CN115189654A

CN115189654A - 一种环形放大器电路

Info

Publication number: CN115189654A
Application number: CN202210814830.2A
Authority: CN
Inventors: 包军林; 汤华莲; 王致远; 张丽; 刘伟峰
Original assignee: Xidian University
Current assignee: Xidian University
Priority date: 2022-07-12
Filing date: 2022-07-12
Publication date: 2022-10-14

Abstract

本发明公开了一种环形放大器电路，分为第一级、第二级和第三级结构，形成三级结构，所述第一级、第二级和第三级之间的耦合方式为直接耦合；第一级包括负反馈PMOS管MPR、M1和M2，输入信号直接连接到M1管的栅端和M2管的栅端，MPR的栅端与M1管的漏端和M2的漏端相连接，M1和M2工作在共源放大器模式；第二级包括PMOS管M3、电阻R和NMOS管M4，都工作在共源放大器模式，使用电阻R代替传统的V_OS偏压方式；第三级包括两个高阈值管MRP和MRN，工作在共源放大器模式，其阈值电压大于第一级的M1管、M2管以及第二级的M3管、M4管的阈值电压；本发明通过将整个环形放大器的输入和输出短接，从而消除环形放大器整体自偏置电压和共模的失调，使得输出摆幅得以最大化。

Description

一种环形放大器电路

技术领域

本发明涉及环形放大器技术领域，具体涉及一种环形放大器电路。

背景技术

由于环形放大器存在稳定性问题，因此需要采取额外的稳定技术来保证电路的正常工作，传统的做法是在第三级引入失调电压，如图1所示。在RST阶段V_OS电压的控制开关闭合，将失调电压存储在第二级的电容上，在AMP阶段，失调电压进入第三级，使第三级进入亚阈值区，从而电路输出阻抗增大，分离主次极点，电路稳定。但由于失调电压往往由失调电压存储电容或者偏压产生电路提供，这一应用往往会存在电容失配和直流失调，使得电路出现增益波动和稳定性问题，因此引入失调电压的方式需要着重考虑如何降低电压产生电路的失配或失调。在环形放大器的闭环应用下，由于它是三级放大，存在严重失调，需要引入额外的失调校准方案。传统的环形放大器是通过对第一级的输入输出短接使其偏置到最佳工作点，这种偏置仅能消除第一级所带来的输入失调，而忽略了后两级的输入失调。

现有环形放大器会引入额外的失调；需要偏压来使环形放大器获得死区电压，不具有高鲁棒性；没有针对高速应用的摆率提升电路；针对差分环形放大器，需要对第一级使用额外的共模反馈电路使得电路闭环稳定。

发明内容

为了克服以上技术的缺点，本发明的目的在于提供一种环形放大器电路，通过将整个环形放大器的输入和输出短接，从而消除环形放大器整体自偏置电压和共模的失调，使得输出摆幅得以最大化。同时改进现有的环形放大器的失调电压给予模式，提出一种具有高鲁棒性的环形放大器。针对高速应用，设计一种摆率提升电路，通过此结构可以为环形放大器输出级提供更大的电流，以提升电路的建立速度。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种环形放大器电路，分为第一级、第二级和第三级结构，形成三级结构，所述第一级、第二级和第三级之间的耦合方式为直接耦合；

第一级包括负反馈PMOS管MPR、M1和M2，输入信号直接连接到M1管的栅端和M2管的栅端，MPR的栅端与M1管的漏端和M2的漏端相连接，M1和M2工作在共源放大器模式；

第二级包括PMOS管M3、电阻R和NMOS管M4，都工作在共源放大器模式，使用电阻R代替传统的V_OS偏压方式；

第三级包括两个高阈值管MRP和MRN，工作在共源放大器模式，其阈值电压大于第一级的M1管、M2管以及第二级的M3管、M4管的阈值电压。

所述第一级的M1、M2管的漏端，连接于第二级的M3、M4的栅端，第二级的M3、M4的漏端，连接于第三级的MRP、MRN管的栅端。

所述三级结构上增加第四级，用于对摆率提升，第四级包括PMOS管M5和NMOS管M6，M5和M6管漏端相连作为环形放大器的输出，并且M5和M6管工作在共源放大器模式下，第三级电路仅在电路进行稳态建立的时候工作，提高M5和M6的建立时间；

M5和M6的栅端和MRP和MRN的栅端直接相连，同时连接与第二级的输出端。

由两个上述的环形放大器的M5和M6的源极相连到电源电压VDD，同时增加一个尾电流管MTN，尾电流管漏级分别连接与M3和M4管，构建全差分运放的连接，实现信号的差分输入和差分输出，形成全差分环形放大器结构。

所述全差分环形放大器结构中，第一级包括负反馈管M5和M6，输入管M1、M2、M3、M4以及共模反馈管MTN；第一级的M5的源端连接于电路的VDD，M5的漏的端连接于M1的源端，M1的漏端连接于M3的漏端，M3的源端连接于MTN的漏端，MTN的源端连接于GND。M5的栅端连接于M1和M3的漏端，MTN的栅端连接于反馈信号V_FB；

第二级包括M7、M9、M8、M10以及电阻R；M7的源端连接于电路的VDD，M7的漏端连接与电阻R的一端，M8的漏端连接与电阻R的另一端，M8的源端连接与电路的GND；

第三级包括高阈值电压管MLP、MLN、MRP、MRN和低阈值电压输出管M11、M12、M13、M14；MLP管和M11的栅端连接在一起，并互联在M7的漏端，MLN管和M12的栅端连接在一起，并互联在M8的漏端，MLP的漏端与MLN的漏端连接在一起，M11的漏端和M12的漏端连接在一起；

整体电路的输入为M1、M3和M2、M4的栅端，输出为M11、M12和M13、M14的漏端，由于电路为全差分电路，左右严格对称，描述左半边的连接形式，第一级的输出为M1和M3的漏端，第一级的输出连接与第二级的输入，第二级的输入端为M7和M8的栅端，第二级的输出连接与第三级的输入，第二级的输出为M7和M8的漏端，第三级的输入为MLP，MLN和M11，M12的栅端。

共模反馈电压V_FB接入第一级的MTN管，以实现电路共模值的稳定，开关共模反馈的结构包括反馈电容C_FB以及5个开关，电路的VOUTP连接与AMP信号控制的开关，开关的另一端连接与电容C_FB的一端，信号V_CM连接与RST信号控制的开关，并且连接与AMP信号的相同C_FB的一端；将上述两个相同电路的C_FB的另一端连接并作为V_FB信号的输出端，并且V_FB信号连接与RST开关控制的V_CM信号。

本发明的有益效果：

本发明提出的一种全差分的环形放大器及其余量放大电路，在实例中分别对发明实现的全差分环形放大器及其余量增益电路做了进一步的分析。本发明相较于传统的环形放环形放大器相比避免了V_OS供给方式的不稳定，采用电阻自偏置的方式提供失调电压，提升了电路的鲁棒性。同时第一级引入负反馈结构，提升了第一级的电源抑制比和共模抑制比，还避免了引入第一级的共模反馈电路，减小设计难度。提出摆率提升电路，加快了电路稳态建立，同时提升电路的开环增益，提高了闭环建立精度。采用全差分结构抑制了电路的偶次谐波，降低了共模噪声。最后采用自调零开关，消除环形放大器整体自偏置电压和共模的失调，使得输出摆幅范围最大。

本发明在基本不改变电路主体结构的情况下，针对环形放大器的失调问题，提出自调零电路，大大减少了电路的失调。同时加入电阻自偏置的失调电压产生方式，极大的提升了电路的鲁棒性。针对差分环形放大器结构第一级需要引入额外共模反馈电路的问题，提出一种负反馈结构，从而避免引入共模反馈电路，还提升了电路的电源抑制比和共模抑制比，减小了设计难度。为了解决环形放大器无法使用在高速电路的问题，加入摆率提升电路，同时提升电路的开环增益，提高了闭环建立精度。

附图说明：

图1为传统的环形放大器结构。

图2为改进VOS电压给予方式的环形放大器结构。

图3为增加摆率提升电路的环形放大器。

图4为全差分环形放大器。

图5为全差分环形放大器以及残差放大电路。

图6为电路从非稳态向稳态建立过程中波特图的变化。

图7为残差放大电路的时钟信号。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明提供了一种环形放大器电路，它可应用在流水线型逐次逼近模数转换器的级间余量放大中。并介绍了一种应用于流水线型逐次逼近模数转换器的级间环形放大器及其残差放大电路。

基本的单端环形放大器(如图2所示)分为三级结构，第一级由负反馈PMOS管MPR、M1和M2组成，输入信号直接连接到M1管的栅端和M2管的栅端，MPR的栅端与M1管的漏端和M2的漏端相连接，M1和M2工作在共源放大器模式。第二级由PMOS管M3、电阻R和NMOS管M4组成，它们都工作在共源放大器模式，使用电阻R代替传统的V_OS偏压方式。第三级由两个高阈值管MRP和MRN组成，它们也工作在共源放大器模式，其阈值电压大于第一级的M1管、M2管以及第二级的M3管、M4管的阈值电压。第一级、第二级和第三级之间的耦合方式为直接耦合。

基于上述环形放大器结构，提出一种摆率提升技术，如图3所示。在图2的基础上增加第四级，即PMOS管M5和NMOS管M6，M5和M6管漏端相连作为环形放大器的输出，并且M5和M6管工作在共源放大器模式下。第三级电路仅在电路进行稳态建立的时候工作，提高M5和M6的建立时间。

基于图3引入摆率提升技术的单端环形放大器，提出一种全差分环形放大器结构如图4所示，由两个上述的环形放大器的M5和M6的源极相连到电源电压VDD，同时增加一个尾电流管MTN，尾电流管漏级分别连接与M3和M4管，从而构建全差分运放的连接，实现信号的差分输入和差分输出。

整体运放如图4所示，第一级由负反馈管M5和M6，输入管M1、M2、M3、M4以及共模反馈管MTN组成。第二级由M7、M9、M8、M10以及电阻R组成。第三级由高阈值电压管MLP、MLN、以及MRP、MRN和低阈值电压输出管M11、M12、M13、M14组成。共模反馈电压V_FB接入第一级的MTN管，以实现电路共模值的稳定，开关共模反馈的结构由反馈电容C_FB以及5个开关组成，电路的VOUTP连接与AMP信号控制的开关，开关的另一端连接与电容C_FB的一端，信号V_CM连接与RST信号控制的开关，并且连接与AMP信号的相同C_FB的一端。将上述两个相同电路的C_FB的另一端连接并作为V_FB信号的输出端，并且V_FB信号连接与RST开关控制的V_CM信号。

利用图4的全差分环形放大器提出一种残差放大电路，如图5所示。整体电路由图4的开环环形放大器和采样电容Cs，负反馈电容C_f，辅助负载电容C_A,，补偿电容C_C，输入信号控制开关连接于VINN信号的RST开关，以及连接于V_DAC信号的AMP开关，连接于V_CM信号的复位RST开关。电路工作时序如下：电路RST阶段，所有的RST开关闭合，所有AMP开关打开，电路各个节点进行复位，此时电路的输入为V_CM共模电平，环形放大器的输入和输出端被短接来消除电路的失调误差。辅助负载电容C_A被接入电路，提升电路单位增益的输出负载，保证电路具有足够的稳定性。在AMP阶段，所有RST开关打开，所有AMP开关闭合，此时电路开始对输入信号进行放大，此时的电路的输入信号为需要放大的小信号。经过环形放大器的闭环放大后，正常输出。

本发明的工作原理：

本发明最终的目的是提出一种全差分的环形放大器及其余量放大电路。如图4和图5所示。在本实例中首先介绍第一级引入的负反馈电路的作用，如图4所示采用M5和M6的栅端与输出相连实现负反馈。其负反馈过程是，若输入端信号VINP波动引起第一级输出Vout1降低，使得M6，M6管的栅压降低，栅源电压增大，导致第一级电流增大，从而第一级跨导增大，提升输出端Vout1电压，实现负反馈。同时由于M6管的存在，使得电源上的扰动不能直接影响到M1和M2管，将M1和M2管受电源的扰动减小了g_m,M6*r_o倍，r_o是M6管的

提升了第一级电路的电源抑制比。由于M6管工作在线性区，其第一级的等效跨导可以表示为：

在表达式中g_m1、g_m3分别是PMOS管M1和NMOS管M3的跨导，g_oPR为M5管的导纳，g_oPR的值与g_m2的值近似相等。在设计时为了获得更大的g_m值从而提高电路速度，将M1和M3的管子的宽长比尽可能的大，一般取M3的尺寸为M1的2倍到3倍，从而使得输出共模能稳定在电源电压的一半。

对于传统的失调电压产生方式，V_OS电压受到产生电路中工艺，温度，电压波动影响。在本发明中使用电阻R来取代如图1中的V_OS电压，利用电阻直接产生偏置电压VMRP和VMRN，不受到其他电路的稳定性影响，从而提升电路的鲁棒性。

由于环形放大器内部存在多个极点，因此整体电路相位裕度不能满足小于180°，但是由于失调电压V_OS的引入，只要第三级满足V_THN+|V_THP|+V_OS＞V_DD，这样输出管MRP和MRN工作在亚阈值区，使得输出极点及主极点向里移动，如图6所示，从而分离电路的主次极点，提升电路的相位裕度，因此在第三级采用高阈值管已满足V_THN+|V_THP|+V_OS＞V_DD的要求。同时高阈值管的引入，不但提升了输出阻抗，提升了放大器的开环增益，由于输出阻抗的提升，在第二级的输出通路上引入了一个极点，等效为一个低通滤波器，降低了第二级进入第三级信号的

噪声，使得整体电路的噪声可以和同增益带宽的传统运放相当，甚至更小。

若将处于亚阈值工作区域的第三级作为输出级，它的建立过程会消耗更多时间和功耗，因此提出摆率提升电路。在摆率提升电路中，环形放大器的输出并不直接与高阈值管相连，而是利用两个工作在共源级放大的NMOS和PMOS管M11和M12直接与第二级的输出VMLP和VMLN相连，这样第三级仅完成稳态的建立，并不影响输出，这样不但减少电路的建立时间，还具有提升环形放大器的开环增益，并且降低了第二级的输出噪声，使得环形放大器的噪声水平可以和同等增益带宽的传统运放相当。

单端结构无法消除电路的共模噪声，并且无法抑制偶次谐波，因此提出差分结构的环形放大器，实现电路的差分输入和差分输出。引入开关电容电路，稳定输出的共模点，由于第一级存在负反馈，且共模回路增益较高，因此不需要在第一级引入额外的共模反馈电路。同时开关共模所接的放大控制信号AMP和复位控制信号RST为两相不交叠的时钟VCM为电路的共模电平，如图7所示。

传统的环形放大器(如图1所示)在闭环工作时将放大器的第一级首尾相互短接来偏置到最佳工作点，这种偏置方式仅能消除环形放大器第一级所带来的输入失调，但带来的影响是有可能让放大器偏离共模点。本发明中通过增加复位RST阶段，短接整个环形放大器，可以达到消除环形放大器整体自偏置电压和共模的失调，使得输出摆幅范围最大。在图5中，环形放大器在RST相下时处于单位增益模式，此时电路的负载仅有C_C，为了保证RST相位下电路的稳定，需要采用较大的负载电容C_A。同时由于补偿电容C_C的一端连接采样电容C_S的下级板，采样电容对输入信号的采样引起的电荷变化会被补偿电容补偿，对补偿电容C_C有着较高的精度要求，但工艺中精度较高的MOM电容很难做的很大，一般在fF量级，为此本发明引入了一种辅助负载电容的方式来实现大电容，同时保证采样精度。电容C_A连接与RST相位控制的开关，在RST相位下，开关闭合，辅助负载C_A串联接入电路的负载增大环形放大器的负载，在AMP相位下，断开辅助负载C_A使其悬空，由于每个周期辅助负载电容储存的电荷不变，因此不会引起额外的功耗，补偿电容C_C可以使用MOM电容实现小电容高精度。

本发明提出的一种全差分的环形放大器及其余量放大电路，在实例中分别对发明实现的全差分环形放大器及其余量增益电路做了进一步的分析。本发明相较于传统的环形放环形放大器相比采用电阻自偏置的方式提供失调电压，提升了电路的鲁棒性。同时第一级引入负反馈结构，提升了第一级的电源抑制比和共模抑制比，同时消除了第一级的共模反馈电路，减小设计难度。提出摆率提升电路，降低电路建立稳定时间，提升电路的开环增益，提高了闭环建立精度。采用全差分结构抑制了电路的偶次谐波，降低了共模噪声。最后采用自调零开关，消除环形放大器整体自偏置电压和共模的失调，增大输出摆幅。

Claims

1.一种环形放大器电路，其特征在于，分为第一级、第二级和第三级结构，形成三级结构，所述第一级、第二级和第三级之间的耦合方式为直接耦合；

2.根据权利要求1所述的一种环形放大器电路，其特征在于，所述第一级的M1、M2管的漏端，连接于第二级的M3、M4的栅端，第二级的M3、M4的漏端，连接于第三级的MRP、MRN管的栅端。

3.根据权利要求1所述的一种环形放大器电路，其特征在于，所述三级结构上增加第四级，用于对摆率提升，第四级包括PMOS管M5和NMOS管M6，M5和M6管漏端相连作为环形放大器的输出，并且M5和M6管工作在共源放大器模式下，第三级电路仅在电路进行稳态建立的时候工作，提高M5和M6的建立时间；

4.根据权利要求3所述的一种环形放大器电路，其特征在于，由两个上述的环形放大器的M5和M6的源极相连到电源电压VDD，同时增加一个尾电流管MTN，尾电流管漏级分别连接与M3和M4管，构建全差分运放的连接，实现信号的差分输入和差分输出，形成全差分环形放大器结构。

5.根据权利要求1所述的一种环形放大器电路，其特征在于，所述全差分环形放大器结构中，第一级包括负反馈管M5和M6，输入管M1、M2、M3、M4以及共模反馈管MTN；第一级的M5的源端连接于电路的VDD，M5的漏的端连接于M1的源端，M1的漏端连接于M3的漏端，M3的源端连接于MTN的漏端，MTN的源端连接于GND。M5的栅端连接于M1和M3的漏端，MTN的栅端连接于反馈信号V_FB；

第三级包括高阈值电压管MLP、MLN、MRP、MRN和低阈值电压输出管M11、M12、M13、M14；MLP管和M11的栅端连接在一起，并互联在M7的漏端，MLN管和M12的栅端连接在一起，并互联在M8的漏端，MLP的漏端与MLN的漏端连接在一起，M11的漏端和M12的漏端连接在一起。

6.根据权利要求5所述的一种环形放大器电路，其特征在于，整体电路的输入为M1、M3和M2、M4的栅端，输出为M11、M12和M13、M14的漏端，由于电路为全差分电路，左右严格对称，描述左半边的连接形式，第一级的输出为M1和M3的漏端，第一级的输出连接与第二级的输入，第二级的输入端为M7和M8的栅端，第二级的输出连接与第三级的输入，第二级的输出为M7和M8的漏端，第三级的输入为MLP，MLN和M11，M12的栅端。

7.根据权利要求5所述的一种环形放大器电路，其特征在于，共模反馈电压V_FB接入第一级的MTN管，以实现电路共模值的稳定，开关共模反馈的结构包括反馈电容C_FB以及5个开关，电路的VOUTP连接与AMP信号控制的开关，开关的另一端连接与电容C_FB的一端，信号V_CM连接与RST信号控制的开关，并且连接与AMP信号的相同C_FB的一端；将上述两个相同电路的C_FB的另一端连接并作为V_FB信号的输出端，并且V_FB信号连接与RST开关控制的V_CM信号。