JP2002232239A

JP2002232239A - 演算増幅器

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Publication number: JP2002232239A
Application number: JP2001025444A
Authority: JP
Inventors: Yoshitaka Watanabe; 渡辺　　喜隆
Original assignee: AKITA KAIHATSU CENTER ARD KK; AKITA KAIHATSU CT ARD KK
Current assignee: AKITA KAIHATSU CENTER ARD KK; AKITA KAIHATSU CT ARD KK
Priority date: 2001-02-01
Filing date: 2001-02-01
Publication date: 2002-08-16

Abstract

(57)【要約】【課題】演算増幅器における低周波ノイズ（１／ｆノイ
ズ）を低減させる。【解決手段】差動増幅回路の入力端子をなすＦＥＴの差
動トランジスタ１１０を、安定動作領域外（＝非飽和領
域及び飽和領域境界付近でありＶｄｓの変化によりＩｄ
が変化する通常は使われない領域）で動作させる。これ
により、ｇｍが機能している範囲でＩｄを制限して動作
させ、ＶｄｓとＩｄの積である損失による発熱を抑え、
発熱によるゆらぎをなくし低周波ノイズを抑制する。安
定動作領域外で差動トランジスタを動作させる手段とし
て、差動トランジスタの低電位側端子の電位を基準電位
としてリファレンス電圧を発生するリファレンス発生部
２２０と、差動トランジスタよりも高電位側に挿入さ
れ、リファレンス電圧により動作して電圧降下を行う電
圧シフト部２１０と、からなるレベルシフト回路２００
を挿入し、これにより差動トランジスタにかかるＶｄｓ
を決定する構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、演算増幅器（オペ
アンプ）に関する。

【０００２】

【従来の技術】電界効果トランジスタから構成した差動
増幅回路を入力段に備えた演算増幅器は、低消費電力、
高入力インピーダンスといった特徴を有することが知ら
れている。この種の演算増幅器は一般に図１に示すよう
な構造とされる。すなわち、入力段の差動増幅回路１、
利得段の増幅回路２、定電流回路３からなる構成であ
る。

【０００３】差動増幅回路１は、カレントミラーをなす
能動負荷の負荷トランジスタ１１，１２及び入力端子と
なる差動トランジスタ１３，１４からなり、これに電流
駆動回路として電流駆動トランジスタ１５が設けられて
いる。また、増幅回路２は出力トランジスタ２１、電流
駆動トランジスタ２２、位相補償キャパシタ２３、定電
流回路３は負荷抵抗３１、電圧設定トランジスタ３２か
ら構成される。差動増幅回路１の出力は出力トランジス
タ２１のゲートへ提供されるとともに位相補償キャパシ
タ２３を通して出力端子ｏｕｔへ提供され、各電流駆動
トランジスタ１５，２２のゲートには定電流回路３の出
力が提供される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記のような電界効果
トランジスタ、典型的にはＭＯＳトランジスタを使用し
た演算増幅器は、トランジスタ自体から発生するノイ
ズ、特に低周波ノイズ（１／ｆノイズ）が特性に影響す
るという問題が指摘されており、微小信号の増幅時にノ
イズ解決が必須の課題となっている。この演算増幅器の
ノイズ低減手法としては、相補バランスのとれた半導体
デバイスを組み合わせたカレントミラーなどを使用した
り、特開平４−３６０３０７号や特開平９−９３０５１
号のような差動増幅回路の負荷トランジスタ及び差動ト
ランジスタの相互コンダクタンスやゲート長を調整する
手法が知られている。

【０００５】しかし、そのような手法をこらした回路で
も、利得段に提供される電圧の増減により熱損失が大き
く変動することがあり、低周波ノイズ及び電圧ドリフト
へ影響する（特にパルス的急変動による熱損失急変によ
る低周波ノイズ発生）という現象を防ぎきれるまでには
至っていない。そこで、本発明により、その問題を解決
しようとするものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明によると、まず第
１の手段として、入力端子をなす差動トランジスタに電
界効果トランジスタを使用した差動増幅回路を入力段に
備える演算増幅器において、その差動トランジスタを安
定動作領域外で動作させることを特徴とする。今までの
常識では、電界効果トランジスタは、Ｉｄ−Ｖｄｓ特性
が一定となる安定動作領域、つまり十分な飽和領域で使
用するのが当たり前であり、ｇｍの大きなデバイスを用
いてドレイン電流Ｉｄを多く流し、ゲインを稼ぐことに
より相対的にノイズを低減するというのが常套手段であ
った。本発明ではこの定説を覆し、差動トランジスタで
ある電界効果トランジスタを、安定動作領域外、つま
り、非飽和領域及び飽和領域境界付近のドレイン−ソー
ス間電圧Ｖｄｓの変化によりドレイン電流Ｉｄが変化す
る通常は使われない領域で動作させることにより、ｇｍ
が機能している範囲でＩｄを制限して動作させるもので
ある。Ｖｄｓを小さくしてＩｄを少なくするということ
は、ＶｄｓとＩｄの積である損失による発熱を抑えられ
ることになり、発熱によるゆらぎをなくし低周波ノイズ
を抑制することが可能となる。そして、発熱が抑えられ
れば、デバイスの温度変化によるｇｍの変動（ｇｍは温
度依存性をもつ）を抑止することができるので、低周波
ノイズを低減させられる。

【０００７】このような安定動作領域外で差動トランジ
スタを動作させる手段としては、差動トランジスタより
も高電位側にレベルシフト回路を挿入し、これにより差
動トランジスタにかかるＶｄｓを決定する構成とすれば
よい。そのレベルシフト回路の具体例としては、差動ト
ランジスタの低電位側端子の電位を基準電位としてリフ
ァレンス電圧を発生するリファレンス発生部と、差動ト
ランジスタよりも高電位側に挿入され、リファレンス電
圧により動作して電圧降下を行う電圧シフト部と、から
なる構成が考えられる。リファレンス発生部は、精密な
電圧安定性は不要であるが、低周波ゆらぎノイズに対し
ある程度の安定性をもつほうが好ましいので、低ノイズ
特性の得られる電圧源（代表例としてシリコンダイオー
ド）とするのがよい。また、電圧シフト部はバイポーラ
トランジスタあるいは電界効果トランジスタから形成す
ることができる。

【０００８】また、このように微小電圧の範囲で差動ト
ランジスタを動作させるということは、電界効果トラン
ジスタ自体のリーク電流がほとんどなくなる結果にもつ
ながるため、電流の流れない非常にハイインピーダンス
の入力端子を形成することができる。そこで、このよう
な格別にハイインピーダンスの入力端子に接続して所定
の電圧を提供する電圧源には、所定の電圧（電位）を保
持したキャパシタを使用することができる。すなわち、
リーク電流も無視できるほどハイインピーダンスの入力
端子であれば、電荷を充電して一定電位にホールドした
キャパシタを使用することで電圧源として十分役に立
つ。このように電圧源としてキャパシタを使用すると、
非常に安定したノイズのない優良な完全フローティング
電圧源を得られることになる。つまり、本発明の演算増
幅器の入力端子用には、キャパシタを使用した非常に安
定な定電圧源が提供される。このようにキャパシタを電
圧源とすることで、電圧源も含めてワンチップ化するこ
とも可能となる。

【０００９】上記の他に本発明では、第２の手段とし
て、差動増幅回路を備えた演算増幅器において、その差
動増幅回路の電流駆動回路として、スレーブ制御電圧を
発生するスレーブ電圧源と、マスタ制御電圧を発生する
マスタ電圧源と、スレーブ制御電圧により動作するスレ
ーブトランジスタと、マスタ電圧源と熱的相関関係にあ
り、スレーブトランジスタの低電位側に直列接続されて
マスタ制御電圧により動作するマスタトランジスタと、
を備え、そのマスタ制御電圧に従うマスタトランジスタ
の制御端子（ベースやゲート）と高電位側端子（コレク
タやドレイン）との間の電圧差よりもスレーブ制御電圧
に従うスレーブトランジスタの制御端子と高電位側端子
との間の電圧差のほうが大きくなるようにしたことを特
徴とする。この場合、スレーブ電圧源とスレーブトラン
ジスタとについても熱的相関をとっておくと、安定動作
の面でさらに好ましい。

【００１０】この構成は、熱的相関のとれた（同一雰囲
気中にあるなど周囲の温度条件が一致していればよく、
熱結合の必要はない）電圧源及びトランジスタの組み合
わせをカスケード接続して用いるものであり、スレーブ
制御電圧によりローインピーダンス動作するスレーブ素
子を発熱担当とし、マスタ制御電圧により高抵抗動作す
るマスタ素子に電流値を決定させる仕組みである。すな
わち、差動増幅回路から電流駆動回路へかかかる印加電
圧による熱損失のほとんどを、制御端子と高電位側端子
との間の電圧差（ベース−コレクタ間電圧、ゲート−ド
レイン間電圧）を大きくしてローインピーダンス動作さ
せるスレーブトランジスタに受けもたせ、これよりも下
流のマスタトランジスタは制御端子と高電位側端子との
間の電圧差を極力小さくして高抵抗動作させることで自
己損失による発熱を抑え、安定動作させる。電流値を決
定するのはマスタトランジスタなので、マスタトランジ
スタが熱的に安定していれば、熱ゆらぎを抑制すること
ができ、低周波ノイズを大きく抑えることができる。ま
た、マスタの動作電圧が一定となることから、当該マス
タの容量など高速性能に影響する因子が安定し、高速性
能が向上して高い周波数領域まで対応することができる
ようになる。

【００１１】このようなスレーブトランジスタ及び／又
はマスタトランジスタは、ダーリントン接続の構成とす
ることも可能であるし、この場合、ダイオードを挿入し
てマスタトランジスタへの印加電圧を下げて発熱をさら
に抑える構成も可能である。トランジスタとしては、バ
イポーラ型、電界効果型のいずれも可能である。

【００１２】さらに本発明では、第３の手段として、差
動増幅回路を入力段に備えた演算増幅器の利得段につい
て、差動増幅回路の非反転（＋）入力端子側の出力を受
ける第１の電流入力ノードと、差動増幅回路の反転
（−）入力端子側の出力を受ける第２の電流入力ノード
と、第１の電流入力ノードに接続するとともに制御端子
（ベース、ゲート）を所定の電位（たとえば回路の＋電
源と−電源との間の中間電位、典型的には接地）に接続
した第１のトランジスタ及び第２の電流入力ノードに接
続するとともに制御端子を前記所定の電位に接続した第
２のトランジスタからなる電流−電圧変換回路と、この
電流−電圧変換回路の第１のトランジスタに接続したト
ランジスタからなる熱拡散均等化回路と、この熱拡散均
等化回路のトランジスタ及び電流−電圧変換回路の第２
のトランジスタに接続して第１の電流入力ノードの電流
をミラーリングするようにしたカレントミラー回路と、
から構成し、その電流−電圧変換回路をなす第２のトラ
ンジスタとカレントミラー回路との間に出力端子を設
け、熱拡散均等化回路をなすトランジスタの制御端子の
電位を、出力端子の電位と同程度に設定することを特徴
とする。

【００１３】この利得段によれば、差動増幅回路の非反
転側出力に対応した電流−電圧変換回路の第１のトラン
ジスタについて、その低電位側の電位を熱拡散均等化回
路によりシフトさせることができる。熱拡散均等化回路
がない場合、２つの電流入力ノードにかかる印加電圧は
演算増幅器が動作することにより当然異なる（第１＞第
２）ため、電流−電圧変換回路における両トランジスタ
の損失による発熱量には差が生じる。その発熱の不均衡
が熱ゆらぎとなって低周波ノイズの原因になっていると
考えられる。そこで、熱拡散均等化回路を設けることに
より非反転側のトランジスタの低電位側電位をシフトさ
せることにより、電流−電圧変換回路の両トランジスタ
に関するバイアス電圧をできるだけ均衡させ、素子間の
発熱が不均衡とならないようにしている。これにより、
熱ゆらぎが抑えられて低周波ノイズが抑制される。

【００１４】熱拡散均等化回路はこのような役割をもつ
ため、そのトランジスタの制御端子電位を出力端子の電
位と同程度に設定するものであるが、これは、回路が出
力動作していないときの静的電位に対し同程度とするも
のであり、動作で上下動する出力端子の電位に追従する
必要はない。また、出力端子の電位とぴったり一致させ
る厳密な制御は必要なく、ある程度の範囲（ダイオード
やトランジスタによる電圧降下分程度の違い）をもって
一致していればよい。

【００１５】以上の本発明による第１〜第３の手段は、
組み合わせて用いるといっそう効果的である。

【００１６】

【発明の実施の形態】図２に、本発明に係る演算増幅器
の代表例を示している。

【００１７】この例の演算増幅器は、正電源＋Ｖｓと負
電源−Ｖｓとの間で動作する入力段に、能動負荷１００
及び入力端子１１０からなる差動増幅回路を形成してあ
り、その能動負荷１００と入力端子１１０との間に、レ
ベルシフト回路２００の電圧シフト部２１０が挿入され
ている。この電圧シフト部２１０は、同じくレベルシフ
ト回路２００を構成するリファレンス発生部２２０から
発生されるリファレンス電圧により動作するものとして
ある。能動負荷１００はバイポーラトランジスタや電界
効果トランジスタのカレントミラーから構成され、入力
端子１１０は電界効果トランジスタを使用した差動トラ
ンジスタ対から構成される。

【００１８】差動増幅回路の入力端子１１０の低電位側
に設けられる電流源として本例では、本発明に係る電流
駆動回路３００が使用されている。また、本例の差動増
幅回路の２出力は、電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換回路４０
０、熱拡散均等化回路５００、カレントミラー回路６０
０からなる利得段へ入力されている。

【００１９】図３に、入力端子１１０及びレベルシフト
回路２００の詳細を示してある。入力端子１１０は、電
界効果トランジスタからなる差動トランジスタ１１１，
１１２により構成されており、差動トランジスタ１１１
が非反転入力、差動トランジスタ１１２が反転入力を担
当する。この差動トランジスタ１１１，１１２よりも高
電位側に、レベルシフト回路２００の電圧シフト部２１
０を構成するトランジスタ２１１，２１２がそれぞれ挿
入されている。これらトランジスタ２１１，２１２が、
ダイオードを利用したリファレンス発生部２２０により
差動トランジスタ１１１，１１２の低電位側端子のノー
ドＳの電位を基準にして設定されるリファレンス電圧に
従い動作することで、相応のドレイン−ソース間電圧Ｖ
ｄｓが差動トランジスタ１１１，１１２に設定される。
そのＶｄｓは、リファレンス発生部２２０の設計によ
り、非飽和領域など差動トランジスタ１１１，１１２の
安定動作領域外の値となるようにしてあるので、差動ト
ランジスタ１１１，１１２は従来より非常に小さなゲー
ト−ソース間電圧Ｖｇｓ及び非常に少ないドレイン電流
Ｉｄで動作する。このようにＶｄｓを小さくすると安定
動作領域で使うことはできなくなるが、レベルシフト回
路２００でＶｄｓを固定することにより動作点の固定化
は可能である。

【００２０】レベルシフト回路２００のない従来の回路
の場合、差動トランジスタ１１１，１１２のＶｄｓとし
てたとえば５Ｖ以上の電圧をかけ、十分に安定した飽和
領域で動作させるのが常識であった。そして、相互コン
ダクタンスｇｍが大きく且つ飽和ドレイン電流Ｉｄｓｓ
が多い素子を用い、Ｉｄをできるだけ多く流してゲイン
をかせぐことにより、相対的にノイズを低減させるとい
う手法が当然のこととして知られている。このような従
来の常識に対し本発明の手法では、上記のようにＶｄｓ
を小さくし、ｇｍが機能している範囲でＩｄを制限して
使用するので、ある程度以上のｇｍで且つＩｄｓｓのな
るべく少ない素子を用いる。

【００２１】レベルシフト回路２００により設定される
Ｖｄｓで動作する本例の差動トランジスタ１１１，１１
２は、小さいＶｄｓに従うＶｄとの関係からＶｇｓも小
さくなるので、小さいＶｄｓ及びＶｇｓにより、ゲート
リーク電流を抑制することができる。これにより、電界
効果素子の特性であるハイインピーダンスを十分に発揮
できるし、電流性ノイズを低減することもできる。ま
た、Ｖｄｓを小さくし且つｇｍが機能する範囲でＩｄを
制限することで、損失（ＶｄｓとＩｄｓの積）による発
熱を大幅に抑えられることになる。その結果、熱ゆらぎ
を抑止し、低周波ノイズを大きく低減することが可能で
ある。

【００２２】続いて、このような本例の差動増幅回路用
の電流駆動回路３００につき、図４に詳細を示し説明す
る。図４Ａには本例の電流駆動回路３００の詳細、図４
Ｂには従来の回路例を示している。

【００２３】図４Ａに示す本例の電流駆動回路３００
は、差動トランジスタ１１１，１１２の低電位側につな
がるスレーブトランジスタ３１０、このスレーブトラン
ジスタ３１０と熱的相関のとれたスレーブ電圧源３２
０、スレーブトランジスタ３１０に直列接続されたマス
タトランジスタ３３０、このマスタトランジスタ３３０
と熱的相関のとれたマスタ電圧源３４０、そしてマスタ
トランジスタ３３０に接続された抵抗３５０で構成され
ている。スレーブトランジスタ３１０とスレーブ電圧源
３２０との熱的相関はそれほど気にする必要はないが、
相関をとっておいた方がいっそう動作が安定し好まし
い。本例の場合、熱的相関をとるために、スレーブトラ
ンジスタ３１０とスレーブ電圧源３２０、そして、マス
タトランジスタ３３０とマスタ電圧源３４０を、ワンパ
ッケージ内に収めるなどし、両者の温度条件が一致する
ようにしている。なお、周囲の温度条件が一致しさえし
ていればよく、ワンチップ化するなどの熱結合までは必
要ない（ワンチップ化すればさらに良好であるが）。

【００２４】スレーブ、マスタの両トランジスタ３１
０，３３０ともバイポーラトランジスタあるいは電界効
果トランジスタのいずれで形成してもよく、その制御端
子（ベース又はゲート）を各担当の電圧源３２０，３４
０へつないだ構成とする。スレーブ電圧源３２０による
スレーブ制御電圧は、スレーブトランジスタ３１０の制
御端子と高電位側端子との間の電圧差（ベース−コレク
タ間電圧、ゲート−ドレイン間電圧）がマスタトランジ
スタ３３０に比べて大きくなるように設定する一方、マ
スタ電圧源３４０によるマスタ制御電圧は、マスタトラ
ンジスタ３３０の制御端子と高電位側端子との間の電圧
差ができるだけ小さく（０でも可）なるように設定す
る。これにより、制御端子と高電位側端子との間の電圧
差、すなわちベース−コレクタ間電圧やゲート−ドレイ
ン間電圧が大きく設定されてローインピーダンス動作す
るスレーブトランジスタ３１０が発熱を担当し、コレク
タ−ベース間電圧が極小化されて高抵抗動作するマスタ
トランジスタ３３０が電流値決定を担当する。

【００２５】図４Ｂに示す従来の回路と比較してみる
と、まず、図４Ｂの回路では、電流値を決めるトランジ
スタ３６０がバイポーラの場合、ベース−コレクタ間電
圧をたとえば３〜５Ｖ以上の高電圧に設定して動作させ
るのが常識である。これに対し図４Ａの回路では、電流
値を決めるマスタトランジスタ３３０のベース−コレク
タ間電圧は非常に小さく（差０＝同電位でも動作可）な
るようにされている。そして、図４Ｂの従来回路にかか
る電圧をＶ、流れる電流をＩ、抵抗３７０の抵抗値をＲ
とすると、トランジスタ３６０の熱損失ＰはＰ＝｛（Ｖ
−Ｒ・Ｉ）・Ｉ｝となる。一方、図４Ａの本例の回路で
は、同じく電圧Ｖ、電流Ｉ、抵抗３５０の抵抗値Ｒと
し、マスタに対する電圧をＶ１、スレーブに対する電圧
をＶ２とすると、スレーブトランジスタ３１０の熱損失
Ｐは、Ｐ＝（Ｖ２−Ｖ１）・Ｉとなる。なお、Ｖ２＝Ｖ
−Ｒ・Ｉである。基本的に両者とも熱損失はＰ＝Ｖ・Ｉ
であるが、本例の回路の場合Ｖ１が小さければ、差動増
幅回路からかかるトータルの印加電圧Ｖによる熱損失の
ほとんどをスレーブトランジスタ３１０が受けもつこと
になる点で大きく相違している。したがって、マスタト
ランジスタ３３０は発熱することなく一定の動作点に固
定され、電流値を決定する素子として安定した状態で動
作することが可能になっている。つまり、電流値を決定
するマスタトランジスタ３３０は、ベース電位（ゲート
電位）を上記のように適宜設定して電圧Ｖ１を極小化す
ることで、自己損失による発熱を抑制することができ、
熱ゆらぎがなくなり、低周波ノイズを防止することがで
きる。また、発熱による素子の温度上昇を抑えること
で、電流増幅率ｈｆｅ（ＦＥＴではｇｍ）の変動を抑止
することができるので、回路の動作点が固定され、非常
に安定性の優れたものとなる。

【００２６】このような電流駆動回路３００について、
他の構成例を図５に示している。図示の例は、スレーブ
及びマスタの両方をダーリントン接続のトランジスタと
した例である。

【００２７】図５Ａに示すのは、スレーブトランジスタ
３１０及びマスタトランジスタ３３０の両方ともＮＰＮ
トランジスタのダーリントン接続とした例である。スレ
ーブトランジスタ３１０をなすダーリントン接続した２
つのトランジスタ３１１，３１２に対しそれぞれ、熱的
相関をとって電圧源素子３２１，３２２が割り当てられ
ている。すなわち、電圧源３２０をなす電圧源素子３２
１とトランジスタ３１１が熱的に相関し、電圧源素子３
２２とトランジスタ３１２が熱的に相関する。また、マ
スタトランジスタ３３０をなすダーリントン接続した２
つのトランジスタ３３１，３３２に対しても同様に、そ
れぞれ熱的相関をとった電圧源素子３４１，３４２が電
圧源３４０として割り当てられている。

【００２８】図５Ｂには、ＰＮＰトランジスタ３３１’
及びＮＰＮトランジスタ３３２’をダーリントン接続に
してマスタトランジスタ３３０を構成した例を示してあ
り、図５Ｃには、ＰＮＰトランジスタ３３１’及びＮＰ
Ｎトランジスタ３３２’をダーリントン接続にしたうえ
にダイオード３３３を挿入して、印加電圧（Ｖ１）をさ
らに下げるようにしたマスタトランジスタ３３０を示し
てある。これらの場合における電圧源３２０，３４０も
図５Ａの例同様のものとする。

【００２９】次に、図２の利得段をなす電流−電圧変換
回路４００、熱拡散均等化回路５００、カレントミラー
回路６００の詳細について、図６に示し説明する。

【００３０】まず、図６Ａに示す電流−電圧変換回路４
００は、差動増幅回路の非反転入力側の出力を受ける第
１の電流入力ノードＮ１に接続された第１のトランジス
タ４０１と、反転入力側の出力を受ける第２の電流入力
ノードＮ２に接続された第２のトランジスタ４０２と、
で構成され、その両トランジスタ４０１，４０２の制御
端子を正電源＋Ｖｓと負電源−Ｖｓとの間の中間電位で
ある接地につないだベース（ゲート）接地型の回路とな
っている。各電流入力ノードＮ１，Ｎ２は抵抗を通して
正電源＋Ｖｓにつながれている。また、図示のようにト
ランジスタ４０１，４０２がバイポーラの場合、ダイオ
ード及び電圧源を通してベースが正電源＋Ｖｓへつなが
れる。このような電流−電圧変換回路４００の下流側
に、熱拡散均等化回路５００及び出力端子ｏｕｔが設け
られる。熱拡散均等化回路５００は第１のトランジスタ
４０１の低電位側に接続され、出力端子ｏｕｔは第２の
トランジスタ４０２の低電位側に設けられる。つまり、
この利得段の出力は、電流−電圧変換回路４００の第２
のトランジスタ４０２から得られる。

【００３１】熱拡散均等化回路５００は、電流−電圧変
換回路４００の第１のトランジスタ４０１に接続したＰ
ＮＰトランジスタ５０１から構成してあり、そのベース
を接地させて使用する。本例の場合、電流−電圧変換回
路４００のトランジスタ４０１，４０２のベースを、電
流源を介し熱拡散均等化回路５００のトランジスタ５０
１のベースへ接続し、まとめて接地している。この構成
により、トランジスタ５０１のベースが出力端子ｏｕｔ
と同電位に設定されることになる。このトランジスタ５
０１を第１のトランジスタ４０１の低電位側に挿入する
ことにより電圧シフトが行われ、熱拡散均等化回路５０
０がない従来回路に比べて電流−電圧変換回路４００の
印加バイアスが均衡化される結果、電流−電圧変換回路
４００における素子間の発熱不均衡が改善される。した
がって、熱ゆらぎが防がれ、低周波ノイズが削減され
る。

【００３２】熱拡散均等化回路５００及び出力端子ｏｕ
ｔに続けては、カレントミラー回路６００が設けられ
る。本例のカレントミラー回路６００はバイポーラトラ
ンジスタ６０１〜６０４からなるウイルソン型で（ウイ
ルソン型以外でも同様に適用可）、非反転入力側出力を
受ける第１の電流入力ノードＮ１側の電流をミラーリン
グする。すなわち、熱拡散均等化回路５００にトランジ
スタ６０１を接続するとともに出力端子ｏｕｔにトラン
ジスタ６０２を接続し、これらのゲートを熱拡散均等化
回路５００のほうに接続してある。さらに、これらトラ
ンジスタ６０１，６０２に続けてトランジスタ６０３，
６０４を接続し、これらのゲートをトランジスタ６０２
のほうに接続してある。トランジスタ６０３，６０４の
エミッタは、抵抗を介し接地される。

【００３３】なお、このような利得段の出力端子ｏｕｔ
からの出力は、図２のカレントブースター７００を経て
他の回路へわたされる。

【００３４】図６Ｂには、熱拡散均等化回路５００の他
の例を示している。この例では、電流−電圧変換回路４
００のトランジスタ４０３，４０５のベースが電流源を
通して接地され、この接地端に対しダイオードを介して
熱拡散均等化回路５００のトランジスタ５０２のベース
が接続されている。また、このトランジスタ５０２のベ
ースは電流源を介して負電源−Ｖｓへつながれており、
したがってトランジスタ５０２のベース電位は、出力端
子ｏｕｔに対しダイオード１個分の差をもって同程度に
設定される。

【００３５】もちろんこのような回路において、上記の
他に、ＮＰＮトランジスタ、電界効果トランジスタを使
用することも可能である。

【００３６】図７に、本発明に係る演算増幅器ＯＰの入
力端子に使用する電圧源の原理モデルを示している。

【００３７】図７Ａには、等倍ゲインの回路例を示して
いる。演算増幅器ＯＰは負帰還接続されており、その非
反転入力端子（＋）に、電圧源となるキャパシタＣが接
続されている。この電圧源キャパシタＣは、一電極を非
反転入力端子に、もう一方の電極を接地してある。その
一電極はまた、スイッチＳを介して電源Ｖにつながれて
おり、スイッチＳを入れることで充電され、所定の電圧
をホールドしたところでスイッチＳをきることでフロー
ティング状態となる。すると、演算増幅器ＯＰの入力端
子は上記のような構成のため電流の流れる経路がないの
で、電圧源キャパシタＣは充電された電荷を長時間維持
することができる（リークがなければ永久的にもつ）。
完全フローティング状態となった電圧源キャパシタＣ
は、ノイズもなく極めて安定した定電圧源となるので、
これをリファレンスとした演算増幅器ＯＰの出力は、非
常に低ノイズの電源として使用することができる。

【００３８】図７Ｂには、ゲインを有するようにした回
路例を示している。演算増幅器ＯＰの非反転入力端子側
に接続される、キャパシタＣ１、スイッチＳ、電源Ｖの
構成は図７Ａ同様であるが、反転入力端子側の負帰還接
続の構成が図７Ａと異なっている。すなわち、演算増幅
器ＯＰの出力はキャパシタＣ２を通った後、分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２の接続点を介して反転入力端子へ帰還されるよ
うになっている。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２は、演算増幅器Ｏ
Ｐの出力端子と接地端との間に直列接続した２つの抵抗
素子である。この回路により、上記同様に非常に低ノイ
ズのゲインを有する電源が提供される。しかも、このよ
うなキャパシタ及び演算増幅器による回路は、ワンチッ
プ化しての提供が可能である。

【００３９】

【発明の効果】本発明によれば、発熱（熱変化）による
熱ゆらぎの抑制で低周波ノイズが大きく低減され、従来
に比べ格段にノイズの少ない増幅器が提供される。大幅
にノイズが低減されることで、微小信号の増幅に特に適
しており、デバイスの１／ｆノイズ評価回路への応用が
可能であるし、従来では非常に難しいと言われていた等
倍アンプの形成をも容易に可能とする。特に、入力段に
用いた電界効果素子によるｇｍを能動負荷のドレインロ
ードを通じてＩ−Ｖ変換回路へ入力する構成とした場
合、高い電圧ゲインを得ることができる構成となるの
で、交流に対して原理的に安定な単極応答増幅器（従来
難しかった１００％負帰還などの全帰還動作、あるいは
オープンループゲイン内で任意のクローズドループゲイ
ンでの動作も可能となる）とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の演算増幅器を示した回路図。

【図２】本発明に係る演算増幅器を示したブロック図。

【図３】本発明のレベルシフト回路の一例を示す回路
図。

【図４】本発明の電流駆動回路の一例を示す回路図。

【図５】本発明の電流駆動回路の他の例を示す回路図。

【図６】本発明の利得段の一例を示す回路図。

【図７】本発明に係る演算増幅器の電圧源として使用す
るキャパシタの一例を示す回路図。

【符号の説明】

１００能動負荷１１０入力端子（差動トランジスタ）２００レベルシフト回路３００電流駆動回路４００電流−電圧変換回路５００熱拡散均等化回路６００カレントミラー回路

フロントページの続きＦターム(参考） 5J066 AA01 AA47 CA12 CA41 FA01 HA02 HA08 HA09 HA18 HA19 HA25 HA29 KA00 KA02 KA05 KA09 KA18 KA27 MA06 MA23 ND01 ND14 ND22 ND23 PD01 TA01 5J092 AA01 AA47 CA12 CA41 FA01 HA02 HA08 HA09 HA18 HA19 HA25 HA29 KA00 KA02 KA05 KA09 KA18 KA27 MA06 MA23 TA01 UR10 UR13

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力端子をなす差動トランジスタに電界
効果トランジスタを使用した差動増幅回路を入力段に備
える演算増幅器において、前記差動トランジスタを安定
動作領域外で動作させることを特徴とする演算増幅器。
【請求項２】差動トランジスタよりも高電位側にレベ
ルシフト回路を挿入し、これにより前記差動トランジス
タにかかるドレイン−ソース間電圧を決定する請求項１
記載の演算増幅器。
【請求項３】レベルシフト回路は、差動トランジスタ
の低電位側端子の電位を基準電位としてリファレンス電
圧を発生するリファレンス発生部と、前記差動トランジ
スタよりも高電位側に挿入され、前記リファレンス電圧
により動作して電圧降下を行う電圧シフト部と、からな
る請求項２記載の演算増幅器。
【請求項４】差動増幅回路の電流駆動回路として、ス
レーブ制御電圧を発生するスレーブ電圧源と、マスタ制
御電圧を発生するマスタ電圧源と、前記スレーブ制御電
圧により動作するスレーブトランジスタと、前記マスタ
電圧源と熱的相関関係にあり、前記スレーブトランジス
タの低電位側に直列接続されて前記マスタ制御電圧によ
り動作するマスタトランジスタと、を備え、前記マスタ
制御電圧に従う前記マスタトランジスタの制御端子と高
電位側端子との間の電圧差よりも前記スレーブ制御電圧
に従う前記スレーブトランジスタの制御端子と高電位側
端子との間の電圧差のほうが大きくなるようにしてある
請求項１〜３のいずれか１項に記載の演算増幅器。
【請求項５】スレーブ電圧源とスレーブトランジスタ
とが熱的相関関係にある請求項４記載の演算増幅器。
【請求項６】スレーブトランジスタをダーリントン接
続とした請求項４又は請求項５記載の演算増幅器。
【請求項７】マスタトランジスタをダーリントン接続
とした請求項４〜６のいずれか１項に記載の演算増幅
器。
【請求項８】マスタトランジスタへの印加電圧を下げ
るためのダイオードを挿入してある請求項７記載の演算
増幅器。
【請求項９】差動増幅回路の非反転入力端子側の出力
を受ける第１の電流入力ノードと、前記差動増幅回路の
反転入力端子側の出力を受ける第２の電流入力ノード
と、前記第１の電流入力ノードに接続するとともに制御
端子を所定の電位に接続した第１のトランジスタ及び前
記第２の電流入力ノードに接続するとともに制御端子を
前記所定の電位に接続した第２のトランジスタからなる
電流−電圧変換回路と、該電流−電圧変換回路の第１の
トランジスタに接続したトランジスタからなる熱拡散均
等化回路と、該熱拡散均等化回路のトランジスタ及び前
記電流−電圧変換回路の第２のトランジスタに接続して
前記第１の電流入力ノード側の電流をミラーリングする
ようにしたカレントミラー回路と、からなり、前記電流
−電圧変換回路をなす第２のトランジスタと前記カレン
トミラー回路との間に出力端子が設けられ、前記熱拡散
均等化回路をなすトランジスタの制御端子の電位を、前
記出力端子の電位と同程度に設定するようにした利得段
を備える請求項１〜８のいずれか１項に記載の演算増幅
器。
【請求項１０】請求項１〜９のいずれか１項に記載の
演算増幅器における入力端子に対し使用する電圧源であ
って、所定の電圧を保持したキャパシタの一電極を前記
入力端子に接続してなる電圧源。
【請求項１１】差動増幅回路を備えた演算増幅器にお
いて、前記差動増幅回路の電流駆動回路として、スレー
ブ制御電圧を発生するスレーブ電圧源と、マスタ制御電
圧を発生するマスタ電圧源と、前記スレーブ制御電圧に
より動作するスレーブトランジスタと、前記マスタ電圧
源と熱的相関関係にあり、前記スレーブトランジスタの
低電位側に直列接続されて前記マスタ制御電圧により動
作するマスタトランジスタと、を備え、前記マスタ制御
電圧に従う前記マスタトランジスタの制御端子と高電位
側端子との間の電圧差よりも前記スレーブ制御電圧に従
う前記スレーブトランジスタの制御端子と高電位側端子
との間の電圧差のほうが大きくなるようにしてあること
を特徴とする演算増幅器。
【請求項１２】スレーブ電圧源とスレーブトランジス
タとが熱的相関関係にある請求項１１記載の演算増幅
器。
【請求項１３】スレーブトランジスタをダーリントン
接続とした請求項１１又は請求項１２記載の演算増幅
器。
【請求項１４】マスタトランジスタをダーリントン接
続とした請求項１１〜１３のいずれか１項に記載の演算
増幅器。
【請求項１５】マスタトランジスタへの印加電圧を下
げるためのダイオードを挿入してある請求項１４記載の
演算増幅器。
【請求項１６】差動増幅回路を入力段に備えた演算増
幅器の利得段であって、前記差動増幅回路の非反転入力
端子側の出力を受ける第１の電流入力ノードと、前記差
動増幅回路の反転入力端子側の出力を受ける第２の電流
入力ノードと、前記第１の電流入力ノードに接続すると
ともに制御端子を所定の電位に接続した第１のトランジ
スタ及び前記第２の電流入力ノードに接続するとともに
制御端子を前記所定の電位に接続した第２のトランジス
タからなる電流−電圧変換回路と、該電流−電圧変換回
路の第１のトランジスタに接続したトランジスタからな
る熱拡散均等化回路と、該熱拡散均等化回路のトランジ
スタ及び前記電流−電圧変換回路の第２のトランジスタ
に接続して前記第１の電流入力ノード側の電流をミラー
リングするようにしたカレントミラー回路と、からな
り、前記電流−電圧変換回路をなす第２のトランジスタ
と前記カレントミラー回路との間に出力端子が設けら
れ、前記熱拡散均等化回路をなすトランジスタの制御端
子の電位を、前記出力端子の電位と同程度に設定するよ
うにしたことを特徴とする利得段。