DE69000803T2

DE69000803T2 - Stromquelle mit niedrigem temperaturkoeffizient.

Info

Publication number: DE69000803T2
Application number: DE9090402933T
Authority: DE
Inventors: Frederic Breugnot; Franck Edme
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1989-10-20
Filing date: 1990-10-18
Publication date: 1993-06-09
Anticipated expiration: 2010-10-19
Also published as: US5103159A; EP0424264A1; EP0424264B1; DE69000803D1

Description

Die Erfindung betrifft integrierte Schaltkreise und insbesondere die Art der Ausführung einer stabilen Konstantstromquelle in diesen Schaltkreisen abhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung des integrierten Schaltkreises.
Es ist bereits vorgeschlagen worden, eine stabile Quelle auszuführen, indem ein Strom mit positivem Temperaturkoeffizienten und ein Strom mit negativem Koeffizienten addiert werden. Die Stabilität ist jedoch nur über einen Temperaturbereich möglich, in dem die Änderungen linear sind. Siehe EP-A-0 140 677.
Es sind Stromquellen bekannt, die ausgehend von einem Feldeffekttransistor und einer das Gate des Transistors polarisierenden Referenzspannungsquelle ausgeführt sind. Die Referenzspannungsquelle kann von dem unter der Bezeichnung "Bandgap"-Referenzquelle bekannten Typ sein. Die englische Bezeichnung "bandgap" bezeichnet das Energieintervall zwischen den Valenzbändern und den Leitungsbändern eines Halbleiters; bei diesen Quellen wird die bekannte Abhängigkeit zwischen diesem Intervall und der Temperatur ausgenutzt, um Kompensationen auszuführen, die die Referenzspannung so stabil wie möglich abhängig von der Temperatur machen. Siehe beispielsweise K.E. Kuijk im IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. SC-8, Nr. 3, Juni 1973, "A precision Reference Voltage Source".
Eine "Bandgap"-Spannungsquelle umfaßt allgemein zwei von verschiedenen Strömen durchflossene Dioden (oder von denselben Strömen, aber dann sind die Dioden zwangsläufig mit verschiedenen Zonenübergangsflächen) und einen zur Schleife zurückgeschalteten Differentialverstärker, der die Spannungsdifferenz an den Anschlüssen der Dioden verstärkt und die Dioden mit Strom versorgt.
Eine "Bandgap"-Referenzspannungsquelle ist in Figur 1 dargestellt. Es wird später auf die detaillierte Beschreibung dieses Schaltkreises zurückgekommen.
Selbstverständlich kann ausgehend von dieser Spannungsquelle eine Stromquelle ausgeführt werden, aber die Temperaturstabilität geht bei der Spannungs/Stromumwandlung verloren.
Es sind außerdem Referenzquellen unter der Bezeichnung "Wilson-Spiegel" bekannt (siehe beispielsweise GB-A-2 070 820). Eine derartige Quelle ist in Figur 2 dargestellt. Sie beruht auf den wechselseitigen Kompensationen von Merkmalsänderungen mehrerer Transistoren, die wechselseitig ihre Ströme wieder kopieren.
Schematisch umfaßt eine Wilson-Stromquelle zwei parallele Zweige mit jeweils zwei Transistoren und die Transistoren sind derart gestaltet, daß jeder der Zweige den Strom des anderen wieder kopiert, wobei zwei Transistoren (die jeweils zu einem entsprechenden Zweig gehören) in der Größe oder in der Schwellwertspannung verschieden sind.
Hier wieder ist die erhaltene Stabilität nicht einwandfrei, obwohl sie oft als zufriedenstellend angesehen wird.
Gemäß der Erfindung wird vorgeschlagen, eine Referenzstromquelle, ausgeführt ausgehend von der Addition zweier Ströme, der eine ausgegeben von einem ersten Transistor, dessen Gate-Elektrode durch eine "Bandgap"-Referenzspannungsquelle gesteuert ist, der andere ausgegeben von einem zweiten Transistor, dessen Gate-Elektrode durch eine Referenzspannungsquelle mit "Wilson-Spiegel" gesteuert ist, auszuführen.
Die Erfindung stützt sich auf die Feststellung, daß es möglich ist, zugleich einen Strom, der durch eine "Bandgap"- Referenzquelle gesteuert ist und eine bestimmte Änderungskurve abhängig von der Temperatur aufweist, und einen Strom zu realisieren, der durch eine Referenzquelle mit "Wilson- Spiegel" gesteuert ist und eine andere Änderungskurve abhängig von der Temperatur aufweist. Durch Addition der Ströme der beiden Quellen kann eine stabile Stromquelle abhängig von der Temperatur ausgeführt werden, indem dieselbe Stabilität abhängig von der Versorgungsspannung Vcc des integrierten Schaltkreises beibehalten wird. Es muß festgestellt werden, daß die Schwierigkeit der Ausführung von temperaturstabilen Stromquellen in der außerordentlichen Komplexität der Änderungen von Schaltkreiseigenschaften abhängig von der Temperatur beruht, sobald es mehr als zwei oder drei Transistoren im Schaltkreis gibt: es müssen die Spannungsschwellwertänderungen jedes der Transistortypen des Schaltkreises und die Mobilitätsänderungen der Majoritätsträger im Halbleiter berücksichtigt werden. Diese Änderungen sind selbstverständlich nicht linear. Es ist unerwartet festgestellt worden, daß in einen ziemlich großen Temperaturbereich, der sich von etwa -40ºC bis +125ºC erstreckt, eine noch stabilere Stromquelle als im Stand der Technik erhalten werden konnte, indem die Ströme von zwei Transistoren addiert werden, die durch Spannungsquellen unterschiedlicher Typen gesteuert sind und Stromänderungen sehr unterschiedlicher Arten aufweisen.
Bei einer Ausführungsart umfaßt die "Bandgap"-Quelle einen durch Widerstände zur Schleife geschalteten Operationsverstärker, an dessen Eingang Dioden angeschlossen sind, einen Ausgangsfeldeffekttransistor, dessen Gate-Elektrode durch den Ausgang des Operationsverstärkers polarisiert ist; die "Wilson-Spiegel"-Quelle umfaßt herkömmlich vier Transistoren und einen Ausgangstransistor. Die jeweils durch eine unterschiedliche Spannungsquelle gesteuerten Ausgangstransistoren sind angeschlossen, wobei ihre Source-Elektroden verbunden sind und ihre Drain-Elektroden verbunden sind, d.h. sie sind parallel, aber durch unterschiedliche Potentiale gesteuert.
Bei einer praktischen Ausführung richtet man sich dann darauf ein, daß der Nennstrom in dem durch die "Bandgap"- Quelle gesteuerten Transistor größer als der Strom im anderen Transistor in einem Verhältnis einschließlich zwischen 1,5 und 3,5, vorzugsweise um 2,5 ist.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ist die Quelle vom Bandgap-Typ auf die folgende Weise weiterentwickelt: der Operationsverstärker der "Bandgap"-Spannungsquelle umfaßt zwei Differenzzweige, versorgt durch einen einen Stromerzeuger bildenden Transistor, und es wird vorgeschlagen, daß der Stromerzeuger ausgehend von einem Feldeffekttransistor ausgeführt wird, dessen Gate-Elektrode durch einen Polarisationskreis polarisiert ist, der die am Ausgang der Bandgap- Referenzquelle selbst erzeugte Referenzspannung empfängt.
Man hätte eine bestimmte Instabilität der Funktion des Schaltkreises erwarten können, da seine eigene Ausgangsspannung zur Funktion verwendet wird. Experimentell wird indessen festgestellt, daß diese Schaltung völlig stabil ist (obwohl sie eine Einschaltzeit benötigt) und daß die Spannung, die sie am Ausgang liefert, schließlich abhängig von der Temperatur stabiler als die Schaltungen des Standes der Technik ist.
Der Polarisationskreis umfaßt vorzugsweise einen Aufbau mit zwei Transistoren in Reihe, von denen der eine, der mit einer Versorgungsquelle Vcc verbunden ist, die Referenzspannung aufnimmt, und der andere, dessen Source-Elektrode mit Masse verbunden ist, mit seiner Gate-Elektrode mit der Drain-Elektrode verbunden ist und auf seiner Drain-Elektrode eine Polarisationsspannung für die Stromquelle des Operationsverstärkers liefert.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen beim Lesen der nachfolgenden detaillierten Beschreibung hervor, die unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausgeführt ist, in denen:
- Figur 1 eine "Bandgap"-Referenzspannungsquelle darstellt;
- Figur 2 eine Referenzquelle vom "Wilson-Spiegel"-Typ darstellt;
- Figur 3 eine Stromquelle gemäß der Erfindung darstellt;
- Figur 4 einen im Schaltkreis von Figur 3 verwendeten Operationsverstärker darstellt;
- Figur 5 eine Weiterentwicklung der bei der Erfindung verwendeten "Bandgap"-Spannungsquelle darstellt.
In Figur 1 umfaßt die "Bandgap"-Spannungsquelle einen Operationsverstärker AO, der einen ersten Eingang E1, einen zweiten E2 und einen Ausgang S aufweist. Der Eingang E1 ist über einen Widerstand R1 in Reihe mit einer Diode D1 mit elektrischer Masse verbunden. Der Eingang E2 ist über eine Diode D2 mit Masse verbunden. Ein Schleifenwiderstand R2 verbindet den Ausgang S mit dem Eingang E1; ein Widerstand R3 verbindet den Ausgang S mit dem Eingang E2. Der Ausgang des Verstärkers liefert eine Referenzspannung Vrefl, die temperaturstabil und stabil abhängig von der Versorgung Vcc des die Referenzquelle enthaltenen integrierten Schaltkreises ist. Mit den zur Ausführung der CMOS-Kreise auf Silicium verwendeten geläufigen Technologien ist die automatisch am Ausgang des Verstärkers erhaltene Referenzspannung beispielsweise 1,255 Volt.
Diese Stabilität der Ausgangsspannung beruht auf einer zweckmäßigen Wahl der Zonenübergangsflächen der beiden Dioden und der in den beiden Dioden fließenden Ströme. Die am Ausgang des Verstärkers erhaltene Referenzspannung Vref ist die Summe der Kniespannung Vbe2 der Diode D2 und eines Terms, der Vf.R2/R1 ist, wobei Vf eine Spannung ist, die das Produkt einer herkömmlichen "Bandgap"-Spannung Vt (mit Vt=kT/q) und eines Terms ist, der der Neper-Logarithmus des Verhältnisses R2.S1/R3.S2 ist, wobei S1 und S2 die Zonenübergangsflächen der beiden Dioden D1 und D2 sind.
Das Ausführungsprinzip ist einfach: man weiß in der Praxis zu berechnen oder zu messen, wie sich Vbe2 mit der Temperatur ändert (ungefähr -2,2 mV/ºC). Es werden die Werte R1, R2, R3 und S1/52 gewählt derart, daß sich der Term Vf.R2/R1 im gewünschten Temperaturbereich genau in umgekehrter Richtung ändert (beispielsweise um +2,2 mV/ºC).
Es kann beispielsweise eine Referenzspannung von 1,255 Volt erzielt werden.
Wenn diese Spannungsquelle zur Steuerung der Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors verwendet wird, dessen Source- Elektrode auf Masse ist, wird in diesem Ausgangstransistor ein Strom erhalten, der sich abhängig von der Temperatur ändert. Die Änderung ist komplex: sie ergibt sich daraus, daß sich die Schwellwertspannung des Ausgangstransistors mit der Temperatur ändert, wobei diese Änderung im übrigen teilweise aufgrund der Tatsache kompensiert wird, daß sich die Mobilität der Ladungsträger mit der Temperatur ändert.
Figur 2 stellt eine Referenzspannungs- oder Referenzstromquelle mit "Wilson-Spiegel" dar. Sie umfaßt zwei Zweige parallel zwischen zwei Versorgungsanschlüssen, die beispielsweise die Masse und ein Anschluß mit positiver Spannung Vcc sind. Der erste Zweig umfaßt einen ersten MOS-P-Kanal-Transistor T1 in Reihe mit einem zweiten N-Kanal-Transistor T2. Der zweite Zweig umfaßt einen dritten P-Kanal-Transistor T3 in Reihe mit einem vierten N-Kanal-Transistor T4. Der erste und der vierte Transistor sind im Widerstand angeschlossen, wobei ihre Drain-Elektrode mit ihrer Gate-Elektrode verbunden ist. Der dritte und der zweite Transistor kopieren jeweils wieder die Ströme im ersten und im vierten Transistor. Man erinnert sich daran, daß eine Strom-Wiederkopierschaltung eine Schaltung ist, in der bei dem Transistor, der den Strom eines anderen wieder kopiert, die Gate-Elektrode und die Source-Elektrode jeweils mit der Gate-Elektrode und der Source-Elektrode des anderen Transistors verbunden sind. Der Strom wird mit einem Proportionalitätsfaktor wieder kopiert, der das Verhältnis zwischen den Geometrien der Transistoren ist. Die durch diese Schaltungsanordnung erzeugte stabile Referenzspannung Vref2 wird an der Zonenübergangsstelle der Drains der Transistoren eines Zweiges, hier an der Zonenübergangsstelle der Transistoren T3 und T4, abgegriffen. Vorzugsweise haben die Transistoren T2 und T4 unterschiedliche Schwellwertspannungen, was durch unterschiedliche Dotierung ihrer Kanäle erhalten wird.
Der Schaltkreis gemäß der Erfindung ist in Figur 3 dargestellt. Er umfaßt zwei Transistoren Q1 und Q2, die parallel angeschlossen sind, d.h. ihre Source-Elektroden sind zusammen mit Masse verbunden und ihre Drain-Elektroden sind zusammen verbunden. Ihre Gate-Elektroden sind getrennt gesteuert, die eine durch die von einer Referenzspannungsquelle wie der von Figur 1 ausgegebenen Spannung Vref1, die andere durch die von einer Referenzspannungsquelle wie der von Figur 2 ausgegebenen Referenzspannung Vref2.
Im dargestellten Beispiel sind die Transistoren Q1 und Q2 N-Kanal-Transistoren, um eine zur Masse abgezogene Stromquelle I auszuführen. Sie könnten jedoch auch P-Kanal-Transistoren sein, deren Source-Elektroden mit Vcc verbunden sind, um eine von der Versorgungsspannung Vcc abgezogene Stromquelle I auszuführen.
Der Ausgangsstrom I der so beschriebenen Stromquelle wird in den beiden Fällen auf den vereinigten Drain-Elektroden der beiden Transistoren Q1 und Q2 entnommen. Er ist die Summe des Stroms I1 im Transistor Q1 und des Stroms I2 im Transistor Q2.
Die beiden Transistoren Q1 und Q2 sind grundsätzlich nicht von derselben Größe. Ihre jeweilige Größe hängt zunächst von den Unterschieden des Wertes der Referenzspannungen Vref1 und Vref2 ab; diese Werte selbst hängen von den Widerstandwerten und Zonenübergangsflächen oder Transistorgeometrien ab; sie hängen schließlich von der Art ab, in der sich die Ströme in jedem der Transistoren Q1 und Q2 mit der Temperatur ändern.
Selbstverständlich kann keine direkte Rechenregel für die Wahl der Abmessungen von Q1 und Q2 gegeben werden, da diese Abmessungen von der angewendeten Technologie abhängen werden und da selbst für eine einzige Technologie zahlreiche Wahlmöglichkeiten möglich sind. Es wird jedoch untenstehend erläutert, wie in der Praxis vorgegangen werden kann, um ohne Schwierigkeit eine Stromquelle gemäß der Erfindung auszuführen.
Es werden zunächst die Bauteile des Vref1 liefernden Schaltkreises ausgewählt. Die erhaltene Referenzspannung Vref1 ist die Summe einer Kniespannung Vbe2 der Diode D2 und einer Spannung, die die wohlbekannte "Bandgap"-Spannung (allgemein durch die algebraische Form kT/q dargestellt, wobei k und q physikalische Konstanten und T die absolute Temperatur sind) ist, wobei diese Spannung mit einem multiplikativen Faktor K multipliziert wird.
Der multiplikative Faktor K ist gleich R2/R1, multipliziert mit dem Neper-Logarithmus des folgenden Ausdrucks: R2.S1/R3.S2, wobei S1 und S2 die Zonenübergangsflächen der Dioden D1 und D2 sind; R1, R2, R3 die Werte der Widerstände sind.
Ebenso kann Vref2 ausgewählt werden, indem diese Spannung durch herkömmliche Spannungs- und Stromgleichungen berechnet wird, wobei die Tatsache berücksichtigt wird, daß der Strom in einem MOS-Transistor zum Quadrat der Differenz zwischen seiner Gate-Source-Spannung und seiner Schwellwertspannung proportional ist. Die Technologie liefert die Schwellwertspannung der verschiedenen Transistoren. Der Strom ist ebenso zur Mobilität der Träger, der Kapazität des Gates und der Geometrie des Transistors (Verhältnis W/L zwischen Kanalbreite und -länge) proportional.
Ausgehend von Vref1 kann durch herkömmlich bei Konzeption von Mikroelektronikkreisen verwendeten mathematischen Simulationen bestimmt werden, welches die Temperaturänderungskurve des im Transistor Q1 erzeugten Stroms und die Temperaturänderungskurve des Stroms im Transistor Q2 sein wird. Diese Kurven sind sehr unterschiedlich. Wenn der Strom im Transistor Q1 bei einer mittleren Umgebungstemperatur (beispielsweise 25ºC) I1 ist, und wenn der Strom in Q2 I2 ist, können die Änderungen von I1 und 12 abhängig von der Temperatur ausgewertet werden, dann ein Verhältnis zwischen I1 und I2 ausgewählt werden, so wie sich die Summe I1+I2 möglichst wenig in einem gewünschten Temperaturbereich (beispielsweise -40ºC und +125ºC) ändert.
Wenn die Simulation beispielsweise für I1 die folgende Änderungskurve ergibt:
125ºC I1 + 30%
75ºC I1 + 16%
25ºC I1
-20ºC I1 - 17%
-40ºC I1 - 25%
und wenn die Simulation für I2 die folgende Änderung ergibt:
125ºC I2 - 50%
75ºC I2 - 29%
25ºC I2
-20ºC I2 + 50%
-40ºC I2 + 85%
ist es leicht zu sehen, daß sich I1 von -25% bis +30% ändert, während sich I2 in umgekehrter Richtung, aber sehr viel mehr ändert. Um eine möglichst geringe Änderung von I1+I2 zu erhalten, wird es daher erforderlich sein, als Basiswert I2 einen deutlich geringeren Wert als den Basiswert von I1 zu nehmen. Genauer, die Änderungen von I1 und I2 können nämlich zu den erhöhten Temperaturen (125ºC) hin kompensiert werden, wenn I1/I2 = 1,66, während die Kompensation zu den niedrigen Temperaturen hin optimal wäre, wenn I2/I1 gleich 3,4 wäre. Wenn ein Mittelwert wie beispielsweise I1/I2 = 2,6 genommen wird, gelangt man zur folgenden Änderungskurve der Summe I1+I2, wobei der Referenzwert bei 25ºC genommen wird:
125ºC + 7,77%
75ºC + 3,5%
25ºC I1+I2 (3,6 mal I2)
-20ºC + 1,6%
-40ºC + 5,5%
Es ist demzufolge klar, daß die Stabilität der Summe I1+I2 für ein Verhältnis I1/I2 von 2,6 bei Umgebungstemperatur viel besser als diejenige der Ströme I1 und I2 über einen großen Temperaturbereich ist. Die Abmessungen der Transistoren Q1 und Q2 und/oder die Werte von Vref1 und Vref2 werden daher in diesem Beispiel gewählt derart, daß ein Verhältnis der Ströme von 2,6 bei Umgebungstemperatur erhalten wird. Man erinnert sich diesbezüglich an die herkömmliche Rechenregel bei einem MOS-Transistor: Der Strom ist einerseits zum Verhältnis W/L (Kanalbreite zu -länge) und andererseits zum Quadrat der Differenz zwischen Gate-Source-Spannung und Schwellwertspannung proportional.
Es ist so die Art der Ausführung einer Stromquelle in der Praxis beschrieben worden, von der die Erfahrung zeigt, daß sie besonders stabil ist.
Indessen ist die erhaltene Stabilität nicht so vollkommen, wie sie erwünscht wäre, und es ist festgestellt worden, daß sie besonders auf den Eigenschaften des Operationsverstärkers beruht, der in der Wirklichkeit keine unbegrenzte Verstärkung und keine unbegrenzte Eingangsimpedanz aufweist.
Der Verstärker wird in der Praxis durch eine einfache Schaltungsanordnung mit einigen Transistoren wie demjenigen ausgeführt, der in Figur 4 dargestellt ist.
Bei diesem in der CMOS-Technologie ausgeführten Beispiel umfaßt der Operationsverstärker eine Schaltungsanordnung mit zwei Differenzzweigen (Q3, Q4, T'3, T'4), die durch eine Konstantstromquelle (Transistor T5, dessen Gate durch eine Polarisationsspannung Vbias polarisiert ist) versorgt sind, und schließlich eine Ausgangsstufe T6, T7.
Es wird gemäß der Erfindung vorgeschlagen, daß diese Stromquelle, die die Differenzzweige versorgt, ausgehend von einem Feldeffekttransistor ausgeführt wird, dessen Gate durch einen Polarisationskreis polarisiert ist, der die am Ausgang der Bandgap-Referenzquelle selbst erzeugte Referenzspannung aufnimmt.
Figur 5 stellt die gemäß der Erfindung modifizierte "Bandgap"-Referenzquelle dar.
Der Schaltkreis von Figur 5 umfaßt einen Operationsverstärker A0 ähnlich dem von Figur 4, mit Ausnahme dessen, was die Stromquelle betrifft, die die beiden Differenzzweige versorgt.
Der Verstärker A0 ist im übrigen in diesem Beispiel in einem mit dem von Figur 1 identischen Stromkreis angeschlossen: Ein nicht-invertierender Eingang E1 des Verstärkers ist über einen Widerstand R1 und eine Diode D1 mit Masse verbunden. Ein invertierender Eingang E2 ist über eine Diode D2 mit Masse verbunden. Der nicht invertierende Eingang ist über einen Schleifenwiderstand R2 mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden; der invertierende Eingang ist über einen Schleifenwiderstand R3 mit dem Ausgang verbunden. Der Ausgang des Stromkreises ist der Ausgang S des Operationsverstärkers, und über diesen Ausgang wird eine stabile Referenzspannung Vref abhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung Vcc des Kreises geliefert.
Im dargestellten Beispiel umfaßt der Operationsverstärker zwei Differenzzweige, die durch eine gemeinsame Stromquelle versorgt sind, und eine Ausgangsstufe.
Die Stromquelle umfaßt den N-Kanal-Transistor T5 und einen Polarisationskreis des Transistors T5.
Der erste Differenzzweig, der zwischen der Drain-Elektrode des Transistors T5 und der allgemeinen Versorgungsspannung Vcc des Kreises angeschlossen ist, umfaßt einen Satz von zwei Transistoren in Reihe Q3 und Q4. Q3 ist ein P-Kanal- Transistor, der mit seiner Source-Elektrode an Vcc angeschlossen ist und dessen Drain-Elektrode mit seiner Gate- Elektrode verbunden ist. Q4 ist ein N-Kanal-Transistor, dessen Source-Elektrode mit der Stromquelle T5 verbunden ist.
Der zweite Differenzzweig, der zum ersten parallel geschaltet ist, umfaßt einen Satz von zwei Transistoren in Reihe T'3 und T'4. T'3 ist ein P-Kanal-Transistor, der über seine Source-Elektrode an Vcc angeschlossen ist. T'4 ist ein N-Kanal-Transistor, dessen Source-Elektrode an T5 angeschlossen ist. Der Eingang E1 ist durch die Gate-Elektrode von T'4 gebildet; der Eingang E2 ist durch die Gate-Elektrode Q4 gebildet.
Die Ausgangsstufe umfaßt zwischen Vcc und Masse in Reihe einen P-Kanal-Transistor T6 und einen N-Kanal-Transistor T7. Die Gate-Elektrode von T6 ist mit dem Zonenübergang der Drains von T'3 und T'4 verbunden; seine Gate-Elektrode ist auch über eine Kapazität C mit seiner Drain-Elektrode (aus herkömmlichen Stabilisationsgründen) verbunden. Die Drain- Elektrode von T7 ist mit derjenigen von T6 verbunden und seine Gate-Elektrode nimmt eine Polarisationsspannung auf, die vorzugsweise dieselbe wie die für das Gate von T5 verwendete Polarisationsspannung ist. Der Ausgang S des Verstärkers A0 ist die gemeinsame Drain-Elektrode der Transistoren T6 und T7 der Ausgangsstufe.
Gemäß der Erfindung ist vorgesehen, daß die die Differenzzweige des Verstärkers versorgende Stromquelle durch einen Polarisationskreis polarisiert wird, der die Ausgangsspannung Vref des Verstärkers verwendet.
Im bevorzugten dargestellten Ausführungsbeispiel umfaßt der Polarisationskreis zwei N-Kanal-Transistoren T8 und T9 in Reihe zwischen der Versorgungsspannung Vcc und Masse. Die Drain-Elektrode von T8 ist mit Vcc verbunden, seine Source- Elektrode mit der Drain-Elektrode von T9 verbunden und seine Gate-Elektrode mit dem Ausgang S des Operationsverstärkers verbunden. Die Source-Elektrode von T9 ist mit Masse verbunden und seine Gate-Elektrode mit seiner Drain-Elektrode verbunden. Die auf die Gate-Elektrode des Transistors T5 angelegte Polarisationsspannung Vbias wird an der Zonenübergangsstelle der Transistoren T8 und T9 abgegriffen.
Der Transistor T8 ist vorzugsweise ein Transistor, dessen Kanallänge L viel größer als seine Breite ist ("langer Transistor"), beispielsweise in einem Verhältnis 100 zu 3, damit er zwangsläufig in Sättigung bleibt (kleine Änderungen seines Drain-Stroms selbst für eine starke Änderung seiner Drain-Source-Spannung). Der Transistor T9 ist hingegen ein "kurzer" Transistor, der ein viel größeres Verhältnis Breite zu Länge aufweist (beispielsweise in der Größe von Eins), mit einer Kanalbreite derselben Größe wie derjenigen von T8.
Man kann untenstehend die Leistungen der Spannungsquelle gemäß der Erfindung in einem praktischen Beispiel zusammenfassen: die untenstehende Tabelle stellt die Referenzspannungsänderung abhängig von der Temperatur der Versorgungsspannung Vcc für die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung wie oben beschrieben dar (Tabelle mit Doppeleingang). Die Referenznennspannung für 25ºC und Vcc gleich 5 Volt ist in diesem Beispiel 1,256 Volt.
TºC: -40ºC 25ºC 125ºC
Vcc:
4 Volt 1,252 V 1,256 V 1,256 V
5 Volt 1,252 V 1,256 V 1,256 V
6 Volt 1,252 V 1,256 V 1,257 V
Es ist somit ersichtlich, daß die erhaltene Referenzspannung eine sehr große Stabilität abhängig von der Temperatur und der Spannung Vcc aufweist.
Die Kombination mit der Wilson-Quelle ist umso besser.

Claims

1. Referenzstromquelle, ausgeführt ausgehend von der Addition zweier Ströme, der eine (I1) ausgegeben von einem ersten Transistor (Q1), der andere (I2) ausgegeben von einem zweiten Transistor (Q2), dadurch gekennzeichnet daß die Gate-Elektrode des ersten Transistors (Q1) durch eine Referenzspannungsquelle (Vref1) "Bandgap" gesteuert ist und die Gate-Elektrode des zweiten Transistors (Q2) durch eine Referenzspannungsquelle (Vref2) "Wilson- Spiegel" gesteuert ist.

2. Stromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die "Bandgap"-Referenzquelle einen Operationsverstärker (A0) umfaßt, der einen invertierenden Eingang und einen nichtinvertierenden Eingang aufweist, mit zwei mit diesen Eingängen verbundenen Dioden (D1 und D2) und Schleif- (R2, R3) und Eingangswiderständen (R1) für den Verstärker.

3. Stromquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden einerseits mit elektrischer Masse und andererseits jeweils mit einem entsprechenden Eingang des Verstärkers verbunden sind, wobei ein Eingangswiderstand (R1) zwischen wenigstens der einen der Dioden (D1) und dem entsprechenden Eingang zu dieser Diode geschaltet ist und wobei ein entsprechender Schleifwiderstand (R2, R3) zwischen einem Ausgang des Verstärkers und jedem der Eingänge vorgesehen ist.

4. Stromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die "Wilson-Spiegel"- Quelle zwei Zweige parallel zwischen zwei Versorgungsanschlüssen aufweist, wobei der erste Zweig einen ersten P- Kanal-Transistor (T1) in Reihe mit einem zweiten N-Kanal- Transistor (T2) umfaßt, wobei der zweite Zweig einen dritten P-Kanal-Transistor (T3) in Reihe mit einem vierten N-Kanal- Transistor (T4) umfaßt, wobei der zweite und der dritte Transistor geschaltet sind derart, daß jeweils die Ströme des vierten und des ersten wieder kopiert werden.

5. Stromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren, deren Gate-Elektroden durch die Referenzquellen gesteuert werden, in Beziehung mit den durch die Referenzquellen ausgegebenen Spannungswerten gewählte Geometrien aufweisen, um die Änderung des Gesamtstroms der Quelle abhängig von der Temperatur auf ein Minimum herabzusetzen.

6. Stromquelle nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom in dem durch die "bandgap"- Quelle gesteuerten Transistor einen Nennwert ungefähr 2,5 mal größer als der Nennwert des Stroms in dem durch die andere Stromquelle gesteuerten Transistor aufweist.

7. Stromquelle nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in dem die "Bandgap"-Spannungsquelle einen Operationsverstärker (A0), Dioden (D1, D2) und durch den Ausgang des Verstärkers stromversorgte Widerstände (R1, R2, R3) umfaßt, wobei der Operationsverstärker (2) durch eine Stromquelle (T5) versorgte Differenzzweige (Q3, Q4; T'3, T'4) umfaßt, wobei diese Stromquelle einen Transistor und einen Polarisationskreis dieses Transistors aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Polarisationskreis zur Erzeugung einer Polarisationsspannung der Gate-Elektrode des Transistors (T5) der Stromquelle die vom Ausgang des Operationsverstärkers ausgegebene stabile Referenzspannung verwendet.

8. Stromquelle nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Polarisationskreis zwei Transistoren in Reihe aufweist, wobei die Gate-Elektrode des einen der Transistoren (T8) die stabile Referenzspannung (Vref) aufnimmt, wobei die Gate-Elektrode des anderen Transistors (T9) mit ihrer Drain-Elektrode verbunden ist und wobei der Anschlußpunkt der beiden Transistoren mit der Gate-Elektrode des Transistors der Stromquelle verbunden ist.

9. Stromquelle nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren des Polarisationskreises mit N-Kanal sind, wobei die Drain- Elektrode des Transistors (T8), der die Referenzspannung auf seiner Gate-Elektrode aufnimmt, mit der Versorgungsspannung (Vcc) des Kreises verbunden ist, und die Source-Elektrode des anderen (T9) auf Masse ist.

10. Stromquelle nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (T8), der die Referenzsspannung auf seiner Gate-Elektrode aufnimmt, ein Transistor mit langem Kanal ist, und der andere Transistor (T9) des Polarisationskreises ein Transistor mit kurzem Kanal ist.

11. Stromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen nichtinvertierenden Eingang (E1) und einen invertierenden Eingang (E2) umfaßt, wobei der eine der Eingänge über eine Diode mit einer Masse verbunden ist, wobei der andere über einen Widerstand und eine Diode in Reihe mit der Masse verbunden ist, und wobei der Ausgang über einen entsprechenden Widerstand (R2, R3) auf jedem der Eingänge zur Schleife zurückgeschaltet ist.