschen Impedanz sein muß.

Für den Unterschied zwischen den Spannungen über zwei Halbleiterübergängen, die in einer integrierten Schaltung nahezu die gleiche Temperatur aufweisen und, abgesehen von der Geometrie, genau gleich sind, kann nachgeviesen werden, daß dieser Unterschied

gleich — In η ist, wobei k die Boltzmann-Konstante, T

die Absoluttemperatur (K), q die elementare Ladung und η das Verhältnis der Stromdichten der beiden Ströme durch die Halbleiterübergänge darstellen, wobei dieses Verhältnis durch das Größenverhältnis der Ströme durch die beiden Halbleiterübergänge und das Geometrieverhältnis bestimmt wird. Wenn die Impedanz einen Wirierstandswert R aufweist und der Strom / durch diese Impedanz um die Temperatur T = 7"₀ in einer Taylor-Reihe entwickelt wird, gilt für diesen Strom, daß

ist, wobei

I_n =

In η und T =

Aus Obenstehendem geht hervor, daß die Ströme, die den ersten und den zweiten Stromzweig durchfließen, bei T-T₀ eine temperaturunabhängige Komponente und eine Komponente mit einer positiven Temperaturabhängigkeit erster Ordnung aufweisen. Der am gemeinsamen Punkt auftretende Strom kann dann ebenfalls eine gleiche Temperaturabhängigkeit aufweisen.

In der DE-OS 24 12 393 ist angegeben, Q₁₁B durch Zusatz eines Widerstandes mit geeignet gewähltem Widerstandswert parallel zu dem zweiten Halbleiterübergang dem gemeinsamen Punkt ein nahezu temperaturunabhängiger Strom (Temperaturkoeffizient erster Ordnung nahezu gleich Null) entnommen werden kann. Denn der Strom durch diesen Widerstand ist der Spannung über dem zweiten Halbleiterübergang proportional, durch den ein der Temperatur proportionaler Strom fließt. Für die Spannung über einem solchen Halbleiter-Übergang läßt sich nachweisen, daß diese Spannung um T = T₀ eine temperaturunabhängige Komponente und eine Komponente mit einer negativen Temperaturabhangigkeit erster Ordnung aufweist. Der von dieser Komponente erster Ordnung in dem Widerstand erzeugte Strom kann dann die positive Komponente erster Ordnung der in den beiden Stromkreisen fließenden Ströme ausgleichen, so daß eine nahezu temperaturunabhängige Stromquelle erhalten wird.

In der DE-OS 24 12 393 ist auch ein Beispiel des Spannungsäquivalents einer derartigen temperaturunabhängigen Stromquelle beschrieben. Der erzeugte Strom mit einer konstanten Komponente und einer positiven Komponente erster Ordnung wird dazu über die Reihenschaltung eines Halbleiterübergangs und eines Widerstands geführt. Die von diesem Strom über 3C diesem Widerstand erzeugte Spannungskomponente mit einer positiven Temperaturabhängigkeit erster Ordnung kann aann die Komponente der Spannung über diesem Halbleiterübergang mit einer negativen Abhängigkeit erster Ordnung ausgleichen. Es läßt sich nachweisen, daß dann die Spannung über diesem Widerstand in Reihe mit diesem Halbleiterübergang nahezu gleich E_gap, d. h. dem Bandabstand zwischen dem Leitungs- und dem Valenzband des verwendeten Halbleitermaterials, ist. (Bei der äquivalenten Stromquelle ist der Strom dann nahezu gleich E_gan/R, wobei R den Parallelwiderstand darstellt.)

Aus Messungen und Berechnungen, wie sie beispielsweise aus »IEEE Journal of Solid State Circuits«, Band SC-8, Nr. 3, Juni 1973, S. 222-226, bekannt sind, ergibt sich aber, daß der erhaltene Bezugsstrom oder die erhaltene Bezugsspannung eine verhältnismäßig kleine Komponente mit einer negativen Temperaturabhängigkeit zweiter Ordnung aufweist (proportional zu (—J L

wodurch der Ausgangsstrom oder die -spannung der Bezugsquelle eine Abweichung von dem gewünschten konstanten Wert aufweist, die eine parabolische Funktion der Temperatur ist.
Eine Stromstabilisierungsschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 5 ist aus der Druckschrift »IEEE Journal of Solid-State Circuits«, Band SC-8, Nr. 3, Juni 1973, S. 222-226, insbesondere Fig. 1. bekannt. In dieser Schaltung umfaßt der erste Stromzweig eine erste ohmsche Impedanz (R_:), eine zweite ohmsche Impedanz (R₁) sowie den Kollektor-Emitter-Weg eines ersten Transistors (D_:). dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, angeordnet in einer Reihenschaltung. Der zweite Stromzweig umfaßt eine Reihenschaltung aus einer dritten ohmschen Impedanz (R,) und dem Kollektor-Emitter-Weg eines zweiten Transistors (Di), dessen Basis und Kollektor ebenfalls miteinander verbunden sind. Die Stromstabilisierungsschaltung enthält ferner einen Differenzverstärker (op. Amp)

mit einem invertierenden Eingang, der mit dem Verbindungspunkt zwischen der ersten und der zweiten ohmschen Impedanz verbunden ist, und einem nicht-invertierenden Eingang, der mit dem Kollektor des zweiten Transistors und damit auch mit dem dem Kollektor des zweiten Transistors zugekehrten Ende der dritten ohmschen Impedanz verbunden ist. Der Ausgang des Differenzverstärkers ist mit dem ersten gemeinsamen Punkt gekoppelt, der außerdem mit je einem Ende der ersten und der dritten Impedanz verbunden ist.

Wie schon bei der Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 tritt auch bei der zuletzt beschriebenen Schaltung eine gleichartige Temperaturabhängigkeit auf.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, diese Temperalurabhängigkeit zweiter Ordnung zu unterdrücken und damit die Stromstabilisierung zu verbessern.

Erfindungsgemäß weist dazu eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 einen Widerstand auf, der zwischen der Basis des zweiten Transistors und dem dritten Punkt angeordnet ist.

Bei einer Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 5 wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischer dem Kollektor und der Basis des zweiten Transistors ein Widerstand angeordnet ist. Wie im voraufgehenden bereits zum Anspruch 1 erläutert worden ist, wird durch diese erfindungsgemäße Maßnahme die Temperaturabhängigkeit der Stromstabilisierungsschaltung in hohem Maße verringen. Es ist einleuchtend, daß damit letztlich die gleiche Maßnahme beschrieben wird wie im Anspruch 1, da in beiden Fällen der Basisstrom des zweiten Transistors über den erfindungsgemäß angeordneten Widerstand fließt.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die Aufnahme eines Widerstandes in die Basisleitung des ersten Transistors u. a. infolge der Temperaturabhängigkeit des Basisstroms zu einem zusätzlichen temperaturabhängigen Spannungsabfall in dem zweiten Spannungssteuerzweig führt, wobei dieser zusätzliche Spannungsabfall, wie sich aus Messungen und Berechnungen ergibt, eine Komponente der Ströme durch die beiden Stromzweige mit einer positiven Temperaturabhängigkeit zweiter Ordnung herbeiführt, die dazu benutzt werden kann, die genannte Abweichung in Bezugsquellen der genannten Art in hohem Maße zu unterdrücken. Da der Widerstand in der Basisleitung angeordnet ist, durch die verhältnismäßig wenig Strom fließt, beeinflußt dieser Widerstand die Hauptkomponenten (konstante Komponente und Komponente erster Ordnung) der Ströme in beiden Stromzweigen nahezu nicht, während dieser geringe Einfluß erwünschtenfalls beim Entwurf der genannten Bezugsquellen berücksichtigt werden kann.

Die Unteranspröche beschreiben vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung.

Aus der US-PS 33 64 434 ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Vorspannung für einen Tran-Basis des Transistors verbunden ist, dessen Vorspannung eingestellt werden soll. Unter der Voraussetzung, daß die beiden Widerstände exakt gleiche Werte haben, sollen Änderungen in den Transistorkenndaten, die durch für beide Transistoren übereinstimmende Temperaturänderungen hervorgerufen werden, die Vorspannung des Transistors nicht wesentlich beeinflussen. Die hier auftretenden Temperaturabhängigkeiten sind jedoch von erster Ordnung und dcmit wesentlich höher, als die durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung unterdrückten Temperaturabhängigkeiten.

In der US-PS 38 93 018 ist ferner ein spannungs- und temperaturstabiler, integrierter Spannungsregelschaltkreis beschrieben, der ebenfalls nur Temperaturabhängigkeiten erster Ordnung ausregeln soll und bei dem der negative Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter-Spannung eines Transistors durch einen positiven Temperaturkoeffizienten ausgeglichen weiden soll, der aus der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen eines Paares zusätzlicher Transistoren abgeleitet wird.

Einige Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 eine erste und bevorzugte Ausführungsform einer Stromstabilisierungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 2 eine zweite Ausführungsform, und Fig. 3 eine dritte Ausführungsform dieser Schaltung.

Fig. 1 zeigt eine aus der DE-OS 24 12 393 bekannte Stromstabilisierungsschaltung, bei der die erfindungsgemäße Maßnahme angewandt ist (Widerstand R₁ ). Ein erster Spannungssteuerzweig zwischen einem Punkt 1 und einem gemeinsamen Punkt 5 enthält eine Reihenschaltung des Basis-Emitter-Übergangs eines Transistors 7", und eines Widerstandes R₁ und ein zweiter Spannungssteuerzweig enthält zwischen einem Punkt 2 und dem gemeinsamen Punkt 5 eine Reihenschaltung des Widerstandes R_c und des Basis-Emitter-Übergangs eines Transistors T₂. Die Punkte 1 und 2 sind direkt miteinander verbunden. In Kollektorzweigen derTransistoren Γι und T₂ sind Widerstände R₂ bzw. R₃ angeordnet. Die Kollektoren der Transistoren T₁ und T₂ sind auch mit Basis-Elektroden zweier Transistoren T, bzw. T₄ verbunden. Diese Transistoren T₃ und T₄ sind als Differenzpaar geschaltet, wobei ihre miteinander verbundenen Emitter mit den Punkten 1 und 2 verbunden sind. Der durch die Transistoren T₃ und T₄ gebildete Differenzverstärker enthält einen differentiellen Ausgang 8, in dem die Transistoren T₃ und T₄ mit ihren Kollektoren mit einem aus Transistoren T₅, T_b und T₁ bestehenden Stromspiegel gekoppelt sind. Dieser Ausgang 8 ist über eine als Emitterfolger geschaltete Transistorkombination F₈, Tq mit miteinander verbundenen und von den Kollektoren der Transistoren T_t und T₂ abgekehrten Enden 3 und 4 der Widerstände R₂ und R₃ verbunden. Abgesehen von dem Widerstand R_c ist die Wirkung wie folgt:

Wenn angenommen wird, daß die Spannung über dem Widerstand R₂ größer als die Spannung über dem

sistor in einer integrierten Schaltung bekannt. Darin ist 60 Widerstand^ wird, wird der Kollektorstrom des Transieine mit dem Emitter eines Transistors verbundene stors T₃ kleiner als der Strom des Kollektors des Transi-R-C-Kombination mit großem Kondensator durch eine Schaltung ersetzt, die zwei Widerstände und einen weiteren Transistor umfaßt. Je ein Anschluß der Widerstände ist mit dem Kollektor des weiteren Transistors 65 verbunden, während der zweite AnschluB eines der

Widerstände mit der Basis des weiteren Transistors und der andere Anschluß des zweiten Widerstands mit der .stors T₄, wodurch der Basisstrom des Transistors Tg und somit die Summe der Ströme durch die Punkte 3 und 4 zunehmen. Die Zunahme der Ströme durch die Wider-Stände R₂ und R₃ führt in erster Linie eine Zunahme der Easisströme der Transistoren T₃ und T₄, somit eine Zunahme der gesamten Emitterströme des Differenzpaars T^, T₄ herbei. Diese Zunahme der gesamten

Emitterströme bewirkt, daß die Spannung an den Basis-Elektroden der Transistoren 71 und T₂ zunimmt, was eine Zunahme der Kollektorströme zur Folge hat. Dieser Mechanismus regelt die Kollektorströme der Transistoren 7j und T₂, bis die durch diese Kollektorströme herbeigeführten Spannungen über den Widerständen A₂ und A₃ einander gleich sind. Für jede Temperatur gibt es einen Wert für diese Ströme, die außerdem die Bedingung erfüllen müssen, daß die Spannungen über beiden Spannungssteuerkreisen einander gleich sind, für die diese stabile Einstellung erreicht wird. Für die Kollektorströme der Transistoren 7i und T₂ gilt also, daß das gegenseitige Größenverhältnis gleich dem gegenseitigen Größenverhältnis der Widerstände R_} und R₂ ist. Dabei sei bemerkt, daß der gemeinsame Emitterkreis der Transistoren T₂ und T₄ in dieser Konfiguration einen Ausgang (7) des DifTerenzverstärkers bildet, wobei die Basis-Elektroden der Transistoren T₂ und T₄ einen invertierenden bzw. nicht-invertierenden Eingang bilden. Für den Eipitterstrom Z₁ des Transistors 7, gilt:

I₁R₁ = VOe₂-VOe₁ = AVbe

(D

wobei Vbe₂ bzw. Vbe_x die Basis-Emitterspannung des Transistors T₂ bzw. 71 darstellen. Für den Unterschied A Vbe gilt:

kT

AVbe = — Inn,
<7

30

wobei k die Boltzmann-Konstante, q die elementare Ladung, T die Absoluttemperatur und η das Verhältnis der Stromüichten in den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren T₂ und T₁ darstellen. Dieses Verhältnis ist dem Verhältnis der Widerstände R₂ und R₃ und dem Verhältnis der wirksamen Basis-Emitter-Oberflächen der Transistoren 7J und T₂ proportional.

Für den Strom /„ der über den Punkt 5 zu einem Speisungsanschlußpunkt fließt, gilt:

(2)

45

wobei I₀ gleich dem Strom /, für eine Bezugstemperatur T₀ und A T gleich T-T₀ ist.

Wird, wie in Fig. 1 gestrichelt angegeben ist, ein Widerstand R₄ parallel zu dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors T₂ angeordnet, so fließt durch diesen so Widerstand R₄ ein Strom I₄ = Vbe₂/R₄. Für die Basis-Emitter-Spannung eines Transistors, durch den ein Strom entsprechend dem Ausdruck (2) fließt, läßt sich nachweisen (siehe den genannten Aufsatz in »I.E.E.E. J.S.S.C«), daß diese Spannung eine temperaturunabhängige Komponente und eine Komponente mit einer negativen Temperaturabhängigkeit erster Ordnung aufweist. Bei einem geeigneten Wert des Widerstandes R₄ iprird die Komponente des Stroms I₄ infolge dieser Korn-. ponente erster Ordnung von der Komponente erster Ordnung des Stromes /, gemäß dem Ausdruck (2) ausgeglichen. Der insgesamt durch den Punkt 5 fließende Strom ist dann nahezu temperaturunabhängig und nahezu gleich E^pZR₄.

■ Eine Spannungsbezugsquelle wird dadurch erhalten, daß der Strom I, gemäß dem Ausdruck (2) über die Reihenschaltung eines Widerstandes R₄ und eines Halbleiterübergangs geschickt wird. Die Spannung über der Reihenschaltung ist dann bei einem richtigen Wert des Widerstandes R₄ nahezu gleich E_gai>.

Genaue Berechnungen der Spannung über einem Halbleiterübergang, durch den ein Strom gemäß dem Ausdruck (2) fließt, haben gezeigt, daß diese Spannung eine verhältnismäßig kleine Komponente mit einer negativen Temperaturabhängigkeit zweiter Ordnung aufweist (also proportional zu .(—1 I Diese Kompo-

\ wo//

nente fuhrt eine Abweichung von dem gewünschten Bezugsstrom oder der gewünschten Bezugsspannung von etwa 4 ppm/°C herbei, z. B. bei einem Strom von 1 mA eine Änderung von 0,4 μΑ über einen Temperaturbereich von 100⁰C.

Nach der Erfindung läßt sich die genannte Abweichung in hohem Maße dadurch ausgleichen, daß dem Strom gemäß dem Ausdruck (2) eine Komponente mit einer positiven Temperaturabhängigkeit zweiter Ordnung zugesetzt wird, was durch Aufnahme des Widerstandes R₁ erzielt wird. Aus dem Ausdruck (1) wird in diesem Falle

= A Vbe + V₁

(3)

hergeleitet, wobei V_c die von dem Basisstrom des Transistors T₂ über dem Widerstand R_t erzeugte Spannung ist. Diese Spannung V_c ist im Vergleich zu der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₂ viel kleiner als im Vergleich zu A Vbe, so daß diese Spannung V₁. den Strom durch den Widerstand R₄ nahezu nicht beeinflußt. Messungen an der Stromstabilisierungsschaltung nach Fig. 1, wobei die Widerstände R_u R₂, Ry und A₄ als temperaturabhängige Widerstände ausgebildet sind, R₂ =Λ₃,Λ, = 150Ll, R₄ = 1250 Ω, η =4,7, = 1 mA und R, = ein integrierter Widerstand mit einem Wert bei 300°K von ±150 £2, zeigten eine Abweichung von 0,5 ppm/°C, also bei einem Strom von 1 mA eine Änderung von 0,05 μΑ über einen Temperaturbereich von 100°C. Dies ist eine Verbesserung um etwa einen Faktor 10. Dabei sei bemerkt, daß Messungen nachgewiesen haben, daß mit einem temperaturunabhängigen Widerstand R_c ebenfalls ein Ausgleich erzielt werden kann. Die experimentellen Ergebnisse stimmen dabei, wie gefunden wurde, auf befriedigende Weise mit Computerberechnungen überein.

Der optimale Wert des Widerstandes R_c ist von den Eigenschaften der Transistoren T, und T₂, dem Wert von η und den Weiten der Widerstände A₁ und R₄ und gegebenenfalls ihrem Temperaturverhalten abhängig, so daß für jede andere Ausführungsform der optimale Wert des Widerstandes R_c experimentell oder theoretisch bestimmt werden muß.

Die erzielten Ergebnisse für die Strombezugsquelle gelten ohne weiteres auch für die Anwendung der Stromstabilisierungsschaltung in einer Spannungsbezugsquelle, weil die Spannungsbezugsquelle das Spannungsäquivalent der Strombezugsquelle ist.

Es versteht sich, daß die erfindungsgemäße Maßnahme auch bei anderen Ausfuhrungsformen der ■Stromstabilisierungsschaltung nach Fig. 1 angewandt werden kann. Denn bei allen Abwandlungen gilt, daß die Spannung über einem Widerstand in Reihe mit einem Halbleiterübergang der Spannung über einem anderen Halbleiterübergang gleichgesetzt wird, während die Ströme in beiden Stromkreisen ein festes gegenseitiges Größenverhältnis aufweisen, was bedeutet, daß bei allen Abwandlungen die Ströme von demselben Mechanismus festgelegt werden. Zur Verdeutlichung zeigen Fig. 2 und 3 zwei Abwandlungen.

Bei der Stromstabilisierungsschaltung nach Fig. 2 wird das Größenverhältnis der Ströme in Stromzweigen 3-5 und 4-5 von einem Stromspiegel T_nh T₁₁, T_X2 festgelegt. Die Schaltung enthält zwischen Punkten 1 und 5 die Reihenschaltung des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 7"|, der mittels einer Kollektor-Basis-Verbindung als Diode geschaltet ist, und des Widerstandes R_x und zwischen Punkten 2 und 5 die Reihenschaltung des Widerstandes /J, und des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors T₂. Ein Transistor F₁₁ wird hinzugefügt, um einerseits eine geringe Speisespannungsabhängigkeit zu erhalten und andererseits den Basisstrom des Transistors T₂ auszugleichen. Der Basisstrom des Transistors T₂ fließt von dem ersten Stromzweig (3-5) zu dem zweiten Stromzweig (4-5), während der Basisstrom des Transistors T₁J in umgekehrter Richtung fließt.

Für diese Siromstabilisierungsschaltung gilt ebenfalls der Ausdruck (3), so daß mit dem Widerstand /?, eine Komponente mit einer positiven Temperaturabhängigkeit zweiter Ordnung den Strömen in beiden Stromkreisen zugesetzt werden kann.

Die Schaltung nach Fig. 2 eignet sich in der dargestellten Form nicht zur Anwendung als eine temperaturunabhängige Stromquelle, weil infolge der Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors 7", kein Widerstand zwischen Punkt 2 und Punkt 5 eingeschaltet werden darf. Dazu soll die Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors T_x durch eine Verbindung über die Basis-Emitter-Strecke eines zusätzlichen Transistors ersetzt werden.

Fig. 3 zeigt eine aus »I.E.E.E. Journal of Solid State Circuits«, Band SC-8, Nr. 3, Juni 1973, S. 222-226, bekannte Stromstabilisierungsschaltung, bei der die erfindungsgemäße Maßnahme angewandt ist. Die Stromstabilisierungsschaltung enthält wieder zwischen Punkten I und 5 eine Reihenschaltung des Basis-Emitter-Übergangs eines Transistors 7", und eines Widerstandes R_x und zwischen Punkten 2 und 5 eine Reihenschaltung eines Widerstandes /?, und des Basis-Emitter-Übergangs eines Transistors T₂. Der Transistor T₁ ist durch eine Kollektor-Basis-Verbindung und der Transistor T₂ durch eine Kollektor-Basis-Verbindung über den Widerstand R₁ als Diode geschaltet. Die Punkte 1 und 2 sind mit einem invertierenden Eingang 8 bzw. einem nicht-invertierenden Eingang 9 eines Differenzverstärkers A verbunden, dessen Ausgang 10 über einen Widerstand /J₅ mit dem Punkt 1 und über einen Widerstand R_b mit dem Punkt 2 verbunden ist.

Der Differenzverstärker steuert die Ströme durch den ersten (3-5) und den zweiten (4-5) Stromzweig. Bei einem Anschluß des Differenzverstärkers A der in Fig. 3 dargestellten Art wird dadurch für jede Temperatur ein stabiler Punkt erreicht. Wenn der Verstärkungsfaktor des Differer rverstärkers A genügend groß ist, ist der Spannungsunterschied zwischen den Punkten 1 und 2 dann nahezu 0 V. Damit ist die Bedingung erfüllt, daß die Spannungen zwischen den Punkten 1 und 5 und zwischen den Punkten 2 und 5 einander gleich sind. Da die Spannungen über den Widerständen R_s und R_b einander gleich sind, ist das Größenverhältnis zwischen dem Strom in dem Stromzweig 3-5 und dem Strom in dem Stromzweig 4-5 gleich dem Verhältnis der Widerstände JJ₆ und R₅, wodurch die Bedingung erfüllt ist, daß beide •Ströme ein festes gegenseitiges Größenverhältnis aufweisen sollen.

Die Ströme, die die beiden Stromzweige durchfließen, werden bei dieser Stromstabilisierungsschaltung . also auch vom Ausdruck (3) beherrscht.

Um eine Spannungsbezugsquelle zu erhalten, ist die Stromstabilisierungsschaltung nach Fig. 3 besonders geeignet, v/eil in z. B. dem Stromzweig (4-5) bereits die Reihenschaltung eines Halbleiterübergangs (T₂) und eines Widerstandes (R_b) angeordnet ist, wobei der Wert dieses Widerstandes beliebig gewählt werden kann, vorausgesetzt, daß das Verhältnis der Werte der Widerstände /J₅ und R_b konstant bleibt. Wenn der Wert des Widerstandes R_b derart gewählt wird, daß die Komponente der Spannung über der »Diode« T₂ mit einer negativen Temperaturabhängigkeit erster Ordnung ausgeglichen wird, ist die Spannung zwischen dem Punkt 10 und dem Punkt 5 nahezu gleich E_gap. Der Widerstand R, sorgt dabei für einen Ausgleich zweiter Ordnung.

In der Stromstabilisierungsschaltung nach Fig. 3, gleich wie in allen anderen Abwandlungen, können je nach Bedarf in. den Emitterkreiser. der Transistoren T_x und T₂ mehrere Dioden oder als Diode geschaltete Transistoren angeordnet werden, vorausgesetzt, daß die Anzahl von Halbleiterübergängen in dem ersten (1-5) und dem zweiten (2-5) Spannungssteuerkreis gleich ist. Auch kann ein Widerstand im Emitterkreis des Transistors T₂ zusätzlich angeordnet werden. Dabei soll aber die Spannung über dem Widerstand /J₁ größer als die Spannung über diesem zusätzlichen Widerstand sein, weil der Unterschied zwischen diesen Spannungen gleich dem positiven Unterschied zwischen den Spannungen über den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren T₂ und T_x (zuzüglich der Spannung über dem Widerstand Zf₁.) ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

τ- ^Λ-

- -t 's

4 ν' *

f» -S

Claims

Patentansprüche:

1. Stromstabilisierungsschaltung, die enthält:

- einen ersten Stromzweig zwischen einem ersten Punkt (3) und einem ersten gemeinsamen Punkt (5), in den die Reihenschaltung des Kollektor-Emitter-Wegs eines ersten Transistors (T₁) und einer ersten ohmschen Impedanz (R₁) aufgenommen ist,

- einen zweiten Stromzweig zwischen einem zweiten Punkt (4) und dem ersten gemeinsamen Punkt (5), in den der Kollektor-Emitter-Weg eines zweiten Transistors (T₂) aufgenommen ist, der mit seiner Basis mit der Basis des ersten Transistors (T₁) verbunden ist ond der zusammen mit dem erste.i Transistor (T₁) mit Hilfe von Integrationstechniken auf einem Substrat gebildet ist,

- und eine mit den Kollektoren des ersten und zweiten Transistors (7",, T₂) verbundene Speiseschaltung zur Einspeisung von Strömen in den ersten und zweiten Stromzweig, die in einem festen gegenseitigen Größenverhältnis stehen derart, daß die Stromstabilisierungsschaltung

- einen stabilen Zustand aufweist, in dem beide Stromzweige Ströme fuhren können, und zur Lieferung des gesamten Basisstroms des ersten und zweiten Transistors (7",, T₂), der auf einen dritten Punkt (2) in der gemeinsamen Basisleitung dieser Transistoren eingespeist wird,