Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
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Die Integration komplexer elektronischer
Systeme auf einem einzigen Chip erfordert oft
das Vorhandensein sowohl von digitalen als
auch von analogen Schaltungen, die durch den
gleichen Herstellungsprozeß implementiert
sind. Kürzlich hat eine Entwicklung digitaler
Techniken eine Erweiterung ihrer Nutzung
erlaubt, so daß eine stets anwachsende Zahl
von Funktionen (beispielsweise Filterung)
implementiert wird. Die Schaltungen, die das
Verbinden eines digitalen Systems mit der
realen Welt erlauben, wie etwa solche zur
Analog-Digital- und Digital-Analog-Wandlung
und zur Verstärkung, bleiben unersetzbare
Schaltungen des analogen Typs.
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Insbesondere bleibt am Ausgang integrierter
Systeme eine Interface-Schaltung erforderlich,
die in der Lage ist, unabhängig von den durch
einen externen Nutzer auferlegten
Lastbedingungen ein korrektes Ausgangssignal zu
liefern. Diese Art des Zusammenschaltens wird
im allgemeinen mittels eines
Leistungs-Operationsverstärkers implementiert. Letzterer ist
eine Schaltung, die in der Lage ist,
kapazitative (bis zu einigen hundert Picofarad) und
Ohm'sche (herunter bis zu wenigen hundert Ohm)
Lasten anzusteuern. Zahlreiche, gewöhnlich
in Bipolar-Technologie hergestellte
integrierte Schaltungen, die ausschließlich
diese Funktion erfüllen, sind im Handel
erhältlich. Diese integrierten Vorrichtungen
können zu komplexen integrierten Schaltungen,
wie Leistungs-Interface-Schaltungen zur realen
Welt, kaskadiert werden. Kürzlich ist es
möglich geworden, auch diese
Interface-Schaltungen in derselben integrierten Schaltung,
die ein bestimmtes Verarbeitungssystem
enthält, zu integrieren, und damit einen guten
Wirkungsgrad zu erzielen. Allgemein ist die
sogenannte MOS-Technologie
(Metall-Oxid-Halbleiter) die für die Herstellung komplexer
monolithisch integrierter Systeme verwendete
Technologie, weshalb Entwickler analoger
Schaltungen aktiv damit beschäftigt sind, MOS-
Leistungsoperationsverstärker zu entwerfen,
die zunehmend bessere Kennwerte zeigen.
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Diese Kennwerte können wie folgt aufgezählt
werden: Fähigkeit, noch stärkere Lasten mit
maximalen Spannungsausschlägen so nahe wie
möglich am Wert der Versorgungsspannungen
anzusteuern, gute Unterdrückung von aus
Stromquellen herrührenden Rauschen, niedrige
Ausgangsimpedanz, geringe Verlustleistung und ein
kleiner Flächenbedarf.
2. Diskussion des Standes der Technik
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Ein Leistungs-Operationsverstärker wird
gewöhnlich aus zwei Stufen (Fig. 1) gebildet.
Eine Eingangsstufe, die ein Signal als
Differenz aufnimmt und es verstärkt, gefolgt durch
eine Leistungs-Ausgangsstufe. Die erste Stufe
ist gewöhnlich ein einfacher
Differenzverstärker oder ein "gefalteter
Kaskoden-"Verstärker, der bemerkenswerterweise einen
größeren Verstärkungsfaktor aufweist (diese
Verstärker sind den Konstrukteuren analoger
MOS-Schaltungen wohlbekannt und in dem Band
"Analog MOS integrated circuits for signal
processing" von Gregorian Temes ausführlich
beschrieben). Bezüglich der zweiten oder
Leistungs-Ausgangsstufe bestehen verschiedene
Lösungen, die untenstehend kurz ins Gedächtnis
zurückgerufen werden.
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Die Sourcefolger-Ausgangsstufe (Fig. 2) ist
der wohlbekannten bipolaren
Emitterfolgerschaltung ähnlich. Die darin verwendete
Konfiguration mit gemeinsamem Drain-Anschluß
ist durch eine Spannungsverstärkung kleiner
Eins, durch eine große Bandbreite und durch
eine große Stromverstärkung gekennzeichnet.
Ein Nachteil ist die geringe Ausgangsdynamik,
die begrenzt ist, weil die Ausgangsspannung
Vout lediglich bis zu einem Wert gleich Vcc-
Vgs ansteigen kann, wobei Vgs die sich
zwischen Gate und Source entwickelnde Spannung
darstellt, die einen ziemlich hohen Wert
annehmen kann, wenn der Transistor einen hohen
Strom zum Ansteuern starker Ohm'scher Lasten
liefern muß. Darüber hinaus ist die
Ruhe-Verlustleistung recht hoch, insoweit als der
als eine Stromquelle wirkende Transistor einen
Gleichstrom ziehen muß, der größer ist als der
Maximalstrom, der bei Vorhandensein eines
Eingangssignals an die Last geliefert wird.
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Um den Ausgangsspannungs-Hub (Dynamik) zu
verbessern, kann der MOS-Ausgangstransistor M1
durch einen Bipolartransistor ersetzt werden
(Fig. 3), der im Verlauf eines grundlegenden
CMOS-Herstellungsprozesses ohne irgendeinen
zusätzlichen Verarbeitungsschritt gebildet
werden kann. In diesem Fall kann die Ausgangs-
spannung auf bis ungefähr Vcc - 0,7 (Volt)
ansteigen. Die Probleme bezüglich einer großen
Verlustleistung im Ruhezustand und bezüglich
der Notwendigkeit, eine relativ robuste
Eingangsstufe vorzusehen, die in der Lage ist,
die relativ geringen Eingangsimpedanzen der
Ausgangsstufe mit Bipolartransistoren (wenige
Kilo-Ohm anstelle von wenigen Giga-Ohm wie im
Fall eines MOS-Transistors) anzusteuern
bleiben. Darüber hinaus haben durch einen CMOS-
Herstellungsprozeß hergestellte
Bipolartransistoren relativ schlechte Eigenkennwerte.
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Eine andere Ausgangsstufe ist die "Gegentakt"-
Stufe (Fig. 4). Diese Stufe arbeitet in Klasse
AB; das heißt, bei Fehlen eines
Eingangssignals leiten M5 und M6 nur wenig und
verursachen daher eine geringe Verlustleistung. Der
durch die Ausgangstransistoren fließende Strom
hängt vom Signal ab. Eine kleine
Ausgangsdynamik bleibt ein Nachteil dieser Lösung. Der
Ausgangsspannungs-Hub ist tatsächlich auf eine
Spannung gleich dem Wert Vgs von beiden Seiten
der Stromversorgung begrenzt.
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Eine in letzter Zeit viel genutzte Ausgangs-
Stufe ist diejenige, die in Fig. 5 dargestellt
ist. Die Verstärker A1 und A2
(Fehlerverstärker genannt) sind mit einer Rückkopplung von
dem Ausgang zu ihrem nicht-invertierenden
Eingang versehen, wobei die von dem
Gate-Anschluß zum Drain-Anschluß des entsprechenden
MOS-Ausgangstransistors bestehende Spannung
Vgd genutzt wird, und sie müssen dem Ausgang
eine Gleichspannung mit einem Wert liefern,
derart, daß ein korrekter Vorstrom durch die
Ausgangstransistoren geleitet wird. Von dem
Standpunkt eines Signals aus gesehen,
verhalten sich die beiden Verstärker, als ob sie
einen Verstärkungsfaktor gleich eins
aufwiesen, wobei nicht-invertierende Puffer das
Ausgangssignal (d.h. Vout = Vin) weiterleiten.
Wenn Vin ansteigt, fällt die Spannung an den
Knoten A und B, und daher ist der Transistor
M1 in der Lage, den gesamten von der Last
benötigten Strom zu liefern, während
Transistor M2 letztlich abgeschaltet werden kann
(umgekehrt, falls Vin abfällt). Diese Lösung
wird, neben der Tatsache, daß sie zwei
zusätzliche Fehlerverstärker benötigt, stark durch
Offset beeinflußt. Eine Offset-Spannung wird
erzeugt, wenn Paare von Transistoren, die im
Idealfall identisch sein sollten (so wie das
Eingangspaar einer Differenzstufe oder das
Transistorpaar, das einen Stromspiegel
bildet), aufgrund lokaler Schwankungen im
Herstellungsprozeß nicht identisch sind.
Spannungen oder Ströme, die in der Theorie
gleich sein sollten, sind es daher nicht, so
daß der Betrieb einer bestimmten Schaltung aus
dem Gleichgewicht gebracht wird.
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Ein Offset zwischen den beiden
Fehlerverstärkern, wie in Fig. 6 dargestellt, kann die
Ansteuerungs-Gleichspannung von M1 und M2 in
einer Weise verändern, daß der Vorstrom in
beiden Transistoren in einem Fall sehr klein
wird oder im anderen Fall sehr stark ansteigt.
Veränderungen von bis zu 10:1 der
Verlustleistung können eintreten, und dies ist oft
nicht annehmbar. Besondere Steuerschaltungen
für den Ausgangsstrom werden benötigt, und
dies kompliziert zusätzlich die
Gesamtkonstruktion.
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Der Aufsatz "A high-performance CMOS power
amplifier" von J.A. Fisher, IEEE JOURNAL OF
SOLID-STATE CIRCUITS, Band 5C, 20, No. 6,
Dezember 1985, Seiten 1200-1205, beschreibt
einen Verstärker, der ein Paar von
Fehlerverstärkern einsetzt und eine verbesserte Technik
zur Steuerung des Offsets implementiert.
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Darüber hinaus ist die Stabilität der den
Verstärker A1 und den Transistor M1
aufweisenden Schleife und der den Verstärker A2 und den
Transistor M2 aufweisenden Schleife ein
begleitendes Problem, das im Auge behalten
werden muß. Die Kaskadierung des Verstärkers
(A1 oder A2) und des Transistors (M1 oder M2)
kann in der Tat als ein zweistufiger
Verstärker aufgefaßt werden. Es ist wohlbekannt,
daß ein zweistufiger Verstärker einen oder
mehrere Kompensationskondensatoren benötigt.
Ohne diese kann die durch die beiden
kaskadierten Stufen eingeführte Phasenverschiebung
zu Schwingungen führen oder mindestens eine
Sprungantwort, die eine hinnehmbare gedämpfte
Schwingung aufweist, verursachen. Ein erstes
Kompensationsverfahren erwägt, einen
Kondensator zwischen den Ausgang der
Leistungsausgangsstufe und den Ausgang der ersten Stufe zu
schalten. Dieses Verfahren ist wirksam, jedoch
vermindert sich die Rauschunterdrückung der
Stromversorgung bei hohen Frequenzen
erheblich. Diese Tatsache wird sofort durch
Betrachtung der in Fig. 7A (für die Kaskade A1
und M1) und in Fig. 7b (für die Kaskade A2 und
M2) bildlich dargestellten vereinfachten
Beispiele deutlich, worin die erste oder
Eingangsstufe eine Differenzstufe, die zweite
oder Ausgangsstufe ein Verstärker in Souce-
Schaltung und Cc ein Kompensationskondensator
ist. Bei der Frequenz, bei der die
Kondensatoren Cc dazu neigen, als Kurzschlüsse zu
wirken, werden die Transistoren M1 und M2
diodenartig verbunden und bilden einen Pfad
geringer Impedanz zwischen dem Ausgangsknoten
und den Stromversorgungen (wobei die
Transistoren äquivalent zu Widerständen des Wertes
1/gm sind, wobei gm die Transkonduktanz der
MOS-Transistoren ist). Jegliches rauschen der
Stromversorgung wird daher vollständig an den
Ausgang weitergeleitet.
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Ein zweites Kompensationsverfahren, das in der
Lage ist, die Wirkung von auf der
Stromversorgung vorhandenem Rauschen zum Verschwinden zu
bringen, ist in dem Aufsatz "An improved
frequency compensation technique for CMOS
operational amplifier" von Bhupendra Ahuia,
in IEEE JSSC, Dez. 1983, beschrieben und wird
in Fig. 8 veranschaulicht. Wie dem einschlägig
vorgebildeten Techniker bekannt ist, folgt das
Ausgangssignal dem Source-Anschluß des
Transistors Q, welcher seinerseits auf Masse
gezogen wird, bei Frequenzen, bei denen der
Kompensationskondenator Cc sich wie ein
Kurzschluß verhält, wenn die Transkonduktanz gm
desselben hinreichend groß ist, und wird daher
nicht durch Störungen der Stromversorgung
beeinflußt. Ein Nachteil dieser Lösung ist,
daß die beiden MOS-Transistoren, mit denen die
Stromquellen I aufgebaut sind, exakt den
gleichen strom liefern müssen, ungeachtet
dessen, daß einer ein P-Kanal- und der andere
ein N-Kanal-Transistor ist (dies ist ziemlich
schwierig zu erzielen), andernfalls der Offset
am Eingang des Verstärkers sehr groß wird. In
der Tat verursacht jegliche
Gleichgewichtsstörung ( Δ I) zwischen diesen beiden
MOS-Transistoren, daß die Spannung des Knotens A um
die Größe Δ V gleich Ra Δ I schwankt, wobei
Ra die von dem Knoten A gesehene
Gesamtimpedanz ist. Diese Spannungsschwankung Δ V
wird in eine Schwankung Δ Iout des
Ausgangsstroms gleich gmM1 Δ V umgewandelt, und diese
Schwankung Δ Iout des Ausgangsstroms
entwickelt eine Spannungsschwankung Δ Vout
gleich Ru Δ Iout, wobei Rout gleich der von
dem Ausgangsknoten gesehenen Gesamtimpedanz
ist. Durch Dividieren von Δ Vout durch den
Eingang-zu-Ausgang-Verstärkungsfaktor, bei
offener Schleife gminRagmM1Rout wird eine
Eingangs-Offset-Spannung gleich Δ I/gmin
erzeugt.
DIE ERFINDUNG IN KÜRZE
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Eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist
es, einen verbesserten
CMOS-Leistungsoperationsverstärker mit einem großen Ausgangsspannungs-Hub und
einer hohen Unterdrückung hochfrequenten Rauschens
vorzusehen, ohne die Hindernisse und Nachteile von
CMOS-Leistungsoperationsverstärkern nach dem Stand
der Technik.
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Diese Aufgabe und damit verbundene Vorteile werden
durch den erfindungsgemäßen
CMOS-Operationsverstärker erzielt, der im wesentlichen aufweist:
eine gefaltete Kaskode-Differenzeingangsstufe,
welche derart arbeitet, daß sie einem ersten
Ausgangsanschluß A von ihr ein erstes, stark
verstärktes Ausgangssignal und einem zweiten
Ausgangsanschluß B von ihr ein zweites, schwach verstärktes
Ausgangssignal als eine Funktion von an zwei
Eingangsanschlüsse Vin- Vin+ des Verstärkers
angelegten Eingangssignalen erzeugt, eine durch einen
intermediären Signalverschiebungsverstärker mit
einem invertierenden und einem nicht-invertierenden
Eingang, die an den zweiten bzw. an den ersten
Ausgangsanschluß der Eingangsstufe angeschlossen sind,
gebildete und zum Erzeugen eines Ausgangssignals an
einem Ausgangsanschluß C als Funktion der
Ausgangssignale der Eingangsstufe arbeitende Ausgangsstufe,
und einen ersten
Source-Schaltungs-Ausgangsverstärker M14 sowie einen zweiten Source-Schaltungs-
Ausgangsverstärker M13 mit einem den Ausgangsknoten
des Operationsverstärkers bildenden gemeinsamen
Ausgangsknoten Vout, wobei der erste Source-
Schaltungs-Ausgangsverstärker M14 durch das
Ausgangssignal C des intermediären
Signalverschiebungsverstärkers, der zweite Source-
Schaltungs-Ausgangsverstärker durch das gleiche
Signal A, welches an den nicht-invertierenden
Eingang des intermediären
Signalverschiebungsverstärkers angelegt wird, angesteuert wird, dadurch
gekennzeichnet, daß
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die gefaltete Kaskode-Differenzeingangsstufe
mindestens ein Paar von P-Kanal-Transistoren M5A, M6A
mit an Masse gelegtem Gate aufweist, die je in
Serie mit einem von zwei
P-Kanal-Ausgangstransistoren M5, M6 der Kaskode-Differenzstufe
geschaltet sind, wobei ein Drain-Knoten je eines
der P-Kanal-Transistoren mit an Masse gelegtem Gate
den ersten A bzw. den zweiten B Ausgangsanschluß
der Eingangsdifferenzstufe bildet;
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der intermediäre Signalverschiebungsverstärker
einen durch ein Paar von P-Kanal-Transistoren
gebildeten Stromspiegel aufweist, wobei in jedem der
beiden Zweige des Stromspiegels ein
N-Kanal-Transistor mit an Masse gelegtem Gate M9A, M10 mit je
einem N-Kanal-Eingangstransistor, M9, M10 die je
ein Gate aufweisen, das an je einen der
Ausgangsanschlüsse der Eingangsdifferentialstufe
angeschlossen ist, in Serie geschaltet ist, wobei der
Ausgangsanschluß C des intermediären
Signalverschiebungsverstärkers durch einen Drain-Knoten des
N-Kanal-Transistors mit an Masse angeschlossenem
Gate M10A gebildet wird, der mit dem
N-Kanal-Eingangstransistor M10 in Serie geschaltet ist, dessen
Gate den invertierenden Eingang B bildet;
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ein erster und ein zweiter Kompensationskondensator
C1, C2 je zwischen den Ausgangsknoten des
Operationsverstärkers und zwischen den Source-Anschluß
des in Serie mit dem N-Kanal-Transistor M10, dessen
Gate den invertierenden Eingang B des intermediären
Signalverschiebungsverstärkers bildet, geschalteten
N-Kanal-Transistors mit an Masse geschaltetem Gate
M10A bzw. den Source-Anschluß des P-Kanal-
Transistors mit an Masse geschaltetem Gate M6A,
dessen Drain-Anschluß den ersten Ausgangsanschluß A
der Eingangsdifferenzstufe bildet, geschaltet ist;
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P-Kanal-Konstantstromquellen M19, M20 einen Strom
in den Drain-Anschluß der N-Kanal-Transistoren mit
an Masse geschaltetem Gate des intermediären
Signalverschiebungsverstärkers injizieren, welcher
aus der Source derselben Transistoren durch N-
Kanal-Konstantstromquellen M21, M22 gezogen wird;
und
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N-Kanal-Konstantstromquellen M17, M18 einen Strom
in den Drain-Anschluß der P-Kanal-Transistoren mit
an Masse geschaltetem Gate der gefalteten Kaskode-
Eingangsdifferenzstufe injizieren, welcher von der
Source derselben Transistoren durch
P-Kanal-Konstantstromquellen gezogen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Leistungs-
Operationsverstärkers;
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Fig. 2 ist eine Sourcefolger-Ausgangsstufe;
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Fig. 3 ist eine modifizierte
Leistungsausgangsstufe ähnlich der in Fig. 2
dargestellten;
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Fig. 4 ist eine "Gegentakt"Ausgangsstufe;
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Fig. 5 ist ein Schaltbild einer anderen
Ausgangsstufe, die ein Paar von
Fehlerverstärkern nutzt;
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Fig. 6 ist das gleiche Schaltbild aus Fig. 5,
worin Offset-Spannungen schematisch durch
Offset-Spannungsgeneratoren angezeigt
sind;
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Fig. 7a und 7b
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sind Schaltbilder, die
Kompensationsanordnungen nach dem Stand der Technik für
die beiden parallelen Schleifen der in
den vorstehenden Fig. 5 und 6
dargestellten Ausgangsstufe veranschaulichen;
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Fig. 8 ist ein Schaltbild ähnlich dem Schaltbild
von Fig. 7a, unter Hinzufügung einer
Schaltungseinrichtung zum Erhöhen der
Rauschunterdrückung bei hohen Frequenzen;
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ig. 9 ist ein Schaltbild eines
Leistungs-Operationsverstärkers, der in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung aufgebaut
ist;
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Fig. 10 ist eine vergrößerte Illustration der
gefalteten Kaskode-Differenzeingangsstufe
des erfindungsgemäßen Verstärkers;
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Fig. 11 ist ein vereinfachtes Schaltbild der
Ausgangsstufe des erfindungsgemäßen
Verstärkers ohne die in dem vollständigen
Schaltbild von Fig. 9 dargestellten
Kompensationseinrichtungen.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Ein typisches Schaltbild des erfindungsgemäßen
Leistungs-Operationsverstärkers ist in Fig. 9
dargestellt.
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Die eigentümlichen Aspekte des erfindungsgemäßen
Verstärkers können durch die Vereinigung einer
gefalteten Kaskode-Differenzeingangsstufe, separat
in Fig. 10 dargestellt, mit einer eigentümlichen
Ausgangsstufe, deren Schaltbild, ohne die
Kompensationseinrichtung,
separat in Fig. 11 dargestellt
ist, repräsentiert werden.
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Die Eingangsstufe des Verstärkers ist eine
gebräuchliche gefaltete
Kaskode-Differenzeingangsstufe. Das Eingangsdifferenzpaar von Transistoren M1
und M2, die entsprechenden Vorstrom-Erzeuger M0, M3
und M4 sind repräsentativ für eine
Standard-Differenzeingangsstufe mit einer gefalteten Kaskode-
Ausgangskonfiguration, die durch das Transistorpaar
M5A und M6A, beide mit an Masse geschaltetem Gate,
durch die Vorstrom-Erzeuger M5 und M6 und durch den
durch das Transistorpaar M7 und M8 gebildeten
Ausgangs-Stromspiegel gebildet ist. VB1, VB3 und VB2
sind konstante Vorspannungen.
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Die gefaltete Kaskode-Differenzeingangsstufe wird
derart betrieben, daß sie ein stark verstärktes
Signal an einem ersten Ausgangsanschluß A und ein
schwach verstärktes Ausgangssignal an einem zweiten
Ausgangsanschluß B in Abhängigkeit von an die
beiden Eingangsanschlüsse Vin- und Vin+ der Stufe,
d.h. des Operationsverstärkers, angelegten Signale
liefert.
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Wie in dem vereinfachten Teilschaltbild von Fig. 11
gezeigt, wird die Ausgangsstufe im wesentlichen
durch einen intermediären
Signalverschiebungsverstärker gebildet, der mit den Transistoren M9, M9A,
M10, M10A, M11 und M12 aufgebaut ist, welche bei
Gleichgewichtszuständen dem Knoten C eine Spannung
eines derartigen Wertes zuführen, daß der korrekte
Vorstrom in dem P-Kanal-Ausgangstransistor M14
(d.h. zu einem ersten Ausgangsverstärker in Source-
Schaltung) hergestellt wird. Im wesentlichen, vom
Standpunkt der Signalverarbeitung aus gesehen,
nimmt der intermediäre Verstärker von dem Knoten B
der Schaltung, der dem zweiten Ausgangsanschluß der
gefalteten Kaskode-Differenzeingangsstufe
entspricht, das Ausgangssignal derselben auf und
führt ein verstärktes Replikat eines derartigen
Signals dem Knoten C der Schaltung zu.
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Der andere N-Kanal-Ausgangstransistor M13 (d.h. der
zweite Ausgangsverstärker in Source-Schaltung) wird
an seinem Gate direkt durch das an dem Knoten A der
Schaltung (d.h. an dem ersten Ausgangsanschluß der
gefalteten Kaskode-Differenzeingangsstufe)
vorhandene Signal angesteuert.
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Bezüglich einer vergleichbaren Ausgangsstufe nach
dem Stand der Technik (beispielsweise Fig. 5) ist
die Ausgangsstufe des erfindungsgemäßen Verstärkers
einfacher und weniger beschwerlich und darüber
hinaus in der Lage, mögliche Vorstromschwankungen
in den Ausgangstransistoren, die infolge der
zwischen Transistorpaaren, die im Idealfall
identisch sein sollten, existierende Differenzen
auftreten können, in einem hohen Maße zu begrenzen.
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Der erfindungsgemäße Verstärker ermöglicht eine
Frequenzkompensation der beiden
Verstärkungsschleifen, was eine verbesserte Unterdrückung von auf den
Stromquellen vorhandenem Rauschen ermöglicht,
während die Eingangsoffset infolge Differenzen
zwischen Paaren von Konstantstromquellen bildenden
Transistoren begrenzt wird, wie es durch die
folgende Beschreibung klar wird, im Gegensatz zu dem,
was in dem in Fig. 8 dargestellten Verstärker nach
dem Stand der Technik stattfindet.
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Durch Hinwenden zu dem vollständigeren Schaltbild
des erfindungsgemäßen Verstärkers in Fig. 9 kann
eine detailliertere Analyse des Betriebs des
Verstärkers
durchgeführt werden. Die Transistoren M15,
M16, M17, M18, M19, M20, M21 und M22 dienen zur
Implementation der Kompensation der beiden
verstärkenden Schleifen und beeinflussen nicht den
grundlegenden Betrieb der Verstärker und können daher im
Augenblick außer Betracht bleiben. Unter der
Annahme, daß ein Eingangssignal einen Anstieg der
Spannung am Eingangsanschluß Vin- und einen Abfall der
Spannung an dem Eingangsanschluß Vin+ verursacht,
wird eine Unsymmetrie der Differenzeingangsstufe
erzeugt. Diese Unsymmetrie führt zu einem erhöhten
Stromfluß durch M8 bezüglich des durch M7
fließenden Stroms, und daher führt die Unsymmetrie
zu einem starken Anstieg (VA) des Potentials an dem
Knoten A der Schaltung (wobei ein Anstieg VA gleich
ist gminRA), und zu einem leichten Abfall des
Potentials an dem Knoten B der Schaltung (wobei ein
Abfall VB gleich ist gmin/gmM7). Das Potential der
Gate-Anschlüsse der Transistoren M9 und M13 erhöht
sich und mit ihm der hindurchfließende Strom. Der
durch M9 hindurchfließende Strom fließt unverändert
durch den Transistor mit an Masse geschaltetem Gate
M9A und gelangt in den durch das Paar von
Transistoren M11 und M12 gebildeten Stromspiegel. Dieser
strebt danach, die durch die Transistoren M11 und
M12 fließenden Ströme einander anzugleichen; da
jedoch der Transistor M10 weniger Strom zieht als
bei Abwesentheit eines Signals, weil dessen Gate
auf einer niedrigeren Spannung ist, lädt M10 den
Schaltungsknoten C stark auf, wodurch dessen
Spannung um einen Betrag VC gleich gminRAgmM9RC
erhöht wird. Infolgedessen fällt die Spannung
zwischen dem Gate und der Source (Vgs) des
Transistors M14 ab und mit ihr der durch ihn
hindurchfließende Strom. Eine Unsymmetrie Iout der
Ströme durch M13 und M14 wird daher in Abhängigkeit
von dem Eingangssignal (Iout gleich gmM13 VA +
gmM14 VC) erzeugt. Der Strom, der durch den
Transistor M13 zusätzlich zu dem durch M14
fließenden Strom fließt, fließt zu der externen
Last, was eine Abnahme der durch Rl Iout gegebenen
Ausgangsspannung bestimmt, wobei Rl die
Ausgangsimpedanz ist, die auch die externe Last umfaßt.
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Für ein Eingangssignal entgegengesetzter Polarität
tritt die Unsymmetrie des Stroms durch M13 und M14
in einem entgegengesetzten Sinn ein, und M14 führt
der Last den Strom zusätzlich zu dem durch M13
fließenden Strom zu, somit die Ausgangsspannung
erhöhend.
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Der Eingangs-zu-Ausgangs-Verstärkungsfaktor der
Ausgangspufferstufe ist daher extrem hoch und
gegeben durch
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A&sub0; = gminRA (gmM13 + gmM9RCgmM14) Rl.
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Ein Hauptmerkmal der Ausgangsstufe des
erfindungsgemäßen Verstärkers liegt in der Art, in der die
beiden Verstärkungsschleifen kompensiert sind, und
die gegenüber einer in bezug auf das Schaltbild von
Fig. 7 beschriebenen vergleichbaren Anordnung nach
dem Stand der Technik wesentliche Vorzüge aufweist.
Die Kompensation wird mittels zweier Kondensatoren
C1 und C2 und mittels der beiden Transistoren mit
Masse geschaltetem Gate M6A und M10A erzielt. Das
andere Paar von Transistoren mit an Masse
geschaltetem Gate M5A und M9A wird nur für Symmetriezwecke
genutzt. Aufgrund ähnlicher Erwägungen wie jener,
welche für den in Fig. 7 dargestellten Fall nach
dem Stand der Technik angestellt werden, erlauben
die vorgenannten Transistoren mit an Masse
geschaltetem Gate das Erzielen einer Ausgangsspannung, die
gegenüber Störungen der Stromversorgungen auch bei
hohen Frequenzen unempfindlich ist. Damit dies
möglich ist, sollten die vorgenannten MOS-
Transistoren mit an Masse geschaltetem Gate einen
großen Transkonduktanz-Wert (gm) besitzen. In
Übereinstimmung mit bekannten Techniken würde dies im
allgemeinen durch Ausbilden dieser Transistoren mit
einer relativ großen Breite erzielt werden.
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Die in der vorliegenden Erfindung angebotene Lösung
ist unterschiedlich und verteilhafter. Sie besteht
in der Nutzung der durch die Transistoren M15, M16,
M17, M18, M19, M20, M21 und M22 gebildeten
Konstantstromquellen, deren Funktion nunmehr
erläutert werden wird. Die P-Kanal-Konstantstromquellen
injizieren einen bestimmten Strom in den Drain-
Anschluß der erwähnten MOS-Transistoren mit an
Masse geschaltetem Gate, welcher aus deren Source
durch die N-Kanal-Konstantstromquellen gezogen
wird. Ihre Funktion ist daher einfach die, den Wert
des durch die oben erwähnten MOS-Transistoren mit
an Masse geschaltetem Gate fließenden Stromes zu
erhöhen, ohne die in dem übrigen Teil der Schaltung
fließenden Ströme zu beeinflussen. Da die
Transkonduktanz gm von MOS-Transistoren
proportional zu der Quadratwurzel des
durchfließenden Stroms ist (neben dem Breite-zu-Länge-
Verhältnis des Transistors), ist die Wirkung der
Stromgeneratoren diejenige, daß sie die
Transkonduktanz gm der vorstehend erwähnten
MOS-Transistoren mit an Masse geschaltetem Gate erhöhen und
daher deren Verhalten in dem vorstehend erwähnten
erwünschten Sinne verbessern. Durch diese Anordnung
ist es möglich, die Abmessungen der vorstehend
erwähnten MOS-Transistoren mit an Masse
geschaltetem Gate innerhalb akzeptabler Grenzen zu belassen,
wodurch ein guter Wirkungsgrad der Schaltung ohne
übermäßige Beanspruchung von Siliziumfläche
sichergestellt wird.
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Bei der Diskussion der Lösung nach dem Stand der
Technik in Fig. 8 war bemerkt worden, daß die
Differenz der Ströme der Konstantstromquellen I einen
großen Offset am Eingang hervorrufen würde. Das
Auftreten einer derartigen Differenz ist praktisch
unvermeidbar im Hinblick darauf, daß ein
Stromgenerator ein P-Kanal und der andere ein N-Kanal ist.
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Umgekehrt wird in dem erfindungsgemäßen Leistungs-
Operationsverstärker, ungeachtet der Tatsache, daß
es dort vier P-Kanal-Konstantstromquellen M15, M16,
M19 und M20 gibt, die entsprechend mit vier
N-Kanal-Konstantstromquellen M17, M18, M21 und M22
verglichen werden müssen, leicht erkannt, daß eine
evtl. Unsymmetrie der Ströme zwischen M15 und M17,
M16 und M18, M19 und M21 sowie M20 und M22 eine
vernachlässigbare Wirkung auf die Eingangs-Offset-
Spannung hat. Was im Fall des erfindungsgemäßen
Verstärkers benötigt wird, ist andererseits, daß
keine Unsymmetrien (I) zwischen den Konstantströmen
von M15 und M16 und von M17 und M18 vorliegen
(Differenzen zwischen Strömen M19 und M20 und M21
und M22 sind wesentlich weniger kritisch und durch
den einschlägig ausgebildeten Techniker gut
verstanden). Derartige Unsymmetrien würden einen
Eingangs-Offset gleich I/gmin verursachen. Da die
beiden Paare von Transistoren M15 und M6, M17 und
M18 jedoch entsprechend durch MOS-Transistoren des
gleichen Kanalpolaritäts-Typs gebildet sind, ist es
wesentlich einfacher, sicherzustellen, daß diese
Paare von Transistoren gleiche Ströme aufweisen,
oder jedenfalls, daß jegliche Stromdifferenz und
somit auch der Eingangs-Offset sehr klein ist. Ein
anderer vorteilhafter Aspekt des erfindungsgemäßen
Verstärkers ist, daß, im Unterschied zu
vergleichbaren Schaltungen nach dem Stand der Technik (Fig.
6), eine Hilfsschaltung zum Steuern der
Ausgangsströme nicht mehr erforderlich ist, da eine
derartige Steuerung intern durch die Schaltung des
erfindungsgemäßen, in Fig. 9 dargestellten
Verstärkers ausgeführt wird.
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Durch Untersuchen der möglichen Offsets unter
Paaren von Transistoren, die nominal identisch sein
sollten, wird ein einschlägig vorgebildeter
Techniker erkennen, daß diese evtl. Offsets immer eine
Unsymmetrie von stationären Strömen durch die
beiden Transistoren bestimmen werden, so daß einer
der beiden Ströme anwächst, während der andere
abnimmt. Der durch einen der beiden
Ausgangstransistoren fließende Überschußstrom neigt dazu, durch
die Last zu fließen und somit eine Schwankung der
Ausgangsspannung zu verursachen. Da der
Operationsverstärker mit Rückkopplung versehen ist, wird im
normalen Betrieb eine Tendenz der Ausgangsspannung,
zu schwanken, am Eingang des Verstärkers
wahrgenommen, und der Verstärker reagiert durch Unsymmetrie
des Differenzeingangspaares von Transistoren in
einer Art, um der Schwankungstendenz der
Ausgangsspannung entgegenzuwirken. Die Differenzeingangs-
Spannung, die zum Ausgleichen einer bestimmten
Schwankung der Ausgangsspannung erforderlich ist,
ist gleich der letzteren dividiert durch den
Verstärkungsfaktor bei offener Schleife des
Verstärkers und ist daher sehr klein, da ein derartiger
Verstärkungsfaktor sehr hoch ist. Schließlich wird
Gleichheit zwischen den beiden durch die beiden
Ausgangstransistoren fließenden Ströme bei einem
Wert nahe bei einem Nominalwert wieder erreicht,
und eine begrenzte Offset-Spannung, innerhalb
tolerabler Grenzwerte eingegrenzt, entwickelt sich
an den Eingangsanschlüssen des Verstärkers. Im Fall
vergleichbarer Schaltungen nach dem Stand der
Technik, wie der in Fig. 6 dargestellten, können
Offsets unter Transistorpaaren auftreten, die
starke Schwankungen in dem gleichen Sinn der durch
die Ausgangstransistoren fließenden Ströme
produzieren, mit der Konsequenz, daß die Spannung am
Ausgang dazu neigt, zu schwanken, und daher die
Rückkopplung nicht greifen kann. In diesen Fällen
sind zusätzliche Hilfsschaltungen erforderlich, um
einen evtl. Anstieg im gleichen Sinne der durch die
beiden Ausgangstransistoren fließenden Ströme zu
detektieren und um diesem Anstieg entgegenzuwirken.
Diese zusätzlichen Schaltungen fügen zusätzlich
nicht-ideale Elemente hinzu, die die Konstruktion
des Verstärkers noch kritischer machen.