DE69937428T2

DE69937428T2 - Gleichtaktrückkopplungsschaltung und Verfahren

Info

Publication number: DE69937428T2
Application number: DE69937428T
Authority: DE
Inventors: Dima David Marlboro Schulman
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1998-06-30
Filing date: 1999-06-23
Publication date: 2008-02-21
Anticipated expiration: 2019-06-24
Also published as: EP0969594B1; DE69937428D1; EP0969594A1; US6362682B2; US20010045865A1; JP2000101365A

Description

Feld Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gleichtaktrückkopplungsschaltung.
Beschreibung des Standes der Technik
Der Zweck einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung ist, einen zugehörigen voll differentiellen Verstärker zu stabilisieren. Ein stabiler voll differentieller Verstärker kann nur erreicht werden, wenn die Bandbreite der Gleichtaktrückkopplungsschaltung größer ist als die Bandbreite des voll differentiellen Verstärkers. Die Gleichtaktrückkopplungsschaltung muss auch stabil sein. Instabilität innerhalb einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung wird zum Beispiel durch Knoten hoher Impedanz verursacht. Traditionell werden Kondensatoren verwendet, um Knoten hoher Impedanz zu kompensieren, aber das Hinzufügen von Kondensatoren verringert die Bandbreite der Gleichtaktrückkopplungsschaltung und bringt dadurch eine Einschränkung für die Bandbreite des voll differentiellen Verstärkers ein.
US Patent 5 578 964 , europäische Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 0 529 751 und Caiulo G et al: "Video CMOS Power Buffer with Extended Linearity" IEEE Journal of Solid-State Circuits, Ausgabe 28, Nr. 7, 1. Juli 1993, Seiten 845-848, XP000322317 veranschaulichen alle den Stand der Technik. Jedes dieser Dokumente offenbart einen Differenzverstärker mit einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltungsanordnung mit einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß Anspruch 1 vorgesehen.
Eine Schaltungsanordnung mit einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthält demnach eine Um wandlungsschaltung, die die Ausgangsspannungen eines voll differentiellen Verstärkers in Ströme umwandelt, und eine Additionsschaltung, die die Ströme addiert, um einen Summenstrom zu erzeugen. Der Summenstrom wird dann von einer Vergleichsschaltung mit einem Referenzstrom verglichen. Eine Rückkopplungsschaltung erzeugt eine Rückkopplungsspannung zum Steuern des voll differentiellen Verstärkers, basierend auf den Ergebnissen des Vergleichs. Vorteilhafterweise enthält die Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung keine Knoten hoher Impedanz oder leidet an den damit verbundenen Problemen und Nachteilen.
Beschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung wird aus der hierin gegebenen detaillierten Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen, die nur als Veranschaulichung gegeben werden, vollständiger verständlich, wobei gleiche Referenzzeichen entsprechende Teile in den verschiedenen Zeichnungen bezeichnen, und wobei:
1 eine Ausführungsform der Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, die auf einen konventionellen voll differentiellen Verstärker angewendet ist; und
2 eine andere Ausführungsform der Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, die auf den konventionellen voll differentiellen Verstärker angewendet ist.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
1 veranschaulicht eine Ausführungsform der Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die auf den voll differentiellen Verstärker 10 angewendet ist. Weil der voll differentielle Verstärker 10 in 1 wohl bekannt ist, wird auf eine Beschreibung der Struktur und des Betriebs des voll differentiellen Verstärkers 10 verzichtet.
Die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 enthält einen ersten und einen zweiten Bipolartransistor 102 bzw. 104, die die Ausgangsspannungen des voll diffe rentiellen Verstärkers 10 an ihren jeweiligen Gate-Anschlüssen empfangen. Der erste Bipolartransistor 102 ist in Serie mit einem ersten NMOS-Transistor 106 zwischen der Energiequellenspannung VDD und Masse angeschlossen. Der zweite Bipolartransistor 104 ist in Serie mit einem zweiten NMOS-Transistor 108 zwischen der Energiequellenspannung VDD und Masse angeschlossen. Die Gate-Anschlüsse des ersten und des zweiten NMOS-Transistors 106 bzw. 108 sind mit der vierten festen Vorspannung verbunden.
Ein erster und ein zweiter Widerstand 110 bzw. 112 sind in Serie zwischen den Emitter-Anschlüssen des ersten und des zweiten Bipolartransistors 102 bzw. 104 angeschlossen. Eine erste Konstantstromquelle 114 ist zwischen der Verbindung des ersten und des zweiten Wiederstands 110 bzw. 112 und Masse angeschlossen. Die Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand 110 bzw. 112 wird von hier an als Knoten 122 bezeichnet.
Wie weiterhin in 1 gezeigt, ist eine zweite Konstantstromquelle 116 in Serie mit einem Referenzbipolartransistor 118 zwischen der Energiequellenspannung VDD und dem Knoten 122 angeschlossen. Ein Rückkopplungs-PMOS-Transistor 120 ist parallel zu der zweiten Konstantstromquelle 116 und dem Referenzbipolartransistor 118 angeschlossen. Der Gate-Anschluss des Referenzbipolartransistors 118 empfängt eine Referenzspannung Vref, die den Referenzbipolartransistor 118 in den aktiven Zustand setzt. Der Gate-Anschluss des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 120 ist mit der Verbindung zwischen der zweiten Konstantstromquelle 116 und dem Referenzbipolartransistor 118 verbunden. Weiterhin führt ein Rückkopplungspfad 124 die Spannung an dem Gate-Anschiuss des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 120 zu den Gate-Anschlüssen des ersten und des zweiten resistiven PMOS-Transistors 18 bzw. 26 in dem voll differentiellen Verstärker 10.
Der Betrieb der Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 wird nun in Bezug auf einen Anstieg der Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 beschrieben. Da die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 ansteigen, fließt mehr Strom durch den ersten und den zweiten Bipolartransistor 102 bzw. 104. Demzufolge steigen die Ströme, die durch den ersten und den zweiten Widerstand 110 bzw. 112 zu dem Knoten 122 fließen, an.
Der von dem Knoten 122 zu Masse fließende Strom ist durch die erste Konstantstromquelle 114 fest. Der zu dem Knoten 122 über den Referenzbipolartransistor 118 fließende Strom ist im Wesentlichen fest durch das Anlegen der Referenzspannung Vref an den Gate-Anschluss des Referenzbipolartransistors 118 und das Vorhandensein der zweiten Konstantstromquelle 116, mit Ausnahme eines vernachlässigbaren Basis-Stroms in dem Referenzbipoiartransistor 118.
Dementsprechend beeinflusst jegliche Differenz zwischen (1) dem durch den Referenzbipolartransistor 118 zu dem Knoten 122 fließenden Strom und (2) dem durch den ersten und den zweiten Widerstand 110 bzw. 112 zu dem Knoten 122 fließenden Strom den Strom, der durch den Rückkopplungs-PMOS-Transistor 120 zu dem Knoten 122 fließt. Folglich nimmt der durch den Rückkopplungs-PMOS-Transistor 120 fließende Strom um denselben Betrag ab, den der Gesamtstrom durch den ersten und den zweiten Widerstand 110 bzw. 112 ansteigt. Mit einer Abnahme des durch den Rückkopplungs-PMOS-Transistor 120 fließenden Stroms steigt die Spannung an dem Gate-Anschluss des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 120 an. Der Rückkopplungspfad 124 führt diese erhöhte Spannung dem ersten und dem zweiten resistiven PMOS-Transistor 18 bzw. 26 des voll differentiellen Verstärkers 10 zu. Demzufolge fließt weniger Strom durch den zweiten und den vierten resistiven PMOS-Transistor 18 bzw. 26, und die Ausgangsspannungen von dem voll differentiellen Verstärker 10 nehmen ab.
Während der Betrieb der Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 in Bezug auf einen Anstieg der Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 beschrieben worden ist, ist es zu verstehen, dass die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 auf eine ähnliche, aber entgegengesetzte Weise funktioniert, wenn die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 abnehmen. Sowohl Anstiege als auch Abnahmen der Ausgangsspannungen des Differenzverstärkers 10 werden in Bezug auf die Referenzspannung Vref durchgeführt. Die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 dient nämlich dazu, die Ausgangsspannungen um die Referenzspannung Vref herum zu stabilisieren.
Im Gegensatz zu konventionellen Gleichtaktrückkopplungsschaltungen beruht die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 nicht auf einem Vergleich von Spannungen, um die Rückkopplungsspannung zu erzeugen. Stattdessen ist die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 eine Gleichtaktrückkopplungsschaltung des Stromtyps, die eine Rückkopplungsspannung basierend auf dem Vergleich von Strömen erzeugt, die die Ausgangsspannungen eines voll differentiellen Verstärkers mit einer Referenzspannung repräsentieren. Der Referenzstrom in der Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 entspricht der Referenzspannung Vref; und deshalb stabilisiert die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 um diese Referenzspannung Vref herum. Im Gegensatz zu konventionellen Gleichtaktrückkopplungsschaltungen enthält die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 100 auch keine Knoten hoher Impedanz oder leidet an den damit verbundenen Problemen und Nachteilen.
Weiterhin sollte zur Kenntnis genommen werden, dass bei niedrigen Frequenzen die Verstärkung des Rückkopplungstransistors 120 die Eingangsimpedanz an dem Emitter-Anschluss des Referenzbipolartransistors 118 steuert. Wenn jedoch die Frequenz ansteigt, nimmt die Verstärkung des Rückkopplungstransistors 120 ab und der Effekt dieser Verstärkung auf die Eingangsimpedanz an dem Emitter-Anschluss des Referenzbipolartransistors 118 nimmt ab. Bei höheren Frequenzen wird die Eingangsimpedanz an dem Emitter-Anschluss des Referenzbipolartransistors 118 von der Transkonduktanz des Referenzbipolartransistors 118 und den diesbezüglichen parasitischen Kapazitäten bestimmt. Die zwei Pole, die mit dem Emitter-Anschluss des Referenzbipolartransistors 118 und dem Gate-Anschluss des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 120 in Zusammenhang stehen, interagieren miteinander und ein komplexes Polyar kann entstehen, das mit unerwünschter Spitzenbildung in der Frequenzantwort einhergeht. Um dieses komplexe Polpaar zu vermeiden, sollte die Transkonduktanz des Referenzbipolartransistors 118 größer sein als die des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 120. Dies wird in der mit Bezug auf 1 oben diskutierten BiCMOS (Bipolar-CMOS)-Realisierung leicht erreicht, da mit bipolaren Transistoren höhere Transkonduktanzen erreicht werden können als mit ihren MOS-Gegenstücken. Es sollte jedoch verstanden sein, dass Realisierungen der vorliegenden Erfindung unter Verwendung jeglicher anderer Silikontechnologien durchgeführt werden können, solange die oben genannte Regel eingehalten wird.
Während die mit Bezug auf 1 oben diskutierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gut funktioniert, wenn die Energiequellenspannung VDD größer oder gleich 3 Volt ist, ist die Gleichtaktrückkopplungsschaltung aus 1 nicht auf voll differentielle Verstärker niedriger Leistungsaufnahme anwendbar. 2 veranschaulicht eine andere Ausführungsform der Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die auf voll differentielle Verstärker niedriger Leistungsaufnahme anwendbar ist. Zu Erleichterung der Beschreibung ist jedoch die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 von 2 angewendet auf den voll differentiellen Verstärker 10 gezeigt worden.
Wie in 2 gezeigt, sind die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 mit dem jeweiligen Gate-Anschluss eines ersten PMOS-Transistors 202 und eines zweiten PMOS Transistors 204 in der Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 verbunden. Der erste PMOS-Transistor 202 ist in Serie mit einem dritten PMOS-Transistor 206 zwischen der Energiequellenspannung VDD und Masse angeschlossen. Der zweite PMOS-Transistor 204 ist auch in Serie mit einem vierten PMOS-Transistor 208 zwischen der Energiequellenspannung VDD und Masse angeschlossen. Die Gate-Anschlüsse des dritten und des vierten PMOS-Transistors 206 bzw. 208 sind mit der ersten festen Vorspannung des voll differentiellen Verstärkers 10 verbunden.
Ein erster und ein zweiter Widerstand 210 bzw. 212 sind in Serie zwischen den Source-Anschlüssen des ersten und des zweiten PMOS-Transistors 202 bzw. 204 angeschlossen. Wie weiterhin in 2 gezeigt, sind ein Rückkopplungs-PMOS-Transistor 214, ein Referenz-PMOS-Transistor 216 und eine Konstantstromquelle 218 in Serie zwischen der Energiequellenspannung VDD und Masse angeschlossen. Der Source-Anschluss des Referenz-PMOS-Transistors 216 ist mit der Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand 210 bzw. 212 verbunden. Von hier an werden die Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand 210 bzw. 212 und die Verbindung zwischen dem Rückkopplungs-PMOS-Transistor 214 und dem Referenz-PMOS-Transistor 216 gemeinsam als Knoten 222 bezeichnet.
Der Gate-Anschluss des Referenz-PMOS-Transistors 216 ist mit einer Referenzspannung Vref verbunden, während der Gate-Anschluss des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 214 mit dem Drain-Anschluss des Referenz-PMOS-Transistors 216 verbunden ist. Ein Rückkopplungspfad 220 verbindet auch den Gateanschluss des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 214 mit den Gate-AnschlOssen des ersten und des zweiten resistiven PMOS-Transistors 18 bzw. 26 in dem voll differentiellen Verstärker 10.
Der Betrieb der Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 wird nun mit Bezug auf einen Anstieg der Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 beschrieben. Wenn die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 ansteigen, fließt mehr Strom durch den ersten und den zweiten PMOS-Transistor 202 bzw. 204. Demzufolge steigen die Ströme an, die durch den ersten und den zweiten Widerstand 210 bzw. 212 fließen.
Der Stromfluss von dem Knoten 222 zu Masse ist fest durch das Anlegen der Referenzspannung Vref an den Referenz-PMOS-Transistor 216 und die Konstantstromquelle 218. Entsprechend beeinflusst jegliche Differenz zwischen (1) dem von dem Knoten 222 durch den Referenz-PMOS-Transistor 216 fließenden Strom und (2) dem zu dem Knoten 222 von dem ersten und dem zweiten Widerstand 210 bzw. 212 fließenden Strom den Strom, der durch den Rückkopp-Iungs-PMOS-Transistor 214 fließt. Folglich nimmt der Strom, der durch den Rückkopplungs-PMOS-Transistor 214 fließt, um denselben Betrag ab, den der Gesamtstrom durch den ersten und den zweiten Widerstand 210 bzw. 212 ansteigt. Mit einer Abnahme des durch den Rückkopplungs-PMOS-Transistor 214 fließenden Stroms steigt die Spannung an dem Gate-Anschluss des Rückkopplungs-PMOS-Transistors 214 an. Der Rückkopplungspfad 220 führt diese erhöhte Spannung den Gate-Anschlüssen des ersten und des zweiten resistiven PMOS-Transistors 18 bzw. 26 in dem voll differentiellen Verstärker 10 zu. Demzufolge fließt weniger Strom durch den ersten und den zweiten resistiven PMOS-Transistor 18 bzw. 26, und die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 nehmen ab.
Im Gegensatz zu konventionellen Gleichtaktrückkopplungsschaltungen beruht die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 nicht auf einem Vergleich von Spannungen, um die Rückkopplungsspannung zu erzeugen. Stattdessen ist die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 eine Gleichtaktrückkopplungsschaltung des Stromtyps, die eine Rückkopplungsspannung basierend auf dem Vergleich von Strömen erzeugt, die die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers mit einer Referenzspannung repräsentieren. Der Referenzstrom in der Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 entspricht der Referenzspannung Vref; und deshalb stabilisiert die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 die Ausgangsspannungen des voll differentiellen Verstärkers 10 um diese Referenzspannung Vref herum. Im Gegensatz zu konventionellen Gleichtaktrückkopplungsschaltungen enthält die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 auch keine Knoten hoher Impedanz oder leidet an den damit verbundenen Problemen und Nachteilen. Außerdem funktioniert die Gleichtaktrückkopplungsschaltung 200 sogar, wenn sie bei niedrigen Spannungen mit Leistung versorgt wird.

Claims

Schaltungsanordnung mit einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung (100, 200), aufweisend: eine erste Eingangsschaltung (102, 110; 202, 210), die eine erste Ausgangsspannung (–Vout) eines Differenzverstärkers (10) in einen ersten Strom umwandeln kann, der einem Strom-addierenden Knoten (122, 222) zugeführt wird; eine zweite Eingangsschaltung (104, 112; 204, 212), die eine zweite Ausgangsspannung (+Vout) des Differenzverstärkers in einen zweiten Strom umwandeln kann, der dem Strom-addierenden Knoten zugeführt wird; einen Referenzstromgenerator (116, 118; 216, 218), der einen Referenzstrom erzeugen und direkt dem Strom-addierenden Knoten zuführen kann, aufweisend: eine Stromquelle (116, 218); und einen Referenztransistor (118, 216), dessen Basis/Gate-Anschluss angeschlossen ist, eine Referenzspannung (Vref) zu erhalten, und dessen Kanal mit der Stromquelle und dem Strom-addierenden Knoten verbunden ist, so dass von der Stromquelle erzeugter und den Kanal des Referenztransistors durchlaufender Strom dem Strom-addierenden Knoten zugeführt wird; und einen Rückkopplungstransistor (120, 214), dessen Basis/Gate-Anschluss mit dem Referenzstromgenerator verbunden ist, wobei der Kanal des Rückkopplungstransistors direkt mit dem Strom-addierenden Knoten verbunden ist, um seinen Kanalstrom dem Strom-addierenden Knoten zuzuführen, und wobei der Basis/Gate-Anschluss des Rückkopplungstransistors angeschlossen ist, eine Rückkopplungssteuerspannung (124, 220) an den Differenzverstärker anzulegen, dadurch gekennzeichnet, dass: der Basis/Gate-Anschluss des Rückkopplungstransistors direkt mit der Stromquelle verbunden ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei: die erste Eingangsschaltung aufweist: einen ersten Eingangstransistor (102, 202), der den ersten Strom als Reaktion auf die erste Ausgangsspannung des Differenzverstärkers erzeugen kann; und einen ersten Widerstand (110, 210), der zwischen dem ersten Eingangstransistor und dem Strom-addierenden Knoten entlang eines ersten Pfades angeschlossen ist; und die zweite Eingangsschaltung aufweist: einen zweiten Eingangstransistor (104, 204), der den zweiten Strom als Reaktion auf die zweite Ausgangsspannung des Differenzverstärkers erzeugen kann; und einen zweiten Widerstand (112, 212), der zwischen dem zweiten Eingangstransistor und dem Strom-addierenden Knoten entlang eines zweiten Pfades angeschlossen ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin aufweisend eine Stromquelle (114), die mit dem Strom-addierenden Knoten verbunden ist.
Schaltungsanordnung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, weiterhin aufweisend den Differenzverstärker.