DE3633591C2 - Innerer Volldifferenzoperationsverstärker für integrierte CMOS-Schaltungen - Google Patents
Innerer Volldifferenzoperationsverstärker für integrierte CMOS-SchaltungenInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen
Volldifferenzoperationsverstärker, der als ein sogenannter
"innerer" Verstärker in monolithischen integrierten
Schaltungen in CMOS-Technik, typischerweise für Integratoren,
verwirklicht ist.
Unter in monolithische integrierte Schaltungen eingebauten
Operationsverstärkern sind nur wenige dazu bestimmt,
eine außerhalb der Schaltung angeordnete Last zu versorgen.
Für diese Verstärker (sogenannte "Ausgangspuffer")
ist die Last sowohl ihrer Art als auch ihrer Größe nach
nicht vorhersehbar, sie kann beispielsweise eine ohm'sche
Last von von weniger als 1 kΩ Widerstand oder eine
kapazitive Last von mehreren 100 pF Kapazität sein, und
diese Verstärker müssen darüber hinaus in der Lage sein,
Gleichtaktsignalen beachtlicher Amplitude an ihren Eingängen
zu widerstehen.
Die meisten in integrierten MOS-Schaltungen verwendeten
Transistoren arbeiten stattdessen auf innere Lasten, die
in der Entwurfsphase der Schaltung exakt definiert werden
und oft vom ausschließlich kapazitiven Typ (von wenigen
pF) sind. Diese Verstärker sind sogenannte "innere"
Operationsverstärker, die darüber hinaus nicht unbedingt
Gleichtaktspannungen an ihren Eingängen widerstehen müssen.
Ein Verstärker dieser Art wird beispielsweise als
Integrator verwendet. Von diesen Operationsverstärkern
erwartet man die folgenden Haupteigenschaften:
- a) Eine hohe Schleifenverstärkung bei offener Schleife;
- b) Die Neigung, ausschließlich kapazitive Lasten anzusteuern;
- c) Kurze Ausregelzeit;
- d) Breiter Bereich des Ausgangssignals;
- e) Niedrige Verlustleistung;
- f) Niedriges äquivalentes Eingangsrauschen;
- g) Hohe Festigkeit gegenüber der Stromversorgung überlagerten Störungen;
- h) Kleiner Platzbedarf.
In letzter Zeit sind Verstärker mit einem Differenzausgang
in Verwendung gekommen, bei denen das Ausgangssignal
nicht aus der Differenz zwischen einer einzelnen Spannung
und einem festen Bezug (wie bei Eintaktverstärkern) zusammengesetzt
wird, sondern aus der Differenz zwischen
den zwei Ausgängen, die sich als symmetrisch in bezug auf
den festen Bezug erweisen. Dieser Bezug wird auf eine
solche Größe eingestellt, die von den Potentialen der
Versorgungsanschlüsse gleiche Abstände hat. Bei diesen
Verstärkern besteht daher ein bedeutendes Problem darin,
eine Rückkopplungsschleife zu gestalten, die den Gleichtakt
der Ausgangsspannung auf eine Spannung bringt, die
dicht bei dem Bezug liegt, damit der Ausschlag des Ausgangs
symmetrisch sein kann.
Die Verwendung von Volldifferenzverstärkern hat sich vor
allem deshalb ausgebreitet, weil auf diese Weise eine
bessere Unterdrückung von Störungen auf der Stromversorgung
erzielt wird und weil eine Amplitude des Ausgangssignals
erzielbar ist, die doppelt so groß im Vergleich
zu derjenigen ist, die mit Eintaktverstärkern erhalten
werden kann.
Einige Ausführungsbeispiele für Volldifferenzoperationsverstärker
sind in dem Artikel "MOS Operational Amplifier
Design - A Tutorial Overview" von P. R. Gray und R. G.
Mayer in IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC-17,
No. 6, Dezember 1982 beschrieben.
In der NMOS-Technologie werden diese Verstärker in zwei
Stufen hergestellt, um die benötigte hohe Verstärkung zu
erzielen. Beispiele dieser zweistufigen Verstärker findet
man auch in der CMOS-Technologie. Diese zweistufigen Verstärker
haben jedoch den Nachteil, daß sie einen Kompensationskondensator
benötigen, der proportional der Lastkapazität
ist. Diese Kompensation, die außerdem einen
nicht unbedeutenden Platzbedarf hat, kann für die Stabilität
des Verstärkers kritisch sein und ändert sich darüber
hinaus entsprechend der speziellen Situation, in
der der Verstärker verwendet wird, weil die Lasten im
allgemeinen nicht immer gleich sind. Die Kompensationskapazität
verlängert auch die Ausregelzeit, da die Lastkapazität
steigt.
Es ist bekannt, diese Nachteile bei einem integrierten
Differenzverstärker dadurch zu überwinden, daß man eine
Differenzeingangsstufe verwendet, die von einer "gefalteten
Kaskoden"-Stufe gefolgt wird, die jene Stufe ist, in
der die Verstärkung entwickelt ist, d. h. wo der Punkt
hoher Impedanz liegt. Auf diese Weise wird der Kompensationskondensator
vermieden, wodurch die Stabilitätsprobleme
beseitigt werden, jedoch ist die Ausregelzeit noch
immer in jedem Falle durch die Lastkapazität selbst verlängert.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde,
die bekannte einstufige Lösung zu verbessern, die
Anzahl verwendeter Transistoren zu verringern und auf
diese Weise sowohl den Platzbedarf als auch die Verlustleistung
zu vermindern und dabei Eigenschaften zu
bewahren, die gleich jenen der bekannten Lösung sind.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 beschriebene
Erfindung gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung
sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die
Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine Schaltung eines bekannten Volldifferenzoperationsverstärkers;
Fig. 2 eine Schaltung eines Volldifferenzoperationsverstärkers
nach einer bevorzugten Ausführung
der Erfindung;
Fig. 3 ein Bode-Diagramm, das das Betriebsverhalten
des Verstärkers nach Fig. 1 angibt, wenn die
Last sich ändert;
Fig. 4 ein beispielhaftes Layout einer Ausführungsform
eines Verstärkers entsprechend der Schaltung
nach Fig. 2, und
Fig. 5 ein Anwendungsbeispiel eines Verstärkers nach
der vorliegenden Erfindung zur Ausbildung eines
Volldifferenzintegrators.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird ein Differenzoperationsverstärker
als Beispiel für den der Erfindung nächstkommenden
Stand der Technik beschrieben. Der Verstärker
ist vom "gefalteten Kaskoden"-Typ mit zwei Schaltungszweigen
und einer Differenzeingangsstufe.
Ein Zweig der Schaltung enthält einen ersten Transistor
M1 mit einem N, dessen Drainelektrode mit der Sourceelektrode
eines zweiten identischen Transistors M2 verbunden
ist. Ein dritter Transistor M3 mit einem P-Kanal
ist mit seiner Drainelektrode mit der Drainelektrode des
zweiten Transistors M2 und an seiner Sourceelektrode mit
der Drainelektrode eines vierten Transistors M4 verbunden,
dessen Sourceelektrode wiederum mit einer positiven
festen Versorgungsspannung VDD verbunden ist. Die Sourceelektrode
M1 des ersten Transistors M1 ist mit der Drainelektrode
eines Transitors M5 verbunden, der einen
N-Kanal hat, wobei die Sourceelektrode des Transistors M5
mit einer festen negativen Versorgungsspannung VSS verbunden
ist.
Die Gateelektroden der vier Transistoren sind durch
entsprechende feste Vorspannungen VB1, VB2, VB3, VB4
vorgespannt.
Der Verbindungspunkt Q zwischen den Transistoren M1 und
M2 wird von der Drainelektrode eines P-Kanal-Transistors
M7 angesteuert, der zu einer Differenzeingangsstufe gehört,
bestehend außer dem Transistor M7 aus einem weiteren
symmetrischen Transistor M6, wobei die Sourceelektroden
beider Transistoren von der Drainelektrode eines
Transistors M8 vom P-Kanal-Typ angesteuert sind, dessen
Sourceelektrode mit der Versorgungsspannung VDD verbunden
ist und der an seiner Gateelektrode durch dieselbe Vorspannung
VB4 vorgespannt ist, die den Transistor M4 vorspannt.
Die Gateelektroden der Transistoren M6 und M7 erhalten
die Eingangssignale Vi+ und Vi-, d. h. in nicht invertierter
und in invertierter Form.
Ein zweiter Zweig der "gefalteten Kaskoden"-Schaltung
enthält Transistoren M11, M12, M13, M14, die mit den zuvor
beschriebenen Transistoren M1, M2, M3, M4 völlig vergleichbar
sind und miteinander und mit der Stromversorgung
sowie den Vorspannungen in der gleichen Weise
verbunden sind.
Der Verbindungspunkt R zwischen den Transistoren M11 und
M12 wird von der Drainelektrode des Transistors M6 der
oben beschriebenen Differenzstufe angesteuert.
Die Drainelektroden H, K der zweiten Transistoren in den
zwei Schaltungszweigen bilden die zwei Ausgangsanschlüsse
des Verstärkers, und die Differenzausgangssignale Vu+ und
Vu- sind weiterhin mit den Eingängen einer
Gleichtaktrückkopplungsschaltung CMFB an sich bekannter
Art verbunden, die von einer Spannung VB5 vorgespannt
ist, und die den Transistor M5 ansteuert, um den Gleichtakt
der Ausgänge um eine Bezugsspannung zu stabilisieren,
die gewöhnlich auf Massepegel eingestellt ist.
Jeder der zwei Transistoren M6 und M7 bildet eine "gefaltete
Kaskode" mit dem entsprechenden Zweig der zugehörigen
Schaltung.
Der bekannte Verstärker nach Fig. 1 hat die folgenden bemerkenswerten
Eigenschaften im Hinblick auf die früheren
zweistufigen Verstärker:
- a) Die Spannungsverstärkung bei offener Schleife ist etwa gleich;
- b) Die Stabilität ist höher, wenn die kapazitive Last ansteigt;
- c) Die Ausregelzeit der einzigen Stufe ist kürzer;
- d) Die Amplitude der Ausgangsspannung ist fast gleich, solange die Vorspannungen so gewählt sind, wie nachfolgend angegeben;
- e) Die Verlustleistung ist kleiner;
- f) Das äquivalente Eingangsrauschen ist geringfügig kleiner;
- g) Die Unterdrückung von Störungen in der Stromversorgung ist vergleichbar;
- h) Der Platzbedarf geringer.
Unter Bezugnahme auf Fig. 2 wird eine bevorzugte Ausführungsform
eines inneren
Volldifferenzoperationsverstärkers für integrierte
CMOS-Schaltungen beschrieben, die die bekannte Schaltung
nach Fig. 1 verbessert. Zur Vereinfachung werden dieselben
Bezugszeichen, wie in Fig. 1, für vergleichbare
Teile verwendet.
Auf eine Weise, die vergleichbar jener in Verstärker nach
Fig. 1 ist, enthält der Verstärker nach Fig. 2 ebenfalls
zwei Schaltungszweige, die aus Transistoren M1, M2, M3,
M4 bzw. M11, M12, M13, M14 bestehen, die miteinander und
mit den Stromversorgungsspannungen auf die gleiche Weise
verbunden sind, wie die Transistoren von Fig. 1. Die
Gateelektroden der Transistoren M2, M3, M4 sowie M12,
M13, M14 sind von den Vorspannungen VB2, VB3, VB4 vorgespannt,
die auf bekannte Weise erzeugt werden, während
die Gateelektrode der Transistoren M1 und M11 die Eingangsanschlüsse
für das Signal in nicht invertierter und
invertierter Form bilden. Jeder der zwei Zweige der
Schaltung bildet daher eine Kaskodenstufe.
Die Vorspannungen VB2, VB3 und VB4 sind vorzugsweise auf
solche Grenzwerte beschränkt, die die größtmögliche Amplitude
des Ausgangssignals ermöglichen. Mit der
Gate-Source-Spannung VGS der Transistoren der Schaltung
und der minimalen Sättigungsdrainspannung VDSAT (VDSAT =
VGS - VT, wobei VT die Schwellenspannung ist) ergeben
sich diese Grenzwerte wie folgt:
VB4 muß ein VGS unter VDD sein;
VB3 muß ein VGS + VDSAT unter VDD sein;
VB2 muß ein VGS + 2VDSAT oberhalb VSS sein
Weiterhin muß der Spannungsbezug für das Eingangssignal
ein VGS + VDSAT oberhalb VSS sein, während der Spannungsbezug
VB5 für im Gleichtaktrückkopplungskreis ein VGS
oberhalb VSS sein muß.
Mit diesen Vorgaben für die Vorspannungen erstreckt sich
der zulässige Amplitudenbereich des Ausgangssignals von
VSS + 3VDSAT auf der negativen Seite bis VDD - 2VDSAT auf
der positiven Seite.
Die Ausführungsform nach Fig. 2 enthält ebenfalls eine
Gleichtaktrückkopplungsschaltung CMFB, die in der bevorzugten
Ausführungsform zwei Kondensatoren C1 und C2 enthält,
die zwischen die entsprechenden Ausgangspunkte H
und K auf der einen Seite und die Gateelektrode eines
Transistors M5 auf der anderen Seite geschaltet sind, und
weiterhin zwei Kondensatoren C3 und C4, die von Doppelschaltern
S1, S2, S3, S4 (von einem Taktgenerator, der
nicht dargestellt ist, da er in der Technik geschalteter
Kondensatoren bekannt ist) alternierend zwischen den
Enden der Kondensatoren C1 und C2 und der Vorspannungen
VB5 umgeschaltet werden. Wie in der MOS-Technologie bekannt,
sind diese geschalteten Kondensatoren Widerständen
äquivalent, die ständig den Kondensatoren C1 und C2
parallel geschaltet sind.
Um die Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 2 zu verstehen,
sei betont, daß bei fehlendem Signal der von M5
erzeugte Gesamtstrom It zwischen den zwei Zweigen gleich
aufgeteilt wird. Die zwei identischen Ströme I₁ und I₂ in
M1 und M2 werden durch die
Gleichtaktrückkopplungsschaltung so verstellt, bis sie
gleich I₃ und I₄ werden. Wenn dieser Zustand eingetreten
ist, dann ist die Gleichtaktspannung der Ausgänge Vu+ und
Vu- (d. h. der Wert (Vu+ + Vu-/2) etwa gleich der
Massespannung).
Die Anwesenheit eines Differenzsignals Vi ruft eine Änderung
der Ströme I₁ und I₂ in einander entgegengesetzten
Richtungen hervor, d. h. in M1 fließt ein größerer Strom,
während der Strom in M11 im gleichem Umfang geringer
wird. Diese Stromdifferenz erscheint an der sehr hohen
Impedanz des Ausgangsanschlusses (da er nicht den zwei
parallelgeschalteten Kaskodenschaltungen zugeführt ist)
und erzeugt zwei gleich große und einander entgegengesetzte
Spannungssignale. Augenscheinlich bleibt der
Gleichtakt (gegeben durch die halbe Summe der Ausgänge)
unverändert, so daß die Schaltung CMFB jedenfalls nicht
durch den Betrieb des Differenzverstärkers beeinflußt
wird, noch wird letzterer durch die CMFB-Schaltung beeinflußt.
Die Kondensatoren der Gleichtaktrückkopplungsschaltung
(C1 bis C4) bilden eine feste innere Last für den Volldifferenzverstärker,
und als Folge ist die Schaltung
selbst beim Fehlen einer äußeren Last stabil, wie durch
das Diagramm von Fig. 3 gezeigt, das die Bode-Diagramme
des Verstärkers für äußere kapazitive Lasten CL, CL′,
CL′′ darstellt, die von CL=0 ausgehend zunehmen.
In Fig. 4 ist beispielhaft nur ein bevorzugtes Layout des
Volldifferenzverstärkers nach Fig. 2 gezeigt. In dem Layout
sind die isolierten Bereiche mit dickerer Linie eingezeichnet.
Ein Bereich (Wellbereich) mit invertierter
Substratpolarität ist mit strichpunktierter Linie umgrenzt.
Die schattierten Flächen und jene mit einem diskontinuierlichen
Rand sind Metallisierungen, und die gepünktelten
Flächen stellen polykristallines Silizium dar,
gewöhnlich "Poly" genannt. Die Quadrate sind Kontakte,
d. h. Löcher zwischen den isolierenden Oxidschichten, und
in einem Falle zwischen den übereinanderliegenden Schichten
aus Halbleitermaterial und Metall, und im anderen
Falle zwischen den übereinanderliegenden Schichten aus
polykristallinem Silizium und Metall.
In Fig. 4 sind die Metalleitungen bezeichnet, die die
entsprechenden Spannungen VDD, VSS, VB2, VB3 und VB4 führen.
Bezüglich des polykristallinen Siliziums bildet die
Leitung oder Spur 16 die Gateelektroden der Transistoren
M4 und M14 (jeweils in den zwei isolierten Bereichen 17
und 18), und in gleicher Weise bildet die Leitung 19 die
Gateelektrode der Transistoren M3 und M13. Die Leitung
20 bildet (jeweils in den zwei isolierten Bereichen 21
und 22) die Hälfte der Gateelektrode der Transistoren M2
und M12, während die Leitung 23 die andere Hälfte der
Gateelektroden derselben Transistoren bildet.
Die Leitungen 24 und 25 bilden zusammen die Gateelektrode
des Transistors M1. Die zwei Leitungen sind über eine
Metallisierungsverbindung miteinander verbunden, und von
diesen erstreckt sich die Leitung 25 gegen den (nicht
dargestellten) Rest der monolithischen Schaltung, um das
nicht-invertierte Eingangssignal Vi+ zu erhalten.
Gleiches gilt für die Leitungen 26 und 27, soweit der
Transistor M11 betroffen ist, und das invertierte Eingangssignal
Vi-.
Schließlich bildet die kalte Leitung 28 die Gateelektrode
des Transistors M5 und erstreckt sich gegen den Rest der
Schaltung, um mit der CMFB-Schaltung (die in dem Layout
nach Fig. 4 nicht enthalten ist) und mit ihrer Vorspannung
VB5 verbunden zu sein.
Auf der Grundlage der Beschreibung, die anhand der Fig. 4
gegeben wurde, und dem Schaltbild nach Fig. 2 erkennt der
Fachmann die Sourceelektroden und Drainelektroden der
verschiedenen Transistoren.
Bezüglich der bekannten Lösung nach Fig. 1 weist der Verstärker
nach der vorliegenden Erfindung verschiedene Vorteile
auf, von denen folgende hervorzuheben sind:
- a) Die von dem Layout eingenommene Fläche ist kleiner, weil drei Transistoren eingespart werden und weil eine kompaktere Ausführungsform des Layout selbst erzielt werden kann.
- b) Die Verlustleistung ist kleiner, weil nur zwei Zweige anstelle von vier Zweigen bei der bekannten Ausführungsform Strom führen.
- c) Der der äußeren Last zugeführte Maximalstrom ist sowohl für den Verstärker nach Fig. 2 als auch für den nach Fig. 1 durch den Strom bestimmt, der an den Ausgangstransistoren (d. h. M3, M4, M13, M14) zur Verfügung steht, so daß das dynamische Verhalten vergleichbar (oder bei der Schaltung nach der Erfindung geringfügig besser) ist, obgleich bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Verlust- Leistung verringert ist.
Umgekehrt sei hervorgehoben, daß während der Schaltung
nach Fig. 1 die Eingänge auf Masse bezogen sind, die Bezugsspannung
bei dem Verstärker nach der Erfindung negativ
sein muß und eine Größe haben muß, die durch eine
Vorspannung geeigneter Weise festgelegt wird, die, wie
oben beschrieben, in der integrierten Schaltung vorhanden
sein muß. Diese Bedingung stellt jedoch keine echte Einschränkung
dar, weil die inneren Operationsverstärker
keinen Gleichtakteingangssignalen "widerstehen" müssen.
Die Eingänge sind in der Tat stets sehr nahe an einem
festen Bezugswert, und es macht nichts aus, was dieser
Wert ist.
In Fig. 5 ist mit 50 der gesamte Verstärker bezeichnet,
dessen Schaltung in Fig. 2 dargestellt ist und der hier
bei einem Integrator Verwendung findet. Zwischen den Ausgängen
und den Eingängen, jeweils Vu+ und Vi- einerseits
sowie Vu- und Vi+ andererseits sind entsprechende
Integrationskondensatoren Ci geschaltet. Die Eingangssignale
Vin- und Vin+ werden dem Verstärker über entsprechende
geschaltete Kondensatoren CS zugeführt, die zu der
Vorspannung V1 führen und die in ähnlicher Weise wie jene
angeordnet sind, die in Fig. 2 beschrieben sind.
Claims (7)
1. Innerer Volldifferenzoperationsverstärker für integrierte
Schaltungen des CMOS-Typs, enthaltend zwei
CMOS-Kaskodeschaltungen, die einander identisch sind und
jeweils einen ersten und einen zweiten Transistor (M1,
M2; M11, M12) mit einem Kanal einer ersten Polarität und
einen dritten und einen vierten Transistor (M3, M4; M13,
M14) mit einem Kanal der entgegengesetzten Polarität aufweisen,
wobei die Drainelektrode des ersten Transistors
(M1; M11) mit der Sourceelektrode des zweiten Transistors
(M2; M12) verbunden ist, die Drainelektrode des vierten
Transistors (M4; M14) mit der Sourceelektrode des dritten
Transistors (M3; M13) verbunden ist, die Drainelektroden
des zweiten (M2; M12) und des dritten (M3; M13) Transistors
miteinander verbunden sind und den einen (H) der
Ausgangsanschlüsse des Verstärkers bilden, die Sourceelektroden
der ersten Transistoren (M1; M11) der zwei
Kaskodenschaltungen gemeinsam mit der Drainelektrode des
fünften Transistors (M5) verbunden ist, der die erste
Polarität aufweist, dessen Sourceelektrode mit einer
ersten Versorgungsspannung (VSS) versorgt ist, und die
Sourceelektroden der vierten Transistoren (M4; M14) der
zwei Kaskodeschaltungen mit einer zweiten
Versorgungsspannung (VDD) versorgt sind, die zwei
Eingangssignale mittels einer Kondensator- und
Schaltereinrichtung, die Eingangswiderstände simulieren,
jeweils den Gateelektroden der zwei ersten Transistoren
(M1; M11) zugeführt sind, die anderen drei Gateelektroden
einer jeden Kaskodeschaltung durch entsprechende feste
Vorspannungen (VB2, VB3, VB4) vorgespannt sind, die
Gateelektrode des fünften Transistors (M5) durch eine
zugehörige feste Vorspannung (VB5) mittels einer
Kondensator-(D1 bis C4) und die Schalteranordnung (S1 bis
S4), die eine Gleichtaktrückkopplungsschaltung bilden,
vorgespannt ist.
2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Vorspannung
(VB) der Gateelektroden der ersten Transistoren
(M1; M11) der zwei Kaskodeschaltungen um einen Wert oberhalb
der ersten Versorgungsspannung (VSS) liegt, der
gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) zuzüglich dem Wert
der minimalen Sättigungsdrainspannung (VDSAT) ist.
3. Operationsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Vorspannung
(VB3) der Gateelektroden der dritten Transistoren
(M3; M13) der zwei Kaskodeschaltungen um einen Wert
unterhalb der zweiten Versorgungsspannung (VDD) Wert
liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) zuzüglich
dem Wert der minimalen Sättigungsdrainspannung
(VDSAT) ist.
4. Operationsverstärker nach Anspruch 3, bei dem die
Vorspannung (VB4) der Gateelektroden der vierten
Transistoren (M4; M14) der zwei Kaskodeschaltungen um
einen Wert unterhalb der zweiten Versorgungsspannung
(VDD) liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS)
ist.
5. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Versorgungsspannung
(VB), die das Gate des fünften Transistors
(M5) über die Gleichtaktrückkopplungsschaltung ansteuert,
um einen Wert oberhalb der ersten Versorgungsspannung
(VSS) liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung
(VGS) ist.
6. Operationsverstärker nach Anspruch 5, bei dem die
Gleichtaktrückkopplungsschaltung ansteuert, um einen Wert
liegt oberhalb der ersten Versorgungsspannung (VSS)
liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) ist.
7. Operationsverstärker nach Anspruch 5, bei dem die
Gleichtaktrückkopplungsschaltung enthält: Zwei feste Kondensatoren
(C1, C2), die jeweils ein Ende mit dem Gate
des fünften Transistors (M5) verbunden haben und ihr
anderes Ende jeweils mit einem der Ausgangsanschlüsse (H,
K) des Differenzverstärkers verbunden ist, und zwei weitere
geschaltete Kondensatoren (C3, C4), deren Enden jeweils
mit steuerbaren Doppelschaltern (S1, S2, S3, S4)
verbunden sind, um alternierend diese weiteren Kondensatoren
(C3, C4) den genannten festen Kondensatoren (C3,
C4) parallel zu schalten und zwischen Masse und eine Vorspannung
(VB5) zu schalten.
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