DE69725322T2

DE69725322T2 - Spannung-strom-umsetzer für hochfrequente anwendungen

Info

Publication number: DE69725322T2
Application number: DE69725322T
Authority: DE
Inventors: Roberto Rivoir; Franco Maloberti
Original assignee: Atmel Corp
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 1996-08-02
Filing date: 1997-07-15
Publication date: 2004-08-19
Anticipated expiration: 2017-07-16
Also published as: DE69725322D1; CN1110888C; EP0916181B1; EP0916181A1; WO1998006169A1; EP0916181A4; JP2000515701A; KR20000029688A; CN1227013A; KR100433072B1; JP3874369B2; US5815012A; HK1019969A1; TW359029B

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft integrierte Spannungs-Strom-Wandler der Art, die in integrierten Schaltstromschaltungen verwendet werden.
Stand der Technik
Ein Spannungs-Strom-Wandler (VI), der auch üblicherweise Steilheitsverstärker genannt wird, ist eine analoge Schaltung, die eine analoge Umwandlung eines Eingangsspannungssignals in ein analoges Ausgangsstromsignal durchführt.
Die umgekehrte Funktion des VI wird durch den Strom-Spannungs-Wandler (IV) oder Transferwiderstandsverstärker durchgeführt. In der Vergangenheit wurde eine weitaus größere Anstrengung für die Forschung und den Entwurf dem IV als dem VI gewidmet. Dies liegt daran, dass die meisten Schaltungen innerhalb des Spannungsbereichs funktionieren. Das heißt, das meiste des "externen analogen Worts" stellt Signale in Spannungen dar. Daher gab es traditionell weitaus mehr Anwendungen für IV-Umwandlungen als für VI-Umwandlungen.
In letzter Zeit hat der Bedarf für analoge integrierte Hochfrequenzschaltungen zur Entwicklung eines neuen analogen Entwurfsverfahrens geführt, das Strommodus- oder Schaltstrom- (SI) Technologie genannt wird. Strommodusverfahren ermöglichen die Implementierung von anlogen Schaltungen mit hoher Leistung unter Verwendung von digitalen CMOS-Prozessen. Strommodus-ICs erzielen eine Leistung mit höherer Frequenz als Spannungsmodus-ICs, da die Information nur durch Lenken des Stroms auf einem Weg oder einem anderen übertragen wird. Daher leiden diese Schaltungen nicht unter langen Anstiegs/Abfall- und Einschwingzeiten, die durch eine kapazitive Belastung verursacht werden, die mit Spannungsmodus-ICs verbunden ist.
Um die Bedeutung der VI-Umwandlung als grundlegenden Block in Strommodusschaltungen zu erläutern, kann man beispielsweise einen Analog-Digital-Wandler ("ADC") im Videobereich mit einem Abtastbetriebsfrequenzbereich von wenig Kilohertz bis zu 20–54 Msps oder mehr betrachten.
Mit Bezug auf 1 benötigt eine Strommodusimplementierung eines ADC mindestens eine Abtast- und Haltevorrichtung 11, einen Spannungs-Strom-Wandler 13 und einen Strommodus-ADC. Ein analoges Spannungseingangssignal wird zuerst an die Abtast- und Haltevorrichtung 11 im Spannungsbereich angelegt, wo es abgetastet wird. Die abgetastete Spannung wird dann durch den VI-Wandler 13 in ein Stromsignal umgewandelt und zu einem Strommodus-ADC geliefert. Die Abtast- und Haltevorrichtung 11 und der VI 13 können vertauscht werden. Somit kann ein analoges Spannungseingangssignal mit breiter Frequenz direkt an den VI 13 angelegt werden und sofort in einen Strom umgewandelt werden. Daher besteht ein Bedarf für VI-Wandler mit breiter Frequenz.
Es gibt nicht viele Beispiele von Spannungs-Strom-Wandlern in der Literatur, insbesondere für die digitale CMOS-Technologie. Ein grundlegender VI-Wandler auf der Basis eines Differenzverstärkers 17 ist in 2 gezeigt. In einem guten Differenzverstärker Diff Amp 17 sind der Spannungsabfall über den positiven und den negativen Eingangsanschluss und der Strom in die Eingangsanschlüsse beide praktisch null. Da der Spannungsabfall über den Eingangsanschlüssen des Diff Amp 17 praktisch null ist, erscheint ein an den positiven Eingangsanschluss angelegtes Eingangssignal V_in auch am negativen Eingangsanschluss und wird dadurch über den Spannungs-Strom-Widerstand R_V-I angelegt. Ein Strom I_R mit dem Betrag V_IN/R_V-I entwickelt sich über den Widerstand R_V-I. Da kaum irgendein Strom in die oder aus den positiven und negativen Eingangsanschlüssen des Diff Amp 17 fließt, ist der Strom I_R zum Ausgangsstrom I_OUT, der zu einer Last, die nicht dargestellt ist, geliefert wird, sehr ähnlich. Der Ausgangsstrom I_OUT. ist daher praktisch gleich I_R, dem Strom durch den Widerstand R_V-I.
Da jedoch der Op Amp 17 als Spannungsfolger angeordnet ist, senkt gewöhnlich die Spannungsreihenrückführung die Ausgangsimpedanz, so dass die Ausgangsimpedanz gleich R_V-I ist. Da der Wert eines integrierten Widerstandes für Prozessschwankungen anfällig ist, kann die Verstärkung der Schaltung nicht genau vorhergesagt werden. Überdies ist die Verstärkung auch für Temperaturschwankungen aufgrund des Temperaturkoeffizienten eines integrierten Widerstandes anfällig. Folglich müsste der Widerstand R_V-I außerhalb eines IC-Chips angeordnet werden und die Schaltung könnte nicht vollständig integriert werden.
Ein Transistorebenen-VI-Wandler, der einen Diff Amp 17 wie in 2 enthält, aber eine verbesserte Ausgangsimpedanz bietet, ist in 3 gezeigt. Der VI-Wandler von 3 beinhaltet die Lehren von Hadri et al. in "Impedance Boosting Techniques Based on BiCMOS Technology" IEEE Journal of Solid State Circuits, Band 28, Nr. 2, Feb. 1993, S. 157–161, und die Lehren von Bult et al. in "A Fast-Setting CMOS Op Amp for SC Circuits with 90-db DC Gain", IEEE Journal of Solid State Circuits, Band 25, Nr. 6, Dez. 1990, S. 1379–1381. 3 zeigt den Diff Amp 17 und den Widerstand R_V-I von 2, aber das Ausgangssignal des Diff Amp 17 steuert den Eingang eines nMOS-Transistors 22 an. Diese Konfiguration verhält sich wie ein "verstärkter" Kaskodenverstärker und weist eine Ausgangsimpedanz R_V-I + rds₂₂ + (A + 1) gm₂₂rds₂₂R_V-I auf, wobei A die Leerlaufverstärkung des Op Amp 17 ist und gm₂₂ und rds₂₂ die Kleinsignal-Steilheitsverstärkung und der Ausgangswiderstand des Transistors 22 sind. Um den im nMOS-Transistor 22 und Widerstand R_V-I erzeugten Signalstrom I_R korrekt zu isolieren, muss der Signalstrom I_R gespiegelt werden, um einen Ausgangsstrom I_OUT zu einer Last zu erzeugen. Ein pMOS-Kaskodenstromspiegel, der aus einem pMOS-Transistor 18–21 besteht, wird verwendet, um diese Aufgabe durchzuführen.
Die erhöhte Ausgangsimpedanz des Spannungs-Strom-Wandlers von 3 erscheint jedoch auf Kosten von erhöhtem Leistungsverbrauch und verringerter Linearität. Ein Spannungs-Strom-Wandler interpretiert ein positives analoges Spannungssignal typischerweise als bipolares Spannungssignal um eine Bezugserdung, V_ref = V_cc/2, und wandelt das bipolare Spannungssignal in einen unipolaren Strom um. Folglich wäre der Vorspannungsstrom durch R_V-I, der sich aus der Bezugserdung ergibt, V_ref/R_V-I und dieser Wert kann beträchtlich hoch sein, um eine zufriedenstellende Leistung zu erzielen. Für eine Steilheitsverstärkung von 0,5 mA/V und eine V_ref von 2,5 V wäre R_V-I beispielsweise etwa 2 kΩ, was zu einem Vorspannungsstrom von 2,5 V/2 kΩ = 1,25 mA durch den Zweig des nMOS 22/R_V-I allein führt.
Die zweite und strengere Begrenzung liegt daran, dass das Signal I_R gespiegelt werden muss, um den Ausgangsstrom I_OUT zu erzeugen. Diese Aufgabe wird vom pMOS-Kaskodenstromspiegel 18–21 durchgeführt, aber Stromspiegel leiden im Allgemeinen unter starken Nicht-Linearitäten, die entweder durch Einführen einer Rückführung oder durch Erhöhen ihres Vorspannungsstroms verringert werden müssen. Die Architektur von 3 erfordert, dass der Kaskodenstromspiegel 18–21 außerhalb der Rückführungsschleife bleibt. Folglich müssen seine Nicht-Linearitäten durch Erhöhen seines Vorspannungsstroms verringert werden. Der resultierende Vorspannungsstrom in der Kombination des Kaskodenstromspiegels 18–21 und des Zweigs des nMOS 22/R_V-I, der zum Erzielen von ausreichenden Linearitätsniveaus erforderlich ist, wäre unbefriedigend hoch.
Schließlich weist der erforderliche Stromspiegel 18–21 auch die nachteilige Wirkung der Verringerung der gesamten Ausgangsimpedanz des Spannungs-Strom-Wandlers auf.
Eine üblichere und geeignetere Schaltungstopologie folgt dem Diagramm von 4, das es vermeidet, dass irgendwelche aktiven Bauelemente einen Ausgangsstrom I_L außerhalb der Rückführungsschleife verarbeiten und daher höhere Linearitätsniveaus aufweist. Es ist gezeigt, dass V_in in einen Summierknoten 25 eintritt, der in einen direkten Verstärker 27 mit einem passiven Gegenkopplungsnetzwerk 29 einspeist. Das passive Gegenkopplungsnetzwerk 29, das aus einem Widerstandsnetzwerk besteht, beseitigt jegliche Nicht-Linearitäten, die durch die Verwendung von aktiven Bauelementen, wie z. B. Transistoren, im Rückführungsweg eingeführt werden. Die Verstärkung des Rückführungsnetzwerks 29 wird daher vielmehr durch ein Widerstandsnetzwerk als durch die Größe eines einzelnen Widerstandes festgelegt, was zu einer verringerten Anfälligkeit für Prozessschwankungen führt.
5 ist ein Beispiel einer typischen Schaltung, die dem Diagramm von 4 folgt. Hier ist ein dreistufiger direkter Verstärker mit einer gesamten passiven Gegenkopplung gezeigt. Da die Wechselspannungskopplung zwischen den Verstärkungsstufen in integrierten Schaltungen aufgrund der übermäßigen Chipflächenanforderungen praktisch inakzeptabel ist, können Gleichspannungs- und Wechselspannungs-Signalkomponenten nicht in der Vorspannung und Optimierung der Schaltung getrennt werden. Die Verwendung der Gesamtrückführung führt zu einem höheren Grad an Vorspannungsstabilität und Desensibilisierung von individuellen Verstärkungstoleranzen.
Jede Verstärkerstufe besteht aus einem PMOS-Transistor 31– 33, der jeweils als Stromquelle verwendet wird, die durch eine Vorspannung V_bb gesteuert wird, einem Element mit nicht-linearer Verstärkung, das jeweils durch die Transistoren 35–37 vorgesehen ist, bzw. Gegenkopplungswiderständen R₁–R₃. Die erste Stufe besteht aus Transistoren 31 und 35 und dem Widerstand R₁, die nacheinander verbunden sind und einen invertierenden Verstärker zwischen V_dd und der Erdung bilden. Das Eingangssignal V_in wird an den NMOS-Transistor 35 angelegt. R₁ bildet eine Widerstandsgegenkopplung, die den Frequenzgang der ersten Stufe erhöht. Das Ausgangssignal aus der ersten Stufe wird am Drainpol des Transistors 35 entnommen und an die zweite Stufe angelegt, die aus den Transistoren 32 und 36 und dem Widerstand R₂ besteht. Die zweite Stufe funktioniert ganz in derselben Weise wie die erste Stufe und koppelt ihr Ausgangssignal vom Drainpol des Transistors 36 mit der dritten Stufe, die aus den Transistoren 33 und 37 und dem Widerstand R₃ besteht.
Das passive Gegenkopplungsnetzwerk von 5 besteht aus den Widerständen R₁, R₃ und R_fb. Das Widerstandsnetzwerk R₁, R₃ und R_fb reagiert auf ein proportionales Maß des Ausgangsstroms I_L, der am Sourcepol des Transistors 37 abgetastet wird, wandelt ihn in eine Spannung um, die sowohl Wechselspannungs- als auch Gleichspannungskomponenten umfasst, und führt die Spannung zurück zum Eingang am Sourcepol des Transistors 35, der als Summierknoten wirkt. Die Rückführungsspannung hängt dadurch von einer Beziehung der Rückführungswiderstände R₁, R₃ und R_fb ab.
Diese Schaltungstopologie weist jedoch einige Nachteile auf. Um eine ausreichende Verstärkung zu erhalten, ist ein Netzwerk mit drei Verstärkungsstufen erforderlich, das zu drei Polen und somit einem verringerten Frequenzgang und verringerter Linearität führt. Aufgrund von großen Toleranzen in integrierten Widerständen und MOS-Transistoren, insbesondere bei kostengünstigen digitalen CMOS-Prozessen, ist es ziemlich kompliziert und unzuverlässig, gleichzeitig den dreistufigen Verstärker korrekt vorzuspannen. Um den Arbeitspunkt, d. h. den statischen Punkt, zu stabilisieren, sind Spezialverfahren wie Gleichtaktrückführung erforderlich, die die Schaltung gewöhnlich kompliziert machen und ihre Leistung verringern. Da der direkte Verstärker außerdem aus drei in Kaskade geschalteten invertierenden Verstärkungsstufen besteht, ist das Ausgangssignal I_L nicht mit dem Eingangssignal V_in phasengleich. Ferner kann die mit dem Widerstandsnetzwerk aus R₁, R₃ und R_fb erzielbare Rückführungsverstärkung für viele Anwendungen nicht ausreichend sein.
Viele Anwendungen erfordern, dass ein VI-Wandler eine sehr feine Auflösung aufweist. Das heißt, ein VI sollte einen relativ großen Eingangsspannungsschritt in einen sehr kleinen, aber genauen Stromschritt umwandeln können. Um einen 8-Bit-Strommodus-ADC über eine Schnittstelle zu koppeln, kann beispielsweise eine Verstärkung von 0,5 mA/V erforderlich sein. Für einen 10-Bit-ADC ist eine Auflösung von 0,25 mA/V erforderlich. Um dies zu erreichen, muss die Steilheitsverstärkung, d. h. die Spannungs-Strom-Umwandlungsverstärkung, des direkten Verstärkers 27 in 4 klein genug sein, um ein Eingangssignal V_in von einigen Volt auf ein Ausgangssignal I_L eines Bruchteils eines Milliamperes zu verringern. Folglich muss die Transferwiderstandsverstärkung oder die Strom-Spannungs-Verstärkung des passiven Rückführungsnetzwerks 29 in 4 sehr hoch sein, um ein Maß des Ausgangsstroms, der ein Bruchteil eines Milliamperes sein kann, in eine relativ große Rückführungsspannung umzuwandeln, um sie in den Summierknoten 25 einzuspeisen. Dies ist besonders ersichtlich, wenn man berücksichtigt, dass der Gleichspannungsversatz und die Verstärkungsgenauigkeit eines ADC innerhalb eines niedrigstwertigen Bits enthalten sein müssen, um einen Versatz und Verstärkungsfehler zu vermeiden. Dies bedeutet, dass die Genauigkeit der Gleichspannungskennlinien in der Größenordnung von 0,5–1,0 μA für das 8-Bit- und 0,25–0,50 μA für das 10-Bit-Beispiel, die vorstehend gegeben sind, liegen sollte.
Es kann leicht demonstriert werden, dass die Transferwiderstandsverstärkung des Rückführungsnetzwerks von 5 durch (R₁*R₃)/(R₁+ R₃+ R_fb) gegeben ist. Diese Rückführungsverstärkung hängt stark von R1 und R3 ab, die auch ein integraler Teil des direkten Verstärkers sind. Daher ist jeglicher Versuch, die Transferwiderstandsverstärkung zu erhöhen, physikalisch durch praktische Erwägungen begrenzt, die die erforderlichen Vorspannungsbedingungen des direkten Verstärkers beinhalten. Folglich kann diese Schaltung nicht durchführbar eine ausreichende Transferwiderstands- Rückführungsverstärkung erreichen, um die feine Abstimmung zu erhalten, die für viele Hochleistungsanwendungen erforderlich ist.
Ein alternativer Spannungs-Strom-Wandler, der eine aktive Rückführung verwendet, ist in US 5 519 310 beschrieben.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Spannungs-Strom-Wandler mit breiter Frequenz mit Feinabstimmungsfähigkeiten und einem Selbstkompensationsschema bereitzustellen. Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Spannungs-Strom-Wandler mit einer hohen, stabilen und vorhersagbaren Transferwiderstands-Rückführungsverstärkung gleich einem Verhältnis von Widerstandswerten, der keine Nicht-Linearitäten in den Rückführungsweg einführt, bereitzustellen. Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, dass die Vorspannungsbedingung des direkten Verstärkers des gesamten Spannungs-Strom-Wandlers von irgendeiner Einstellung am Transferwiderstands-Rückführungsverstärkungsnetzwerk unabhängig ist. Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen integrierten Spannungs-Strom-Wandler mit stabilen Gleichvorspannungsbedingungen und optimierter Wechselspannungsleistung bereitzustellen.
Zusammenfassung der Erfindung
Diese Aufgaben wurden in einem integrierten Spannungs-Strom-Wandler mit einem gesamten aktiven Gegenkopplungsnetzwerk erfüllt, welches aus einem aktiven Differenz-Strom-Spannungs-Wandler mit einer nur durch ein Widerstandsverhältnis festgelegten Verstärkung besteht.
Die Spannungs-Strom-Umwandlung des direkten Verstärkers der vorliegenden Erfindung besteht vorzugsweise aus einem zweistufigen direkten Steilheitsverstärker. Die erste Stufe des zweistufigen direkten Steilheitsverstärkers ist ein Spannungs-Spannungs-Wandler oder Spannungsverstärker und die zweite Stufe des zweistufigen direkten Steilheitsverstärkers ist ein Spannungs-Strom-Wandler oder Steilheitsverstärker. Der zweistufige direkte Steilheitsverstärker weist ein gesamtes aktives Gegenkopplungsnetzwerk auf, das aus einem Differenz-Strom-Spannungs-Wandler besteht, der nur die Wechselspannungskomponente eines Maßes eines Ausgangsstroms in eine Rückführungsspannung umsetzt.
Der Spannungs-Spannungs-Wandler, das heißt die erste Stufe des zweitstufigen direkten Steilheitsverstärkers, dient zum Aufbereiten eines Eingangsspannungssignals zur Verwendung von der zweiten Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers. Der Spannungs-Spannungs-Wandler weist vorzugsweise einen hohen Grad an Linearität über einen breiten Frequenzbereich, eine kleine Verstärkung, eine hohe Eingangsimpedanz, um ein Eingangsspannungssignal nicht zu belasten, und eine niedrige Ausgangsimpedanz, um die zweite Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers nicht zu belasten, auf. Der Spannungs-Spannungs-Wandler der vorliegenden Erfindung weist vorzugsweise eine lokale Gegenkopplung in Form eines ersten Pull-down-Widerstandes auf und kann auch einen Pull-up-Vorspannungswiderstand oder eine Stromquelle aufweisen. Wenn eine Stromquelle verwendet wird, dann empfängt sie vorzugsweise ein Vorspannungssignal von einem ersten Vorspannungsbaum mit einer Struktur identisch zur Struktur des Spannungs-Spannungs-Wandlers selbst.
Der Steilheitsverstärker, das heißt die zweite Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers, empfängt ein aufbereitetes Spannungssignal vom Spannungs-Spannungs-Wandler der ersten Stufe und wandelt das aufbereitete Spannungssignal in ein proportionales Ausgangsstromsignal um. Die zweite Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers weist vorzugsweise eine lokale Gegenkopplung durch die Verwendung eines zweiten Pull-down-Widerstandes auf. Der Steilheitsverstärker der zweiten Stufe weist vorzugsweise eine einfache Kaskoden- oder regulierte Kaskodenstromquelle auf, die ein Vorspannungssignal von einem zweiten Vorspannungsbaum mit einer Struktur identisch zum Steilheitsverstärker selbst empfängt.
Der Differenz-Strom-Spannungs-Wandler, der das gesamte aktive Gegenkopplungsnetzwerk der vorliegenden Erfindung bildet, besteht aus einem Differenzverstärker oder Diff Amp in geschlossener Schleife mit einer lokalen Widerstandsrückführung. Der Diff Amp der vorliegenden Erfindung weist einen negativen Eingangsanschluss, einen positiven Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss auf. Ein Eingangswiderstand ist zwischen den negativen Eingangsanschluss des Diff Amp und den zweiten Pull-down-Widerstand, der das lokale Gegenkopplungsnetzwerk der zweiten Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers bildet, gekoppelt. In dieser Weise dient der Widerstand der zweiten Stufe oder des Steilheitsverstärkers als Stromabtastelement für den Differenz-Strom-Spannungs-Wandler der gesamten aktiven Gegenkopplung. Ein lokaler Rückführungswiderstand ist zwischen den Ausgangsanschluss und den negativen Eingangsanschluss des Diff Amp gekoppelt. Der positive Eingangsanschluss des Diff Amp empfängt ein Signal, das zur Gleichspannungskomponente der Spannung über dem Pull-down-Widerstand des Verstärkers der zweiten Stufe oder des Steilheitsverstärkers im Wesentlichen ähnlich ist.
Wie vorher erläutert, weist der zweite Vorspannungsbaum, der das Steuervorspannungssignal für den Steilheitsverstärker liefert, eine Struktur identisch zum Steilheitsverstärker auf. Im Wesentlichen ist der zweite Vorspannungsbaum eine Kopie des Steilheitsverstärkers. Der Steilheitsverstärker empfängt ein aufbereitetes Spannungssignal mit einer Gleichspannungs- und einer Wechselspannungskomponente und erzeugt daher einen Ausgangsstrom mit einer Wechselstrom- und einer Gleichstromkomponente, aber der zweite Vorspannungsbaum empfängt nur eine Bezugsgleichspannung. Da der zweite Vorspannungsbaum zum Steilheitsverstärker identisch ist, erzeugt er ein Gleichspannungssignal, das zum Gleichspannungssignal des Steilheitsverstärkers im Wesentlichen ähnlich ist. Das Gleichspannungssignal vom zweiten Vorspannungsbaum wird in den positiven Eingangsanschluss des Diff Amp eingespeist. Im Wesentlichen dient der zweite Vorspannungsbaum, der einen Widerstand gleich dem Gegenkopplungswiderstand des Steilheitsverstärkers aufweist, als Vorspannungssignalgenerator für den Diff Amp. Da sowohl der positive als auch der negative Eingang des Diff Amp im Wesentlichen dieselbe Gleichspannung empfangen, weist der Diff Amp die Gleichstromkomponente des Ausgangsstroms zurück und reagiert nur auf die Wechselstromkomponente des Ausgangsstroms. In dieser Weise wird nur die Wechselstromkomponente des Ausgangsstroms in eine verstärkte Rückführungsspannung umgewandelt.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines Analog-Digital-Wandlers des Standes der Technik, der einen Spannungs-Strom-Wandler verwendet.
2 ist ein Spannungs-Strom-Wandler des Standes der Technik.
3 ist eine MOS-Implementierung des in 2 gezeigten Spannungs-Strom-Wandlers des Standes der Technik.
4 ist ein Blockdiagramm eines Spannungs-Strom-Wandlers des Standes der Technik.
5 ist ein MOS-Spannungs-Strom-Wandler des Standes der Technik gemäß 4.
6 ist ein Blockdiagramm eines Spannungs-Strom-Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung.
7 ist ein Blockdiagramm eines Spannungs-Strom-Wandlers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Blockdiagramm eines Spannungs-Strom-Wandlers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
9 ist eine grundlegende MOS-Implementierung eines Spannungs-Strom-Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung.
10 ist eine detailliertere Beschreibung der in 9 gezeigten Schaltung, die die Verwendung einer einfachen Kaskodenstromquelle zeigt.
11 ist eine alternative Variation an der in 10 gezeigten Schaltung.
12 ist eine alternative Variation an der in 9 gezeigten Schaltung, die die Verwendung einer regulierten Kaskodenstromquelle zeigt.
13 ist ein vollständig dualer Differenz-Strom-Spannungs-Wandler mit doppelten Eingängen und doppelten Ausgängen gemäß der vorliegenden Erfindung.
Beste Art zur Ausführung der Erfindung
Mit Bezug auf 6 ist eine repräsentative Ansicht der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die vorliegende Erfindung umfasst einen direkten Verstärker 42. Wie auf dem Fachgebiet bekannt ist, weist ein direkter Verstärker einen Eingang, einen Ausgang und eine oder mehrere Verstärkungsstufen dazwischen, aber keine Rückführung vom Ausgang zum Eingang auf. Vorzugsweise weist der direkte Verstärker der vorliegenden Erfindung zwei Stufen 43 und 45 auf. Die erste Stufe 43 ist ein Spannungs-Spannungs-Wandler, d. h. ein Spannungsverstärker, mit einer hohen Eingangsimpedanz und einer niedrigen Ausgangsimpedanz. Die erste Stufe 43 speist in die zweite Stufe 45 ein, einen Spannungs-Strom-Wandler, d. h. Steilheitsverstärker, mit einer hohen Eingangsimpedanz und einer hohen Ausgangsimpedanz. Der Spannungs-Strom-Wandler 45 der zweiten Stufe gibt einen Strom I_OUT aus, der von einem aktiven Gegenkopplungs-Differenz-Strom-Spannungs-Wandler 47 mit einer Verstärkung, die vorzugsweise viel größer als Eins ist, abgetastet wird. Der Differenz-Strom-Spannungs-Wandler 47 weist auch einen zweiten Eingang auf, der ein Vorspannungssignal von einem Vorspannungsgenerator 40 empfängt. Das Vorspannungssignal vom Vorspannungsgenerator 40 ist typischerweise ein Gleichspannungssignal, aber es kann ein Gleichstromsignal sein.
Der Vorspannungsgenerator 40 erzeugt vorzugsweise ein Vorspannungssignal gleich einem Maß in Spannung oder Strom der Gleichstromkomponente von I_OUT, so dass bei dem Prozess des Zurückweisens des Gleichtaktssignals von beiden seiner Eingänge der Differenz-Strom-Spannungs-Wandler 47 ein verstärktes Wechselspannungssignal ausgibt, das nur zur Wechselstromkomponente von I_out proportional ist. In dieser Weise wird das Rückführungsnetzwerk durch die Gleichvorspannung, Temperatur oder Prozessabweichungen weniger beeinflusst. Das Ausgangssignal aus dem Differenz-Strom-Spannungs-Wandler 47 wird von einem Eingangssignal V_in am Summierknoten 41 subtrahiert und bildet dadurch ein gesamtes Rückführungsnetzwerk, das beide Stufen 43 und 45 des direkten Verstärkers 42 umfasst.
Mit Bezug auf 7 ist eine idealisierte Darstellung der vorliegenden Erfindung in Schaltungsform gezeigt. Wiederum ist gezeigt, dass der zweistufige direkte Verstärker aus einem Spannungs-Spannungs-Wandler oder Spannungsverstärker 43, gefolgt von einem Spannungs-Strom-Wandler oder Steilheitsverstärker 45, besteht, wobei eine aktive Gegenkopplung aus dem Differenz-Strom-Spannungs-Wandlernetzwerk 47 besteht. Das Differenz-Strom-Spannungs-Wandler-Rückführungsnetzwerk 47 besteht aus einem Widerstand Rs2, einem Widerstand Rs1 und einem Differenzverstärker 50 in geschlossener Schleife, der einen Eingangswiderstand R_E und einen lokalen Rückführungswiderstand R_F umfasst.
Das Eingangssignal V_in wird an den Spannungsverstärker 43 angelegt, der eine hohe Eingangsimpedanz Ri1 vorsieht, um jegliche belastenden Wirkungen auf V_in zu minimieren und dadurch die Linearität des gesamten Spannungs-Strom-Wandlers von 7 zu verbessern. Die Spannungsdifferenz zwischen V_in und der Spannung über Rs1 am Knoten Vb bildet einen Spannungsabfall Vi1 über Ri1, der durch die abhängige Spannungsquelle 49 als Ausgangsspannung gleich Vi1, die durch eine Transferwiderstandsverstärkung Av1 verstärkt wird, widergespiegelt wird.
Das Ausgangssignal der abhängigen Spannungsquelle 49 wird über eine niedrige Ausgangsimpedanz Ro1 an eine hohe Eingangsimpedanz Ri2 des Steilheitsverstärkers 45 angelegt. Der Spannungsabfall Vi2 über Ri2 wird als Strom durch die spannungsabhängige Stromquelle 48 widergespiegelt, die eine Steilheitsverstärkung Gm2 aufweist. Die spannungsabhängige Stromquelle 48 ist mit einer Ausgangsimpedanz Ro2 parallel geschaltet, die hoch gemacht ist, um die Linearität der gesamten Schaltung von 7 zu verbessern. Der Ausgangsstrom I_OUT, der den Steilheitsverstärker 45 verlässt, wird an eine Last 39 angelegt, die durch die parallele Kombination eines Widerstandes 44 und eines Kondensators 46 symbolisch dargestellt ist.
Der Ausgangsstrom I_OUT fließt auch durch Rs2 und wird am Knoten Va abgetastet. Der Knoten Va ist über R_E mit dem invertierenden, d. h. negativen, Eingangsanschluss des Diff Amp 50 gekoppelt. Das Ausgangssignal des Diff Amp 50 wird über den lokalen Rückführungswiderstand R_F zum gleichen invertierenden Eingang zurückgeführt und bildet dadurch ein lokales Gegenkopplungsnetzwerk in geschlossener Schleife. Der nicht-invertierende, d. h. positive, Eingangsanschluss des Diff Amp 50 ist mit einer Bezugsspannung V_BIAS gekoppelt.
Wie vorstehend erläutert, wird V_BIAS durch den Vorspannungsgenerator 40 erzeugt und ist vorzugsweise gleich der Gleichspannungskomponente der Spannung am Knoten Va. Auf diese Weise weist der Diff Amp 50 alle Gleichtakt- und Driftspannungen zurück, während er nur die Wechselstromkomponente des Ausgangsstroms I_OUT umwandelt und verstärkt. Somit können die Gleichvorspannungsbedingungen des direkten Verstärkers separat von der Wechselspannungs-Rückführungsschaltung optimiert werden. Dies ermöglicht, dass der Gleichspannungs-Arbeitspunkt des VI-Wandlers der vorliegenden Erfindung vielversprechend veranlasst wird, dem Potential der Last 39 zu entsprechen, ohne Betrachtung irgendwelcher nachteiliger Effekte für die Rückführungsverstärkung. Es wird ferner angemerkt, dass dieser Arbeitspunkt so weit wie möglich in der Temperatur und mit Prozessschwankungen stabil sein sollte. Bedeutender kann die Verstärkung des Diff Amp 50 in geschlossener Schleife eingestellt werden, ohne den direkten Verstärker zu beeinflussen.
Der lokale Differenzverstärker 50 in geschlossener Schleife weist eine konstante Verstärkung von -R_F/R_E über einen gegebenen Betriebsfrequenzbereich auf. Daher wird die abgetastete Spannung bei Va mit einer Verstärkung von -R_F/R_E verstärkt und über Rs1 am Knoten Vb angelegt. Die Kombination der Verstärkung -R_F/R_E vom lokalen Diff Amp 50 in geschlossener Schleife zusammen mit Rs1 und Rs2 bildet das aktive Gegenkopplungs-Strom-Spannungs-Netzwerk 47. Die Rückführungsverstärkungsamplitude β des Gegenkopplungsnetzwerks 47 ist Rs2*R_F/R_E. Unter der Annahme, dass die Leerlaufverstärkung des gesamten Spannungs-Strom-Wandlers, einschließlich des zweistufigen direkten Verstärkers, viel größer ist als Eins, dann ist die Gesamtverstärkung des ganzen gesamten Spannungs-Strom-Wandlers einfach der Kehrwert von β oder R_E/(R_F*Rs2). Da R_F und R_E ein Teil nur des Diff Amp 50 in geschlossener Schleife sind, kann die Verstärkung des aktiven Rückführungsnetzwerks 47 und des gesamten Spannungs-Strom-Wandlers eingestellt werden, ohne die Vorspannungsbedingungen des zweistufigen direkten Verstärkers 43–45 zu beeinflussen.
8 zeigt eine zweite Darstellung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Die Konfiguration von 8 ist im Wesentlichen dieselbe wie die Konfiguration von 7 und das gesamte Rückführungsnetzwerk 47 ist dasselbe wie in 7, aber die erste und die zweite Stufe 43 bzw. 45 des zweistufigen direkten Verstärkers sind verbunden, um lokale Gegenkopplungsnetzwerke zu bilden. Der Knoten Vb ist mit der Bezugserdung des Ausgangs der ersten Stufe 43, des Spannungsverstärkers, derart gekoppelt, dass der Ausgangsstrom der Stufe 43 durch RS1 abgetastet und als Spannung zur Bezugserdung des Eingangs derselben Stufe 43 zurückgeführt wird. Mit anderen Worten Rs1 verhält sich als Gegenkopplungswiderstand für den Spannungsverstärker 43.
Ebenso ist der Knoten Va mit der Bezugserdung des Eingangs der zweiten Stufe 45, des Steilheitsverstärkers, derart gekoppelt, dass der Ausgangsstrom I_OUT, der durch Rs2 abgetastet wird, als Spannung zur Bezugserdung des Eingangs der zweiten Stufe 45 zurückgeführt wird. Somit verhält sich Rs2 als Gegenkopplungswiderstand für den Steilheitsverstärker 45.
Obwohl Rs1 und Rs2 auch einen Teil des gesamten aktiven Gegenkopplungsnetzwerks 47 des zweistufigen direkten Verstärkers bilden, kann die Rückführungsverstärkung des gesamten Rückführungsnetzwerks 47 dennoch willkürlich festgelegt werden, ohne die Vorspannungsbedingung von entweder der ersten Stufe 43 oder der zweiten Stufe 45 zu beeinflussen. Wie vorstehend erläutert, liegt dies daran, dass die Verstärkung des gesamten Rückführungsnetzwerks 47 durch Ändern des lokalen Rückführungsnetzwerks, das zum Diff Amp 50 gehört und R_F und R_E enthält, eingestellt werden kann. Da das lokale Rückführungsnetzwerk des Diff Amp 50 aus einem separaten Satz von Widerständen R_F und R_E besteht, können sie eingestellt werden, ohne Rs1 oder Rs2 zu beeinflussen und dadurch ohne den zweistufigen direkten Verstärker zu beeinflussen.
Der Spannungs-Strom-Wandler der vorliegenden Erfindung kann für eine Vielzahl von Kriterien durch zweckmäßige Auswahl der ersten Stufe 43 und der zweiten Stufe 45 des zweistufigen direkten Verstärkers optimiert werden. Mit anderen Worten, es gibt verschiedene Verfahren zum Implementieren des Spannungsverstärkers 43 der ersten Stufe und des Steilheitsverstärkers 45 der zweiten Stufe. 9 bis 13 zeigen als Beispiel einige mögliche Implementierungen. Fachleute werden erkennen, dass es zusätzliche Verfahren zum Implementieren des VI der vorliegenden Erfindung gibt und die vorliegende Erfindung daher nicht auf die in 9 bis 13 gezeigten Beispielschaltungen begrenzt ist.
Eine Transistorebenenlösung der Schaltung von 8 ist in 9 gezeigt. In 9 ist gezeigt, dass der Spannungsverstärker, der die erste Stufe 43 von 8 bildet, aus einem Pull-up-Vorspanungs-Ausgangswiderstand Ro1, einem NMOS-Transistor 56 und einem Gegenkopplungswiderstand Rs1 besteht. Wie auf dem Fachgebiet bekannt ist, weist diese Anordnung eines invertierenden Spannungsverstärkers eine hohe Eingangsimpedanz, eine niedrige Ausgangsimpedanz und einen breiten Frequenzgang auf. Die niedrige Ausgangsimpedanz dieses invertierenden Verstärkers verbessert die Linearität des gesamten Spannungs-Strom-Wandlers von 9. Das Eingangssignal V_IN wird an das Steuergate des NMOS-Transistors 56 angelegt, was ein invertiertes Spannungsausgangssignal am Drainpol des NMOS-Transistors 56 bewirkt.
Das invertierte Ausgangssignal des NMOS-Transistors 56 wird an das Steuergate des NMOS-Transistors 57 angelegt. Der NMOS-Transistor 57 ist mit dem NMOS-Transistor 59 als einfache Kaskode 58 gekoppelt gezeigt, die die Eingangsstufe in den Steilheitsverstärker der zweiten Stufe 45 bildet, wie in 8 gezeigt. Die Kaskodenschaltung 58 zusammen mit der konstanten Stromquelle I_SRC 60 und die Kaskodenvorspannung Vcb bilden eine Kaskoden-Steilheitsverstärkungsstufe, die den Vorteil der Verringerung der effektiven Kapazität, die am Eingang für eine Hochfrequenzoperation erscheint, während gleichzeitig eine viel höhere Ausgangsimpedanz und Steilheitsverstärkung bereitgestellt werden als erhältlich ist, wenn ein einzelner Transistor als Eingangsstufe verwendet wird, aufweist. Die Kaskodenvorspannung Vcb wird durch eine von der Versorgung unabhängige CMOS-Vorspannungsschaltungsquelle bereitgestellt, die aus Transistoren 69, 71 und 73 besteht. Um seine Linearität und seinen Frequenzgang weiter zu verbessern, ist außerdem ein Rückführungskondensator Cc zwischen den Eingang des Steilheitsverstärkers am Gate des NMOS-Transistors 57 und den Ausgang des Steilheitsverstärkers am Drainpol des NMOS-Transistors 59 gekoppelt.
Der Steilheitsverstärker von 9, der die zweite Stufe 45 von 8 bildet, ist ein invertierender Verstärker, aber da er ein invertiertes Signal vom Drainpol des Transistors 56, der ersten Stufe von 9, empfängt, ist der Ausgangsstrom I_OUT nicht-invertiert und mit dem Eingangssignal V_IN phasengleich.
Der Strom I_OUT besteht aus einer Gleichstromkomponente, die durch eine konstante Stromquelle I_SRC 60 geliefert wird, minus einer Wechselstromkomponente, die durch die Wechselstromveränderung am Steuergate des NMOS-Transistors 57 eingeführt wird. Ein Strom I_RS2 ist I_SRC 60 minus I_OUT und ist daher zu I_OUT proportional. I_RS2 verlässt die Kaskodenschaltung 58 am Sourcepol des Transistors 57 und fließt durch den Abtastwiderstand RS2, der zwischen den Sourcepol des NMOS-Transistors 57 und die Erdung gekoppelt ist. Der Strom I_RS2 weist eine Gleichstromkomponente, die zur Gleichstromkomponente von I_OUT proportional ist, und eine Wechselstromkomponente, die zum Inversen der Wechselstromkomponente von I_OUT proportional ist, auf. Somit ist IRS2 ein Eichstrom, der ein Maß für I_OUT angibt. Wenn der Strom I_RS2 durch den Abtastwiderstand Rs2 fließt, wird folglich eine Spannung Va proportional zu I_OUT über Rs2 erzeugt. wie vorstehend erläutert, wird die Spannung Va über einen Widerstand R_E an den invertierenden Eingang eines Diff Amp 50 angelegt, wobei eine verstärkte Differenzspannung am Knoten Vb erzeugt wird.
In 9 ist eine beispielhafte Transistorebenenlösung des Diff Amp 50 gezeigt. Viele Transistorebenenimplementierungen von Diff Amps sind bekannt. Die ausgewählte Transistorebenenimplementierung des Diff Amp 50 ist für die Erfindung nicht entscheidend. Der Diff Amp 50 weist eine Kaskodenstromquelle auf, die aus PMOS-Transistoren 79 und 81 besteht, die durch Bezugsspannungen Vb1 bzw. Vb2 gesteuert werden. Am Drainpol des PMOS-Transistors 81 ist der Stromweg in zwei Differenzwege unterteilt, die von PMOS-Transistoren 75 und 77 gesteuert werden. Die Drainpole der Transistoren 75 und 77 sind wiederum über jeweilige Zweige eines Stromspiegels, der aus NMOS-Transistoren 83 und 85 besteht, mit der Erdung gekoppelt.
Das Gate des PMOS-Transistors 77 bildet den invertierenden Eingang des Diff Amp 50 und ist mit dem Eingangswiderstand R_E gekoppelt. Ebenso bildet der Drainpol des PMOS-Transistors 77 den Ausgang des Diff Amp 50 und ist über den lokalen Rückführungswiderstand R_F mit dem Eingang an seinem Gate gekoppelt.
Das Gate des PMOS-Transistors 75 bildet den nicht-invertierenden Eingang des Diff Amp 50 und ist mit einer Bezugsvorspannung V_BIAS gekoppelt. Wie vorstehend erläutert, weist V_BIAS vorzugsweise einen Wert auf, der die Gleichstromkomponente von I_OUT darstellt, so dass der Diff Amp 50 die Gleichstromkomponente von I_OUT zurückweist und nur die Spannungsdarstellung der Wechselstromkomponente von I_OUT verstärkt. In diesem Fall ist daher V_BIAS vorzugsweise gleich der Gleichspannungskomponente der Spannung am Knoten Va.
Um dies zu bewerkstelligen, wird V_BIAS von einem Vorspannungsbaum abgegriffen, der dem Steilheitsverstärker sehr ähnlich ist, der jedoch keine Wechselspannungsänderungen einführt. V_BIAS wird durch einen Vorspannungsabtastwiderstand Rb erzeugt, der gleich dem Abtastwiderstand Rs2 ist und einen Vorspannungsgleichstrom von einer zweiten konstanten Stromquelle I_SRC 68 gleich der konstanten Stromquelle I_SRC 60 der vorstehend erörterten Kaskoden-Steilheitsverstärkungsstufe empfängt. Dies erzeugt einen Spannungsabfall V_BIAS über dem Vorspannungswiderstand Rb gleich der Gleichspannungskomponente der Spannung bei Va.
Um das gesamte aktive Differenz-Rückführungsnetzwerk 47 von 8 fertig zu stellen, wird in 9 das Ausgangssignal des Diff Amp 50 am Knoten Vb an den Sourcepol des NMOS-Transistors 56 und den Gegenkopplungswiderstand RS1 des Spannungsverstärkers, der ersten Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers, angelegt.
In 10 sind der V_BIAS erzeugende Zweig und die konstanten Stromquellen 60 und 68 von 9 weiter festgelegt. Schaltungskomponenten in 10 mit ähnlichen Funktionen und Verbindungen wie in 9 sind mit Bezugszeichen ähnlich zu jenen von 9 identifiziert und sind vorstehend erläutert.
Um sicherzustellen, dass die konstanten Stromquellen I_SRC 60 und 68 von 9 ähnliche Stromwerte aufweisen, sind sie in 10 als Stromspiegel, insbesondere als Kaskodenstromquelle, implementiert. Eine Kaskodenstromquelle erzeugt eine niedrige belastende Wirkung an ihrem Ausgang. Die PMOS-Transistoren 61 und 62 bilden eine Kaskodenstromquelle 60 und erzeugen I_SRC als Reaktion auf eine Vorspannungs-Kaskodenstromquelle 68, die aus als Diode verbundenen PMOS-Transistoren 63 und 64 besteht. Da die Steuergates von entsprechenden Transistorpaaren 61/63 und 62/64 miteinander gekoppelt sind, wird der Strom in der Vorspannungs-Kaskodenstromquelle 68 in der Kaskodenstromquelle 60 gespiegelt.
Der Strom der Kaskodenstromquellen 60 und 68 wird durch eine dritte Kaskodenschaltung 67 festgelegt, die aus NMOS-Transistoren 66 und 65 besteht. Die Kaskodenschaltung 67 ist entlang eines einzelnen Stromweges zwischen der Vorspannungs-Kaskodenstromquelle 68 und dem Vorspannungsabtastwiderstand Rb gekoppelt. Somit wird der Strom I_SRC in der Vorspannungs-Kaskodenstromquelle 68 und dadurch der Strom in der Kaskodenstromquelle 60 durch die Kaskodenschaltung 67 festgelegt. Der NMOS-Transistor 66 ist auf den NMOS-Transistor 59 abgestimmt und der NMOS-Transistor 65 ist auf den Transistor 57 abgestimmt. Ferner teilt sich der NMOS-Transistor 66 dieselbe Bezugs-Kaskodenvorspannung Vcb wie der NMOS-Transistor 59. Der Vorspannungsgleichstrom I_SRC der Kaskodenstromquellen 60 und 68 wird durch eine Bezugsgleichspannung V_ref festgelegt, die an das Gate des Eingangstransistors 65 angelegt wird. Folglich weist der Vorspannungsbaum, der aus den Kaskodenschaltungen 68 und 67 und dem widerstand Rb besteht, eine Struktur auf, die zur Struktur des Steilheitsverstärkers, der aus den Kaskodenschaltungen 60 und 58 und dem Widerstand Rs2 besteht, identisch ist. In dieser Weise werden die Gleichspannungslast- und Spannungsbedingungen am invertierenden und nicht-invertierenden Eingang des Diff Amp 50 über Prozess-, Temperatur- und Driftänderungen ähnlich gehalten. 10 zeigt auch, dass die Vorspannungen Vb1 und Vb2, die die PMOS-Transistoren 79 und 81 des Diff Amp 50 steuern, am Steuergate der PMOS-Transistoren 63 und 64 erzeugt werden.
Mit Bezug auf 11 ist ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Schaltungskomponenten in 11 mit ähnlichen Funktionen und Verbindungen wie in 10 sind mit Bezugszeichen ähnlich zu jenen von 10 identifiziert und sind vorstehend erläutert. Der Ausgangs-Pull-up-Widerstand Ro1 des Spannungsverstärkers in 10 ist in 11 gegen eine einfache Kaskodenstromquelle 72 ausgetauscht, die durch einen zweiten Vorspannungsbaum mit einer Struktur identisch zur Struktur des Spannungsverstärkers selbst gesteuert wird. Die Verwendung einer Stromquelle im Spannungsverstärker, der ersten Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers, führt zu einer hohen Ausgangsimpedanz für den gesamten Spannungs-Strom-Wandler von 11, aber erfährt auch eine verringerte Linearität, d. h. eine niedrigere Leistung. Der Gleichstrom aus der Stromquelle 72 wird durch die Vorspannungsbaum-Kaskodenstromquelle 74 gesteuert und wird durch V_ref, die an das Steuergate des NMOS-Transistors 55 angelegt wird, und durch einen zweiten Vorspannungswiderstand Rb1 festgelegt. Die Transistoren 52, 54 und 56 und der Widerstand Rs1 entsprechen den Transistoren 51, 53 und 55 bzw. dem Widerstand Rb1. Der Transistor 56 wird mit einem Gleichstrom von der Kaskodenschaltung 72 versorgt, die den Gleichstrom in der Kaskodenschaltung 74 spiegelt.
Mit Bezug auf 12 ist ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Alle Komponenten mit ähnlichen Funktionen und Verbindungen wie in 10 sind mit Bezugszeichen ähnlich jenen von 10 identifiziert und sind vorstehend erläutert. In 12 wird wiederum in der ersten, d. h. der Spannungsverstärker-, Stufe des zweistufigen direkten Verstärkers ein Ausgangs-Pull-up-Widerstand Ro1 verwendet. Wie vorstehend erläutert, führt dies zu einer besseren Linearität, aber einer niedrigeren Ausgangsimpedanz. Um die Ausgangsimpedanz des gesamten Spannungs-Strom-Wandlers von 12 zu verbessern, wird in der zweiten Stufe, d. h. dem Steilheitsverstärker, des zweistufigen direkten Verstärkers ein regulierter Kaskodensteilheitsverstärker verwendet.
Der regulierte Kaskodensteilheitsverstärker 91a–97a ist nicht selbstvorgespannt. Wie im Fall der einfachen Kaskodensteilheitsverstärker von 10 und 11 wird der regulierte Kaskodensteilheitsverstärker 91a–97a vielmehr durch einen Vorspannungsbaum 91b–97b mit einer Struktur identisch zur Verstärkungsstufe 91a–97a des regulierten Kaskodensteilheitsverstärkers vorgespannt. Der einzige Unterschied besteht darin, dass, damit die Verstärkungsstufe 91a–97a den Strom im Vorspannungsbaum 91a–97b spiegelt, das Bauelement, das die zwei Zweige des regulierten Kaskodensteilheitsverstärkers miteinander koppelt, in diesem Fall der PMOS-Transistor 91b, notwendigerweise als Diode angeschlossen ist. Unter Verwendung eines Vorspannungsbaums mit derselben Schaltungsstruktur wie die Verstärkungsstufe können Gleichvorspannungs- und Temperaturschwankungen sowie Prozessabweichungen effektiv aufgehoben werden.
Der regulierte Kaskodensteilheitsverstärker von 12 sieht eine höhere Eingangsimpedanz vor als der einfache Kaskodensteilheitsverstärker von 10 und kompensiert dadurch die niedrigere Ausgangsimpedanz der ersten Stufe von 12, d. h. des Spannungsverstärkers. Der regulierte Kaskodensteilheitsverstärker weist ferner eine höhere Steilheitsverstärkung, eine höhere Ausgangsimpedanz und einen breiteren Frequenzbereich auf. Außerdem weist der regulierte Kaskodensteilheitsverstärker einen größeren Spannungshub auf, der eine bessere Einstellung auf die Spannung einer Last ermöglicht.
Die Transistoren 91a–93a und die Stromquelle 94a bilden eine regulierte Kaskodenstromquelle der Verstärkungsstufe 91a–97a, die den Strom in der regulierten Kaskodenstromquelle 91b–94b des Vorspannungsbaums 91b–97b spiegelt. Die zwei regulierten Stromquellen 91a–94a und 91b–94b bilden aufgrund einer gemeinsamen Verbindung zwischen den Steuergates der PMOS-Transistoren 91a und 91b einen Stromspiegel. Da der PMOS-Transistor 91b als Diode angeschlossen ist, wird der Gleichstrom des regulierten Kaskodenvorspannungsbaums durch eine Bezugsspannung V_ref festgelegt, die an das Steuergate des NMOS-Transistors 65 angelegt wird.
Die Eingangsstufe sowohl der Verstärkungsstufe 91a–97a als auch des Vorspannungsbaums 91b–97b besteht auch aus einer regulierten Kaskodenschaltung. Die regulierte Kaskodeneingangsstufe der Verstärkungsstufe 91a–97a besteht aus NMOS-Transistoren 57, 95a und 96a zusammen mit einer Stromquelle 97a. Die Stromquelle 97a und der NMOS-Transistor 95a bilden zusammen einen Verstärker, der wiederum eine Rückführungsschleife mit dem NMOS-Transistor 96a bildet, der als Sourcefolger verwendet wird. Somit ist die Spannung am Drainpol des NMOS-Transistors 57 selbstreguliert, was zu den verbesserten Leistungsmerkmalen des vorstehend erläuterten Kaskodensteilheitsverstärkers führt. Die Eingangsstufe des Vorspannungsbaums besteht aus NMOS-Transistoren 65, 95b und 96b zusammen mit der Stromquelle 97b und funktioniert ganz in derselben Weise wie die Eingangsstufe der Verstärkerstufe.
Mit Bezug auf 13 ist ein vollständig differentialer Spannungs-Strom-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die Schaltung von 13 funktioniert im Wesentlichen wie die Schaltung von 10, außer dass anstelle des Anlegens einer Vorspannung V_BIAS an den positiven Eingang des Diff Amp 50 die Schaltung von 13 ein zweites Rückführungseingangssignal von einem zweiten Spannungs-Strom-Wandler als Reaktion auf den negativen Knoten des Eingangssignals V_IN anlegt. Mit anderen Worten, die Schaltung von 13 funktioniert als zwei Spannungs-Strom-Wandler, die sich einen gemeinsamen Diff Amp 50, einen gemeinsamen Generator 69–73 für eine Kaskodenvorspannung Vcb und einen gemeinsamen Vorspannungsbaum 63–66 teilen. wiederum weist der Vorspannungsbaum 63–66 dieselbe Struktur auf wie die positive Verstärkungsstufe 57p–62p und die negative Verstärkungsstufe 57n–62n.
Ein Spannungs-Strom-Wandler reagiert auf den positiven Ausgangsanschluss von V_IN und ist durch einen tiefgestellten Index "p" am Ende von jedem Bezugszeichennamen gekennzeichnet, und ein zweiter Spannungs-Strom-Wandler reagiert auf den negativen Ausgangsanschluss von V_IN und ist durch einen tiefgestellten Index "n" am Ende von jedem Bezugszeichennamen gekennzeichnet. Schaltungskomponenten in 13 mit ähnlichen Funktionen und Verbindungen wie in 10 sind durch Bezugszeichen ähnlich jenen von 10 zusammen mit dem entsprechenden tiefgestellten Index "p" oder "n" identifiziert und sind vorstehend erläutert.
Damit sich beide Spannungs-Strom-Wandler von 13 einen gemeinsamen Diff Amp 50 teilen, ist der Diff Amp 50 mit doppelten Ausgängen dargestellt. Das heißt, er weist einen positiven Ausgang und sein Komplement, einen negativen Ausgang, auf. Der positive Ausgang des Diff Amp 50 ist mit der ersten Stufe des direkten Verstärkers gekoppelt, die auf das positive Ausgangssignal von V_IN reagiert. Das heißt, das positive Ausgangssignal des Diff Amp 50 wird an den Sourcepol des NMOS-Transistors 56p angelegt. Ebenso ist der negative Ausgang des Diff Amp 50 mit der ersten Stufe des direkten Verstärkers gekoppelt, die auf das negative Ausgangssignal von V_IN reagiert, d. h. dem Sourcepol des NMOS-Transistors 56n.
Der Frequenzgang der Schaltung von 13 wird ferner durch die Verwendung eines in Reihe geschalteten Mitkopplungswiderstandes Rfw und Mitkopplungskondensators Cfw verbessert, die zwischen den Eingang und den Ausgang des positiven bzw. negativen Spannungs-Strom-Wandlers gekoppelt sind. Rfwp und Cfwp sind beispielsweise zwischen den Eingang des auf positiv reagierenden ersten VI, d. h. das Steuergate des Transistors 56p, und den Ausgang des auf positiv reagierenden VI, d. h. den Drainpol des Transistors 59p, gekoppelt. Ebenso sind Rfwn und Cfwn zwischen den Eingang des auf negativ reagierenden zweiten VI, d. h. das Steuergate des Transistors 56n, und den Ausgang des auf negativ reagierenden VI, d. h. den Drainpol des Transistors 59n, gekoppelt. In dieser Weise stehen immer zwei Ausgangsströme I_OUTp und I_OUTn zur Verfügung, wobei I_OUTn gegenüber I_OUTp um 180° phasenverschoben ist.

Claims

Spannungs-Strom-Wandler mit einem aktiven Gegenkopplungsnetzwerk mit: einem direkten Verstärker (42) mit einem Eingangsspannungsknoten, einem Bezugsspannungsknoten und einem Ausgangsknoten, wobei der direkte Verstärker zum Erzeugen eines Ausgangsstroms (I_out) an dem Ausgangsknoten wirksam ist, wobei der Ausgangsstrom zu einer Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangsspannungsknoten und dem Bezugsspannungsknoten proportional ist, wobei der Ausgangsstrom eine Ausgangsgleichstrom-Komponente und eine Ausgangswechselstrom-Komponente aufweist, wobei der direkte Verstärker ferner zum Erzeugen eines Messstroms wirksam ist, der zu dem Ausgangsstrom proportional ist, wobei der Messstrom eine Gleichstrom-Messkomponente aufweist, die zu der Ausgangsgleichstrom-Komponente proportional ist, und eine Wechselstrom-Messkomponente aufweist, die zu der Ausgangswechselstrom-Komponente proportional ist; einem Mittel (40) zum Erzeugen eines Gleichstrom-Vorspannungssignals (V_bias), das zu der Gleichstrom-Messkomponente proportional ist; wobei das aktive Gegenkopplungsnetzwerk aus einem aktiven Strom-Spannungs-Wandler (47) besteht, der auf den Ausgangsstrom reagiert und zum Erzeugen eines Rückführungsspannungssignals (V_b) wirksam ist, das zu der Ausgangswechselstrom-Komponente proportional ist, wobei das Rückführungsspannungssignal mit dem Bezugsspannungsknoten des direkten Verstärkers gekoppelt ist, wobei der Strom-Spannungs-Wandler ferner eine erste Differenzeingangs-Anschlussleitung, die das Gleichstrom-Vorspannungssignal (V_bias) empfängt, eine zweite Differenzeingangs-Anschlussleitung, die den Messstrom empfängt, und eine Ausgangsrückführungs-Anschlussleitung, die das Rückführungsspannungssignal erzeugt, umfasst, wobei der Strom-Spannungs-Wandler eine lokale Widerstandsrückführung aufweist, so dass die Verstärkung des aktiven Gegenkopplungsnetzwerks eingestellt werden kann, ohne die Vorspannungsbedingungen des direkten Verstärkers zu beeinflussen.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 1, wobei der Strom-Spannungs-Wandler eine andere Rückführungsverstärkungsamplitude als Eins aufweist und das Rückführungsspannungssignal nur zu der Ausgangswechselstrom-Komponente proportional ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 1, wobei das Gleichstrom-Vorspannungssignal zum Aufheben der Ausgangsgleichstrom-Komponente wirksam ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 1, wobei der Strom-Spannungs-Wandler einen Differenzverstärker mit einem lokalen Rückführungsnetzwerk und mit einer lokalen Verstärkungsamplitude, die von dem direkten Verstärker unabhängig ist, umfasst, wobei der Differenzverstärker eine Ausgangsanschlussleitung aufweist, die mit dem Bezugsspannungsknoten gekoppelt ist, und eine dritte und eine vierte Eingangsanschlussleitung aufweist, die auf die erste bzw. die zweite Differenzeingangs-Anschlussleitung reagieren.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 1, wobei der Strom-Spannungs-Wandler einen Spannungsverstärker in geschlossener Schleife, einen ersten Abtastwiderstand, der zwischen die Ausgangsrückführungs-Anschlussleitung und einen Bezugserdungs-Verbindungsbus gekoppelt ist, und einen zweiten Abtastwiderstand, der zwischen den zweiten Differenzeingang und den Bezugserdungs-Verbindungsbus gekoppelt ist, umfasst, wobei der Spannungsverstärker in geschlossener Schleife einen lokalen Ausgangsanschluss aufweist, der mit der Ausgangsrückführungs-Anschlussleitung gekoppelt ist, einen ersten lokalen Eingangsanschluss aufweist, der auf die erste Differenzeingangs-Anschlussleitung reagiert, und einen zweiten lokalen Eingangsanschluss aufweist, der auf die zweite Differenzeingangs-Anschlussleitung reagiert.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 5, wobei der Spannungsverstärker in geschlossener Schleife einen lokalen Eingangswiderstand und einen lokalen Rückführungswiderstand umfasst, wobei der Spannungsverstärker in geschlossener Schleife eine Verstärkungsamplitude aufweist, die zum Verhältnis des lokalen Rückführungswiderstandes zum lokalen Eingangswiderstand proportional ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 1, wobei der Strom-Spannungs-Wandler ein Mittel zum Abtasten des Messstroms, einen Differenzverstärker, einen lokalen Eingangswiderstand und einen lokalen Rückführungswiderstand umfasst, wobei der Differenzverstärker einen positiven Eingangsanschluss, einen negativen Eingangsanschluss und einen lokalen Ausgangsanschluss umfasst, wobei der lokale Eingangswiderstand zwischen den negativen Eingangsanschluss und das Mittel zum Abtasten des Messstroms gekoppelt ist, der lokale Rückführungswiderstand zwischen den negativen Eingangsanschluss und den lokalen Ausgangsanschluss gekoppelt ist, der lokale Ausgangsanschluss mit der Ausgangsrückführungs-Anschlussleitung gekoppelt ist und der positive Eingangsanschluss mit dem ersten Differenzeingang gekoppelt ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 1, wobei der direkte Verstärker zumindest eine erste Stufe und eine zweite Stufe umfasst, wobei die erste Stufe einen Spannungs-Spannungs-Wandler umfasst, der mit dem Eingangsspannungsknoten und dem Bezugsspannungsknoten gekoppelt ist, wobei der Spannungs-Spannungs-Wandler zum Erzeugen eines Zwischenspannungssignals wirksam ist, das zu einer Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangsspannungsknoten und dem Bezugsspannungsknoten proportional ist, wobei die zweite Stufe einen Steilheitsverstärker umfasst, der auf die Zwischenspannung reagiert und zum Erzeugen des Ausgangsstroms wirksam ist, wobei der Ausgangsstrom zum Zwischenspannungssignal proportional ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 8, wobei die erste Stufe des direkten Zwei-Stufen-Verstärkers eine Rückführung aufweist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 8, wobei die erste Stufe außerdem eine Vorspannungsquelle umfasst, die ein Steuersignal erzeugt, wobei der Spannungs-Spannungs-Wandler eine Stromquelle aufweist, wobei die Stromquelle auf das Steuersignal reagiert.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 8, wobei der Steilheitsverstärker einen Ausgangsknoten und eine Stromquelle aufweist, wobei die Stromquelle in den Ausgangsknoten speist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 11, wobei die Stromquelle eine von einer unregulierten Kaskodenstromquelle und einer regulierten Kaskodenstromquelle ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 1, wobei der direkte Verstärker zumindest eine erste Stufe und eine zweite Stufe umfasst; wobei die erste Stufe einen Spannungs-Spannungs-Wandler mit dem Eingangsspannungsknoten, dem Bezugsspannungsknoten und einem ersten Rückführungswiderstand umfasst, wobei der erste Rückführungswiderstand zwischen den Bezugsspannungsknoten und einen Bezugserdungs-Verbindungsbus gekoppelt ist, wobei der Spannungs-Spannungs-Wandler zum Erzeugen einer Zwischenspannung, die zu einer Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangsspannungsknoten und dem Bezugsspannungsknoten proportional ist, wirksam ist; wobei die zweite Stufe auf die Zwischenspannung reagiert und einen Steilheitsverstärker mit einem zweiten Bezugsspannungsknoten, einem zweiten Rückführungswiderstand und dem Ausgangsknoten umfasst, wobei der zweite Rückführungswiderstand zwischen den zweiten Bezugsspannungsknoten und den Bezugserdungs-Verbindungsbus gekoppelt ist, wobei der Steilheitsverstärker zum Erzeugen des Ausgangsstroms an dem Ausgangsknoten wirksam ist, wobei der Ausgangsstrom zu einer Spannungsdifferenz zwischen der Zwischenspannung und dem zweiten Bezugsspannungsknoten proportional ist, wobei der zweite Rückführungswiderstand ein Spannungsabtastsignal mit einer Gleichstrom-Abtastkomponente, die zu der Ausgangsgleichstrom-Komponente proportional ist, und einer Wechselstrom-Abtastkomponente, die zu der Ausgangswechselstrom-Komponente proportional ist, erzeugt; und wobei der Strom-Spannungs-Wandler ein aktives Rückführungsnetzwerk bildet, mit: (a) einem Differenzverstärker mit einer ersten lokalen Eingangsanschlussleitung, einer zweiten lokalen Eingangsanschlussleitung und einer lokalen Ausgangsanschlussleitung, wobei die lokale Ausgangsanschlussleitung mit dem Bezugsspannungsknoten des Spannungs-Spannungs-Wandlers gekoppelt ist; (b) wobei das Gleichstrom-Vorspannungssignal mit der ersten lokalen Eingangsanschlussleitung gekoppelt ist; (c) einem lokalen Eingangswiderstand, der zwischen die zweite lokale Eingangsanschlussleitung und den zweiten Bezugsknoten des Steilheitsverstärkers gekoppelt ist, und (d) einem lokalen Rückführungswiderstand, der zwischen die zweite lokale Eingangsanschlussleitung und die lokale Ausgangsanschlussleitung gekoppelt ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 13, wobei die zweite Stufe ferner eine Vorspannungsquelle umfasst und der Steilheitsverstärker eine Eingangsstufe und eine Stromquelle aufweist, wobei die Eingangsstufe einen ersten Stromanschluss, der mit dem Ausgangsknoten gekoppelt ist, einen zweiten Stromanschluss, der mit dem zweiten Bezugsspannungsknoten gekoppelt ist, und einen Steuereingang, der auf die Zwischenspannung reagiert, aufweist, wobei der Steuereingang zum Verändern eines Ausmaßes an Stromleitung zwischen dem ersten Stromanschluss und dem zweiten Stromanschluss wirksam ist, wobei die Stromquelle zum Speisen in den Ausgangsknoten gekoppelt ist und ferner einen statischen Arbeitspunkt aufweist, der durch die Vorspannungsquelle festgelegt wird.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 13, wobei der Spannungs-Spannungs-Wandler einen Pull-up-Widerstand und einen MOS-Transistor mit einer Steuergateelektrode, die mit dem Eingangsspannungsknoten gekoppelt ist, einer Sourceelektrode, die mit dem Bezugsspannungsknoten gekoppelt ist, und einer Drainelektrode, die die Zwischenspannung erzeugt, umfasst, wobei der Pull-up-Widerstand mit der Drainelektrode gekoppelt ist.
Spannungs-Strom-Wandler nach Anspruch 13, wobei die erste Stufe eine Vorspannungsquelle umfasst und der Spannungs-Spannungs-Wandler einen MOS-Transistor und eine Stromquelle umfasst, wobei der MOS-Transistor eine Steuergateelektrode, die mit dem Eingangsspannungsknoten gekoppelt ist, eine Sourceelektrode, die mit dem Bezugsspannungsknoten gekoppelt ist, und eine Drainelektrode, die die Zwischenspannung erzeugt, umfasst, wobei die Stromquelle zum Speisen in die Drainelektrode gekoppelt ist und ferner einen statischen Arbeitspunkt aufweist, der durch die Vorspannungsquelle festgelegt wird.