DE69310830T2 - CMOS-Differenzverstärker mit Gleichtaktgegenkopplung - Google Patents

CMOS-Differenzverstärker mit Gleichtaktgegenkopplung

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Verstärker mit Differenzein- und -ausgang, in MOS-Technik mit komplementären Transistoren (CMOS), unter Verwendung von N-Kanal- Transistoren und P-Kanal-Transistoren.
  • Fig. 1A veranschaulicht in sehr schematischer Weise einen derartigen Verstärker mit Differenzein- und -ausgang. Ein Differenzverstärker 10 ist mit zwei symmetrischen Eingängen e&spplus; und e&supmin; und zwei symmetrischen Ausgängen S&spplus; und S&supmin; versehen. Allgemein ist zwischen den beiden Ausgängen S&spplus; und S&supmin; eine (Ohmsche oder kapazitive) Last vorgesehen, welche einen Mittelpunkt bzw. eine Mittelanzapfung M aufweist. Die Spannungen S&spplus; und S&supmin; sind symmetrisch bezüglich der Spannung VM am Mittelanzapfpunkt M. Eine Schaltung dieser Art wird zwischen einer hohen Speiseanschlußklemme Vdd und einer niedrigen Speiseanschlußklemme Vss gespeist. Falls VM einen Wert nahe diesen Grenzwerten besitzt, so verringert dies den Ausgangsspannungsbereich beträchtlich. Es ist daher erwünscht, daß VM einen Wert nahe einer optimalen Gleichtaktspannung VCM besitzt, die einen Wert nahe (Vdd-Vss)/2 besitzt.
  • Man verwendet diesen Verstärkertyp häufig in Schaltungen mit sogenannter Kapazitätsumschaltung. Ein Beispiel einer derartigen Schaltung in Form eines herkömmlichen Integrators ist in Fig. 1B gezeigt. Diese bekannte Schaltung wird nicht im einzelnen beschrieben. Wie ersichtlich, weist sie mit hoher Frequenz betätigte Schalter auf, von welchen einige, mit 1 bezeichnete, während einer ersten Phase eines Taktsignals umgeschaltet werden, während andere, mit 2 bezeichnete, während einer komplementären Phase des Taktsignals umgeschaltet werden. Zwischen komplementären Eingängen und Ausgängen des Differenzverstärkers 10 liegen permanent Gegenkopplungskapazitäten Cr. Umschaltkapazitäten Ca und Cb besitzen Werte wesentlich kleiner als die der Gegenkopplungskapazitäten Cr.
  • Fig. 2 veranschaulicht als Beispiel eine Ausführungsform eines zweistufigen Verstärkers mit Differenzeingang und -ausgang. Im folgenden werden mit MN N-Kanal-MOS-Transistoren und mit MP P-Kanal-MOS-Transistoren bezeichnet.
  • Die Eingangsdifferenzstufe weist zwei MOS-Transistoren MN1 und MN2 auf, die an ihrem Gate die Differenzeingangssignale e&spplus; bzw. e&supmin; erhalten. Die Drain-Anschlüsse der Eingangstransistoren sind über entsprechende Lasten mit der hohen Speisespannung Vdd verbunden. Gezeigt ist eine Kaskodenstufe mit zwei Kaskodentransistoren MN3 und MN4, deren Gate mit einer Vorspannungsquelle P1 verbunden ist, sowie zwei Lasttransistoren MP5 und MP6, deren Gate mit einer Vorspannungsquelle P2 verbunden ist. Im einzelnen ist der Source-Anschluß von MN3 mit dem Drain-Anschluß von MN1 verbunden, die Drain-Anschlüsse von MP5 und MN3 sind miteinander verbunden, und der Source-Anschluß von MP5 ist mit Vdd verbunden. In gleicher Weise ist der Source-Anschluß von MN4 mit dem Drain-Anschluß von MN2 verbunden, die Drain-Anschlüsse von MN4 und MP6 sind miteinander verbunden, und der Source-Anschluß von MP6 ist mit Vdd verbunden. Die Gate-Anschlüsse von MN3 und MN4 erhalten die Vorspannung P1 und die Gate- Anschlüsse von MP5 und MP6 die Vorspannung P2 zugeführt.
  • Die Ausgangsgrößen dieser Differenz-Eingangsstufe, die an den gemeinsamen Knotenpunkten der Drain-Anschlüsse der Transistoren MN3 und MP5 bzw. der Transistoren MN4 und MP6 abgenommen werden, werden durch eine Ausgangs-Differenzstufe verstärkt, welche Transistoren MP7 bzw. MP8 aufweist, deren Source-Anschlüsse mit Vdd verbunden sind und deren Drain- Anschlüsse mit der niedrigen Speisespannung Vss über eine Stromquelle MN9 bzw. MN10 verbunden sind. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren MN9 und MN10 sind mit einer Vorspannung P3 verbunden, die auch am Gate-Anschluß eines Transistors MN11 liegt, der zwischen den gemeinsamen Source-Anschlüssen der Transistoren MN1 und MN2 und der Spannung Vss angeschlossen ist. Die Differenzausgänge S&supmin; und S&spplus; der Schaltung entsprechen den Drain-Anschlüssen der Transistoren MP7 und MP8.
  • Im Rahmen einer CMOS-Technologie mit P-Substrat wird jeder der P-Kanal-MOS-Transistoren jeweils in einem N-Graben ausgebildet und der Graben mit dem Source-Anschluß des Transistors, d. h. in zahlreichen Fällen mit der Spannung Vdd, verbunden.
  • In der Zeichnung ist auch der Mittelpunkt bzw. die Mittelanzapfung M zwischen den gleichgroßen Ausgangsimpedanzen Z1 und Z2 gezeigt. Jede Dissymmetrie zwischen den Eingängen e&spplus; und e&supmin; bezüglich einer vorgegebenen Gleichtaktspannung VCM zieht eine Versetzung der Spannung VM im Punkt M gegenüber der gewählten Gleichtaktspannung VCM nach sich.
  • Kondensatoren C1 und C2 wirken als Stabilisierungsschaltung und sind zwischen den Drain-Anschlüssen der Transistoren MN1 und MP7 bzw. den Drain-Anschlüssen der Transistoren MN2 und MP8 angeschlossen.
  • Der Fachmann erkennt, daß die beschriebene Schaltung lediglich zur Veranschaulichung einer zweistufigen Differenzschaltung dient und daß hieran zahlreiche Abwandlungen vorgenommen werden können. Beispielsweise kann man die Kaskodentransistoren MN3 und MN4 fortlassen, jedoch ist dann die Einfügung eines Reihenwiderstandes zu den Stabilisationskondensatoren C1 und C2 zweckmäßig. Zahlreiche anderweitige Varianten und Abweichungen können zur Verbesserung der Schaltung hinsichtlich ihres Leistungsverbrauchs oder ihrer Empfindlichkeit bezüglich Temperaturschwankungen vorgesehen werden.
  • Angesichts der Möglichkeit einer Versetzung zwischen der Spannung VM gegenüber der Spannung VCM sieht man allgemein im Stande der Technik Schaltungen zur Rezentrierung der Spannung VM vor, die als sogenannte Gleichtakt-Gegenkopplungsschaltungen bezeichnet werden.
  • Im Stand der Technik wird diese Gegenkopplung häufig an der Ausgangsstufe vorgesehen, was mehrere Nachteile mit sich bringt, von welchen die folgenden erwähnt seien:
  • - das Auftreten einer parasitären Gegenkopplungsschleife zwischen der Ausgangsstufe und der Eingangsstufe, was dazu zwingt, zusätzliche Stabilisierungsschaltungen vorzusehen,
  • - die Leistungsaufnahme der Gegenkopplungsstufe, die nicht vernachlässigbar ist, da sie Ströme in der Größenordnung der Ströme in der Ausgangsstufe liefern muß.
  • Man hat daher angeregt, die Gleichtakt-Gegenkopplung auf dem Niveau der Eingangsstufe zu gewährleisten. Die amerikanische Patentschrift 4 697 152 ist ein Beispiel für dieses Konzept. Die Gleichtakt-Gegenkopplung wird auf dem Niveau der Lasttransistoren der Differenzstufe vorgenommen. Nach Feststellung einer Gleichtaktverschiebung bzw. -versetzung wirkt man auf die Gates der Lasttransistoren jedes der Differenzzweige ein. Diese Lösung weist noch mehr Nachteile auf. Einerseits führt sie eine Reaktions-Zeitkonstante ein, da die Gate- Kapazitäten der Transistoren, auf welche eingewirkt wird, eine Zeitverzögerung einführen. Außerdem wird hierdurch die Verwendung einer Laststufe vom Kaskodentyp kompliziert oder unmöglich gemacht.
  • Eine zweite Lösung durch Einführung der Gleichtakt-Gegenkopplung über die Eingangsstufe wird in einem Artikel von Roy Batruni, Pierre Lemaitre und Thierry Fensch in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 25, Nr. 6, Dezember 1990, S. 1414-1425, vorgeschlagen. Diese Lösung vermeidet die Nachteile einer langsamen Rückkopplung und der Schwierigkeit der Einführung der zuvor erwähnten Lösungen in der Kaskodenstufe, weist jedoch andere Nachteile auf, die nachstehend erläutert werden.
  • Somit ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung die Schaffung einer Gleichtakt-Gegenkopplungsschaltung, welche den Nachteilen der zuletzt erwähnten Lösung abhilft.
  • Zu diesem Zweck sieht die vorliegende Erfindung die Zuordnung bzw. Verbindung einer Gleichtakt-Gegenkopplungsschaltung mit der Eingangsstufe des Differenzverstärkers vor. Die Kompensation wird durch einen Parallelzweig über den Zweigen der Differenz-Eingangsstufe gewährleistet und regelt den Strom in den Eingangszweigen in Abhängigkeit von der Gleichtakt-Abweichung. Ein ständig im leitenden Zustand gehaltener MOS-Transistor ist parallel zu jedem der Eingangstransistoren vorgesehen.
  • Näherhin betrifft die vorliegende Erfindung einen CMOS-Verstärker mit Differenzeingang und -ausgang mit wenigstens zwei Stufen, wobei die Eingangsstufe zwei Zweige umfaßt, deren jeder einen Eingangstransistor aufweist, dessen erster Anschluß über eine Last mit einer hohen Speisespannung verbunden ist und dessen zweite Anschlüsse mit der niedrigen Speisespannung über eine gemeinsame Last verbunden sind. Eine Gleichtakt-Gegenkopplungsstufe umfaßt eine mit der hohen Speisespannung verbundene Last, einen zwischen dieser Last und dem gemeinsamen Anschluß der Eingangstransistoren liegenden ersten Transistor, wobei dieser erste Transistor auf die gewünschte Gleichtaktspannung vorgespannt ist, und einen zwischen der genannten Last und der niedrigen Speisespannung liegenden zweiten Transistor, dessen Gate mit einem die mittlere oder durchschnittliche Spannung der Ausgangsstufe anzeigenden Potential verbunden ist. Parallel zu jedem der Eingangstransistoren ist ein zusätzlicher Transistor vorgesehen, wobei an den Gates dieser zusätzlichen Transistoren die gewünschte Gleichtaktspannung liegt.
  • Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Lasten der Eingangszweige und der Gegenkopplungsstufe von MOS-Transistoren mit gemeinsamem Gate gebildet.
  • Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfassen die Lasten der Eingangstransistoren der Eingangsstufe des weiteren Transistoren in Kaskodenanordnung.
  • Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Eingangstransistoren N-Kanal-MOS-Transistoren, ebenso wie die zusätzlichen Transistoren.
  • Diese und weitere Ziele, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren näher erläutert; in der Zeichnung zeigen:
  • Figg. 1 und 2, die oben beschrieben wurden, den Stand der Technik, und
  • Fig. 3 eine Ausführungsform einer Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung entspricht teilweise der Schaltung gemäß Fig. 5 des obengenannten IEEE-Journal-Artikels. Unter Bezugnahme auf diese Fig. 3 werden zunächst der Aufbau und die Funktion der Schaltung rekapituliert, sodann wird auf einen Nachteil eingegangen, welchem die vorliegende Erfindung abhilft.
  • Fig. 3 zeigt eine Eingangsstufe in Verbindung mit einer Gleichtakt-Gegenkopplungsstufe, welche Transistoren MP21, MP22 und MP23 umfaßt, die gemäß einem für den Fachmann relativ herkömmlichen Schema angeordnet sind, nämlich daß die Transistoren MP21 und MP22 im wesentlichen als Differenzstufe geschaltet sind, wobei ihre Source-Anschlüsse miteinander verbunden und über einen Lasttransistor MP23, dessen Gate mit den Gates der Transistoren MP5 und MP6 verbunden ist, mit der hohen Speisespannung Vdd verbunden sind. Der Drain-Anschluß des Transistors MP21 ist mit den gemeinsamen Source-Anschlüssen der Transistoren MN1 und MN2 verbunden, sein Gate ist mit der gewünschten Gleichtaktspannung VCM verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors MP22 ist mit der niedrigen Speisespannung Vss und sein Gate mit dem Mittelpunkt bzw. der Mittelanzapfung M verbunden. Vorzugsweise hat der Transistor MP23 eine Oberfläche, die im Verhältnis k1 zu der der Transistoren MP5 und MP6 steht, derart daß dann, wenn jeder der Transistoren MP5 und MP6 von einem Strom I1 durchflossen wird, der Transistor MP23 von einem Strom k1 x I1 durchsetzt wird. k1 kann beispielsweise in der Größenordnung von 1 gewählt werden. Desgleichen wird der Transistor MN11 gemäß einem vorgegebenen Oberflächenverhältnis k2 mit den Transistoren MN9 und MN10 gewählt, um den Strom in der Eingangsstufe zu begrenzen, derart daß dann, wenn in jedem der Transistoren MN9 und MN10 ein Strom I2 fließt, ein Strom in der Größenordnung von k2 x I2 in dem Transistor MN11 fließt. k2 wird beispielsweise in der Größenordnung von 2,5 gewählt.
  • Die vorstehend beschriebene Gegenkopplungsstufe arbeitet in der folgenden Weise. Wenn die Spannungen e&spplus; und e&supmin; im Gleichgewicht bezüglich VCM stehen und VM = VCM, so ist der Strom im Transistor MN11 gleich k2 x I2 und rührt von der Summe der Ströme in den Transistoren MN1 und MN2 (2I1) und dem Strom in dem Transistor MP21 her. Der Strom in diesem Transistor MP21 ist gleich k1xI1/2, da der Strom I1 in dem Transistor MP23 sich gleichmäßig auf die Transistoren MP21 und MP22 aufteilt, die dann das gleiche Gate-Potential haben. Wenn die Potentiale der beiden Eingänge e&spplus; und e&supmin; sich beide im gleichen Sinn verschieben (und damit nicht symmetrisch, wie sie es normalerweise tun), so verschieben sich die Ausgangspegel S&spplus; und S&supmin; in der gleichen Richtung, und die Spannung VM ist nicht mehr gleich der Spannung VCM. Falls beispielsweise e&spplus; und e&supmin; sich in positiver Richtung verschieben, nimmt VM zu, was zur Folge hat, daß der Transistor MP22 weniger leitend wird und daß ein größerer Teil des Drain-Stroms des Transistors MP23 durch den Transistor MP21 fließen wird. Da die Summe der Ströme in MN1, MP21 und MN2 konstant und durch die Vorspannung des Transistors MN11 festgelegt ist, wird diese Stromzunahme im Transistor MP21 eine Verringerung des Stroms in den Transistoren MN1 und MN2 nach sich ziehen, was die gewünschte Kompensation (oder Gegenkopplung) gewährleistet.
  • Die vorstehend beschriebene Schaltung, welche der Fig. 5 in dem oben erwähnten IEEE-Journal-Artikel entspricht, weist einen grundlegenden Nachteil auf. In der Tat funktioniert sie nicht und blockiert sich in dem Fall, wo die beiden Spannungen e&spplus; und e&supmin; gleichzeitig auf den niedrigen Wert Vss absinken. Dazu kann es beispielsweise als Folge des Auftretens eines parasitären Impulses auf den Eingangsleitungen kommen, eine Situation, die in der Praxis alles andere als selten ist.
  • Diese Blockierung rührt von der Tatsache her, daß, falls beide Eingänge e&spplus; und e&supmin; auf Vss abfallen, die beiden Transistoren MN1 und MN2 sich blockieren, was die Blockierung bzw. Sperrung der Transistoren MP7 und MP8 und damit den Abfall der Spannung VM auf einen Wert nahe Vss nach sich zieht. Der Transistor MP22 befindet sich dann in einem voll leitenden Zustand und zweigt praktisch den gesamten vom Transistor MP23 kommenden Strom ab. Nachdem dieser Zustand einmal ausgelöst ist, hält er sich selbst aufrecht, da das Potential der Eingänge e&spplus; und e&supmin; nicht wieder genügend hoch ansteigen kann, um die Eingangsstufe in richtiger Weise vorzuspannen. Tatsächlich haben die Gegenkopplungen, die in der Praxis in einer Differenzverstärkeranordnung stets vorliegen, eine vorherrschende Wirkung bezogen auf den ständigen Anstieg der Eingänge e&spplus; und e&supmin;. Dies ist insbesondere der Fall in Schaltungen vom Typ mit Umschaltkapazitäten, wo die Gegenkopplungsimpedanzen zwischen den Eingängen und den Ausgängen des Differenzverstärkers (d. h. die Kapazitäten Cr aus Fig. 1B) höhere Werte besitzen und die Spannungen e&spplus; und e&supmin; von der kapazitiven Last (Ca in Fig. 1B) von geringer Größe herrühren. Damit ist tatsächlich ein Blockierungszustand gegeben.
  • Die vorliegende Erfindung schlägt eine Änderung der bekannten, auf dem Niveau der Eingangsstufe vorgesehenen Gleichtakt-Gegenkopplungsschaltung unter Vermeidung der vorstehend erwähnten Blockiersituation vor.
  • Näherhin sieht die vorliegende Erfindung die Anordnung eines Paralleltransistors MN31 bzw. MN32 parallel zu jedem der Eingangstransistoren MN1 und MN2 der Eingangsstufe vor, wobei die Gates dieser parallelen Transistoren MN31 und MN32 mit der Gleichtakt-Bezugsspannung VCM verbunden sind.
  • Falls daher in diesem Falle die beiden Spannungen e&spplus; und e&supmin; absinken, bleiben die Zweige der Eingangs-Differenzstufe vermittels der Transistoren MN31 und MN32 leitend, und es kommt nicht zu dem Phänomen des gleichzeitigen Absinkens der beiden Ausgänge S&spplus; und S&supmin; auf Null. Die Spannung VM im Punkt M bleibt oberhalb einer insbesondere durch die relative Oberfläche der Transistoren MN31 und MN32 gegenüber den Transistoren MN1 und MN2 gegebenen Schwelle.
  • Selbstverständlich kann die vorliegende Erfindung in mannigfacher Weise variiert und abgewandelt werden, wie für den Fachmann erkennbar. Insbesondere könnten die N-Kanal-MOS- Transistoren gegen P-Kanal-MOS-Transistoren ausgetauscht werden, unter der Bedingung, daß gleichzeitig die hohen und niedrigen Speisespannung Vss und Vdd umgekehrt werden.

Claims (5)

1. CMOS-Verstärker mit Differenzeingang und -ausgang mit wenigstens zwei Stufen, wobei die Eingangsstufe zwei Parallelzweige aufweist, deren jeder jeweils einen Eingangstransistor (MN1, MN2) und einen zusätzlichen Gleichtakt- Gegenkopplungszweig (MP23, MP21) parallel zu den Eingangszweigen aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß ein ständig in leitendem Zustand gehaltener MOS-Transistor (MN31, MN32) parallel zu jedem der Eingangstransistoren (MN1, MN2) vorgesehen ist.
2. CMOS-Verstärker mit Differenzeingang und -ausgang mit wenigstens zwei Stufen, wobei die Eingangsstufe umfaßt:
- zwei Zweige, deren jeder einen Eingangstransistor (MN1, MN2) aufweist, deren erste Anschlüsse mit einer hohen Speisespannung (Vdd) über eine jeweilige entsprechende Last verbunden sind und deren zweite Anschlüsse über eine gemeinsame Last (MN11) mit einer niedrigen Speisespannung (Vss) verbunden sind,
- eine Gleichtakt-Gegenkopplungsstufe, welche eine mit der hohen Speisespannung verbundene Last (MP23), einen zwischen dieser Last und einem gemeinsamen Anschluß der Eingangstransistoren liegenden ersten Transistor (MP21), wobei dieser erste Transistor mit der gewünschten Gleichtakt- Spannung (VCM) vorgespannt ist, sowie einen zweiten Transistor (MP22) aufweist, der zwischen der genannten Last und der niedrigen Speisespannung (Vss) liegt und dessen Gate mit einem die mittlere oder Durchschnittsspannung der Ausgangsstufe anzeigenden Potential (VM) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß er des weiteren einen zusätzlichen Transistor (MN31, MN32) parallel zu jedem der Eingangstransistoren (MN1, MN2) aufweist, wobei an den Gate-Anschlüssen dieser zusätzlichen Transistoren die gewünschte Gleichtaktspannung (VCM) anliegt.
3. Differenzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Lasten der Eingangszweige und der Gegenkopplungsstufe von MOS-Transistoren mit gemeinsamem Gate (MP5, MP6, MP23) gebildet werden.
4. Differenzverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Lasten der Eingangstransistoren der Eingangsstufe des weiteren Transistoren in Kaskodeschaltung (MN3, MN4) aufweisen.
5. Differenzverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangstransistoren N-Kanal-MOS-Transistoren sind ebenso wie die zusätzlichen Transistoren (MN31, MN32).
DE69310830T 1992-07-30 1993-07-27 CMOS-Differenzverstärker mit Gleichtaktgegenkopplung Expired - Fee Related DE69310830T2 (de)

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