DE69710467T2

DE69710467T2 - Erzeugung von symetrischen temperaturkompensierten rauscharmen Referenzspannungen

Info

Publication number: DE69710467T2
Application number: DE69710467T
Authority: DE
Inventors: Marco Angelici; Marco Bianchessi; Sandro Dalle Feste; Nadia Serina
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1997-10-23
Filing date: 1997-10-23
Publication date: 2002-11-07
Anticipated expiration: 2017-10-24
Also published as: US5929621A; EP0911978B1; JPH11194839A; DE69710467D1; JP4176886B2; EP0911978A1

Description

ANWENDUNGSGEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf analoge Schaltungen im allgemeinen und insbesondere auf Sigma/Delta-Analog/Digital- und -Digital/Analog- Umsetzerschaltungen.

TECHNOLOGISCHER HINTERGRUND

In speziellen Anwendungen, z. B. in integrierten Schaltungen mit geschalteten Kondensatoren, die in modernen Sigma/Delta-Umsetzern verwendet werden, ist es notwendig, Referenzspannungen, die normalerweise symmetrisch um eine analoge Massevorrichtung (VCC/2) sind, rauscharm und thermisch kompensiert zu erzeugen.
Fig. 1 zeigt den Stromlaufplan eines klassischen Sigma/Delta-Modulators zweiter Ordnung für einen Analog/Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer).
VH und VL sind die Referenzspannungen, die die maximale dynamische Eingangsauslenkung des Systems definieren.
Fig. 2 zeigt eine biquadratische Zelle mit geschalteten Kondensatoren für die Filterung des digitalen Bitstroms in einem generischen SigmalDelta-Digital/Analog-Umsetzer (Sigma/Delta-D/A-Umsetzer). Abhängig vom logischen Wert des Bitstroms ('1' oder '0') wird eine positive Spannung (VH) oder eine negative Spannung (VL) bezogen auf das analoge Eingangs-Referenzpotential (die analoge Masse) des Filters angelegt.
Wie in den Fig. 1 und 2 gezeigt ist, hängen in beiden Anwendungen die Leistungen der entsprechenden A/D- und D/A-Umsetzer von der "Qualität" dieser Referenzspannungen (VH und VL) ab. In der Tat wird ein derartigen Spannungen überlagertes Rauschen in eine fehlerhafte Ladung, die in den Kapazitäten gespeichert ist, und folglich in einen fehlerhaften integrierten Wert am Ausgang der zwei Strukturen umgesetzt, wobei auf diese Weise der Rauschabstand dieser Vorrichtungen begrenzt wird.
Heute verwenden Audio-Umsetzer mit hohen Auflösungen Referenzspannungsquellen, die sich außerhalb des Umsetzer-Chips befinden, die üblicherweise auf der Leiterplatte beginnend von geeignet gefilterten und kompensierten Versorgungen verwirklicht sind.
Eine in einigen bekannten Vorrichtungen übernommene alternative vollständig integrierte Lösung ist in Fig. 3 dargestellt. Hier werden die Referenzspannungen aus der Versorgungsspannung unter der Verwendung eines widerstandsbehafteten Teilers erzeugt und durch rauscharme Verstärker gepuffert.
Bei dieser bekannten Lösung ist jedoch, abgesehen vom Erhalten ungenauer Spannungswerte (der Wert eines integrierten Widerstandes kann mit einer Genauigkeit von etwa ±15% definiert werden), die Unterdrückung des Rauschens der Versorgung null.
Außerdem werden, da diese integrierten Schaltungen oft von einem "gemischten" digitalen und analogen Typ sind, die Versorgungsleitungen durch digitales Rauschen beeinflußt, das mit der Taktfrequenz der digitalen Schaltungsanordnung korreliert: ist, wobei folglich Amplituden von einigen zehn mV (RMS) Rauschen, die sowohl der Versorgungsgleichspannung (VCC) als auch den aus ihr abgeleiteten Referenzspannungen überlagert sind, nicht ungewöhnlich sind.
Um dieses Rauschen zu filtern, werden normalerweise große externe Kondensatoren (von einigen zehn 1 W) verwendet, die zum Gesamtpreis der Anwendung hinzugefügt werden. Ein weiterer Nachteil dieser bekannten Lösung ist die thermische Drift der Referenzspannungen, die durch die Variationen der Temperatur der integrierten Widerstände (aus Polysilicium oder vom "Wannen"-Typ) verursacht wird.
Das Dokument WO 97/2262 offenbart eine doppelte Quelle eines konstanten und eines PTAT-Stroms, die aus einer Bandabstand-Referenzschaltung, einer Konstantstrom-Steuerschaltung, die durch eine Bandabstand-Referenzspannung gesteuert wird, und einer PTAT-Stromsteuerschaltung zusammengesetzt ist, die einen PTAT-Strom liefert, der anstatt von einem Widerstandswert von dem Strom abhängig ist, der von der Konstantstrom-Steuerschaltung geliefert wird.
In vielen integrierten Schaltungen sind spezielle Schaltungen vorhanden, die, beginnend von einer Erzeugung der sogenannten BANDGAP-Spannung des Siliciums (-4,2-1,3 V) auf dem Chip, die mit der Temperatur konstant ist, entweder durch die Verwendung widerstandsbehafteter Spannungsteiler oder analoger Vervielfacher Referenzspannungen mit einem angemessenen Wert erzeugen.
In einigen Fällen muß, wenn für die obenerwähnten eigentümlichen Anwendungen symmetrische Referenzspannungen erzeugt werden, ihre Abhängigkeit von der Temperatur minimiert werden, die Unterdrückung des von der Versorgungsspannung überlagerten Rauschens muß maximiert werden und die Spannungen müssen so wenig empfindlich wie möglich gegen nicht ideale Bedingungen sein, wie sie sich infolge der unvermeidlichen Streuung des Nennwerts der integrierten Komponenten, des spezifischen elektrischen Widerstandes der Verbindungen, der, verursacht durch übermäßige Spannungsabfälle, Spannungsunterschiede verursachen kann, usw. ergeben können.

ZWECK UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Schaltung gefunden worden, die den Gegenstand der vorliegenden Erfindung bildet, die temperaturkompensierte, rauscharme symmetrische Referenzspannungen erzeugt und die obenerwähnten Probleme und Nachteile der bekannten Schaltungen, wie sie gegenwärtig für diesen Zweck verwendet werden, effektiv überwindet.
Dieses wichtige Ergebnis wird gemäß dieser Erfindung erhalten, indem eine Schaltung mit einer ersten Stufe, die eine Spannung, typischerweise eine durch eine normale Bandabstandschaltung erzeugte Spannung, unabhängig von der Temperatur in einen Strom umsetzt, der in einen integrierten Widerstand gezwungen wird, der an Masse angeschlossen ist (und folglich abermals empfindlich gegen Änderungen der Temperatur wird), einer Kaskade aus Stromspiegeln, die aus diesem Strom ein differentielles Paar Ströme ableiten, deren Wert eine Kopie des Wertes (immun gegen das von der Versorgungsspannung überlagerte Rauschen, aber empfindlich gegen thermische Auslenkungen) des Stromes ist, der durch den integrierten Widerstand gezwungen wird, und ein Paar Übergangswiderstandes-Rückkopplungsoperationsverstärker, deren nichtinvertierende Eingänge gemeinsam an eine temperaturkompensierte Spannung angeschlossen ist, z. B. die gleiche Spannung, die von der Bandabstandschaltung erzeugt wird, und in deren entsprechende invertierende Eingänge die Ströme des differentiellen Paars eingegeben werden, wobei aus den jeweiligen Operationsverstärkern zwei symmetrische Spannungen ausgegeben werden, die auf die Spannung bezogen sind, die an den nichtinvertierenden Eingängen vorhanden ist (analoge Masse). Diese von der Schaltung erzeugten symmetrischen Referenzspannungen sind praktisch unempfindlich gegen das Rauschen, das von der Versorgungsspannung überlagert werden kann, das ein derartiges Rauschen ist, das um das Unterdrückungsverhältnis der PSRR der zwei Operationsverstärker verringert ist.
Die Abhängigkeit von der Temperatur, die zwangsläufig wieder in den Strom eingeführt wird, der durch den an Masse angeschlossenen integrierten Widerstand gezwungen wird, wird durch das Integrieren der Rückkopplungswiderstände des Paars der Ausgangs-Operationsverstärker in einer verschachtelten Weise zum ersten Widerstand effektiv kompensiert, wodurch auf diese Weise die relative physikalische topographische Anordnung der Integration definiert wird.
Deshalb werden alle diese integrierten Widerstände praktisch den gleichen Temperaturgradienten aufweisen, der durch das Widerstandsverhältnis zwischen den Rückkopplungswiderständen und dem ersten Widerstand kompensiert wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 zeigt den oben beschriebenen Stromlaufplan eines Signal/Delta-Modulators der zweiten Ordnung für einen A/D-Umsetzer.
Fig. 2 zeigt den oben beschriebenen Stromlaufplan einer rauschformenden biquadratischen Filterzelle für einen D/A-Umsetzer.
Fig. 3 zeigt die oben beschriebene herkömmliche Weise, um in bezug auf eine analoge Masse symmetrische Referenzspannungen zu erzeugen.
Fig. 4 zeigt die Schaltung der vorliegenden Erfindung.

BESCHREIBUNG EINER AUSFÜHRUNGSFORM

Die grundlegende Darstellung der Schaltung der Erfindung, die zwei symmetrische Spannungen VH und VL erzeugt, ist in Fig. 4 gezeigt.
Beginnend mit einer rauscharmen und temperaturunabhängigen Referenzspannung (VBG), die z. B. durch eine übliche Bandabstandschaltung erzeugt wird, die auf dem Chip integriert ist, oder die von einer externen Quelle durch einen dedizierten Anschlußstift abgeleitet wird, wird eine Spannung/Strom- Umsetzung durch einen rauscharmen, als Puffer konfigurierten Operationsverstärker OPA und einen integrierten Widerstand R1 ausgeführt.
Der auf diese Weise erzeugte Strom ist:
I1 = VBG/R1.
Durch diese Umsetzung wird der Strom I1 für die Temperaturdrift des Absolutwertes von R1 empfindlich, er bleibt aber praktisch immun gegen das Rauschen der Versorgungsspannung, das ein derartiges Rauschen ist, das entsprechend dem inhärent hohen Stromversorgungs-Unterdrückungsverhältnis (PSRR) des Operationsverstärkers OPA gedämpft ist.
Der auf diese Weise erzeugte Strom wird durch mehrere Stromspiegel in Kaskade gespiegelt, die in Fig. 4 durch die MOS-Transistoren M1-M5 dargestellt sind. Eine derartige Kaskade aus Stromspiegeln erzeugt ein differentielles Paar Ströme Il, die eine Kopie des gleichen Stroms I1 ist, der durch den integrierten Widerstand R1 der Spannung/Strom-Umsetzungsstufe gezwungen wird.
Das schließlich der Versorgungsgleichspannung VCC überlagerte Rauschen stört das "Kopieren" des Stroms vom ersten (Eingangs-)Zweig M1 in die zwei folgenden (Ausgangs-)Zweige M2 und M3 nicht, weil das Rauschen genauso auf den Source-Knoten der Ausgangstransistoren M2 und M3 angelegt wird, deren Gates gemeinsam sind.
In der Tat ist die Gate-Source-Spannung (VGS) für M1, M2 und M3 völlig gleich.
Außerdem können das elektronische Rauschen und irgendeine physikalische Fehlanpassung der Transistoren auf vernachlässigbare Werte verringert werden, indem einfach die Kanallänge und die Gate-Fläche vergrößert werden. Die zwei Ströme des differentiellen Paars Ströme werden jeweils in den virtuellen Masseknoten (das ist der Knoten der nichtinvertierenden Eingänge) eines Paars Übergangswiderstandes-Rückkopplungsoperationsverstärker eingegeben oder aus diesem herausgezogen (abhängig von ihrem Vorzeichen), so daß die zwei Operationsverstärker die zwei symmetrischen Spannungen VH und VL ausgeben, die als die VA-Spannung des analogen Masseknotens A bezeichnet wird, die z. B. mit der temperaturunabhängigen Spannung VBG zusammenfallen kann.
Die zwei Operationsverstärker OPABUF1 und OPABUF2 "entkoppeln", abgesehen davon, daß sie als ein Puffer für die Schaltungen wirken, die jeweils an ihre Ausgänge angeschlossen sind, z. B. ein Filter mit geschalteten Kondensatoren, die symmetrischen Ausgangsspannungen vom Rauschen des Versorgungsknotens, indem sie es als Funktion des PSRR-Faktors des Operationsverstärkers stark dämpfen.
Deshalb nehmen VH und VL die folgenden Werte an:
VH = VA + I1 · R2,
VL = = VA - I1 · R2,
wodurch durch das Setzen von VA = VBG und die Verwendung der vorausgehenden Beziehung für I1 die folgenden Gleichungen erhalten werden:
VH = VBG + VBG·R2IR1,
VL = VBG - VBG·R2/R1.
Entsprechend diesem Erzeugungsschema von VH und VL wird, abgesehen von einer bedeutenden Unterdrückung des Rauschens der Versorgung, außerdem eine ausgezeichnete thermische Kompensation leicht implementiert. In der Tat werden die Widerstände R1 und R2 absichtlich in der gleichen Weise verwirklicht, am bevorzugtesten entsprechend einer sogenannten verschachtelten physikalischen topographischen Anordnung, damit sie den gleichen thermischen Gradienten zeigen, der durch das Verhältnis R2/R1 kompensiert ist.
Außerdem hat die Abhängigkeit der Spannungen VH und VL von einem Widerstandsverhältnis den Vorteil, daß die Wirkungen der nichtidealen physikalischen Implementierung (Prozeßstreuung) des Widerstands verringert werden.
Mit der Schaltung der Erfindung können Genauigkeiten von ±1% des tatsächlichen Werts von VH und V1 bei einem restlichen überlagerten Rauschen von lediglich ein paar Mikrovolt RMS leicht erlangt werden.

Claims

1. Generatorschaltung für temperaturkompensierte Referenzspannungen, die in bezug auf ein Zwischenpotential oder ein analoges Massepotential symmetrisch sind, mit einer Bandabstandschaltung, die eine temperaturunabhängige Spannung (VBG) erzeugt, einer Spannungs/Strom-Umsetzungsstufe und einer Kaskade aus Stromspiegeln für den durch die Umsetzungsstufe erzeugten Strom, dadurch gekennzeichnet, daß

die Spannungs/Strom-Umsetzungsstufe aus einem als Puffer konfigurierten Operationsverstärker (OPA) mit einem nichtinvertierenden Eingang (+), der an die temperaturkompensierte Spannung (VBG) gekoppelt ist, und aus einem Transistor (M), der durch den Ausgang des Operationsverstärkers (OPA) angesteuert wird und einen Strom (11) erzeugt, der durch einen integrierten Widerstand (R1) zu einem Masseknoten der Schaltung gezwungen wird, aufgebaut ist;

die Kaskade aus Stromspiegeln (M1, M2, M3, M4, M5) ein differentielles Paar Ströme mit einem Wert erzeugt, der eine Kopie des erzeugten Stroms (I1) ist;

ein Paar Übergangswiderstands-Rückkopplungsoperationsverstärker (OPABUF1, OPABUF2, R2) mit jeweiligen nichtinvertierenden Knoten (+) gemeinsam an einen Knoten (A) angeschlossen sind, an den eine thermisch kompensierte Spannung angelegt wird, wobei in die invertierenden Knoten (-) der Operationsverstärker jeweils Ströme des differentiellen Paars Ströme eingegeben werden, wobei die Verstärker die symmetrischen Referenzspannungen (VL, VH), die auf die Spannung des Knotens (A) bezogen sind, ausgeben; der Widerstand (R1) verschachtelt mit Rückkopplungswiderständen (R2) des Paars Operationsverstärker integriert ist.